DE3319292A1 - Schaltungsanordnung zur rauschverminderung - Google Patents
Schaltungsanordnung zur rauschverminderungInfo
- Publication number
- DE3319292A1 DE3319292A1 DE19833319292 DE3319292A DE3319292A1 DE 3319292 A1 DE3319292 A1 DE 3319292A1 DE 19833319292 DE19833319292 DE 19833319292 DE 3319292 A DE3319292 A DE 3319292A DE 3319292 A1 DE3319292 A1 DE 3319292A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- output
- circuit
- voltage
- signal
- circuit arrangement
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G9/00—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control
- H03G9/02—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers
- H03G9/12—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers having semiconductor devices
- H03G9/18—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers having semiconductor devices for tone control and volume expansion or compression
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/62—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for providing a predistortion of the signal in the transmitter and corresponding correction in the receiver, e.g. for improving the signal/noise ratio
- H04B1/64—Volume compression or expansion arrangements
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Signal Processing Not Specific To The Method Of Recording And Reproducing (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
Description
* f* 0 ΰ « * * fl Λ ' ο Ο ft * O Ci
«A « »UV «Ο
Φ 0 β Ο««»Ο «Β " ί.
r φ φ φ » θ ft ο «5
«of A · on t * ( « φ«
- 11 -
Schaltung;g anordnung; zur Rauschverminderung;
Die Erfindung bezieht sich generell auf ein System zur
Herbeiführung einer Signalrauschverminderung. Die Srfindung
betrifft insbesondere eine Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung, um den Dynamikbereich ia einem
Übertragungssystem durch Signalkompression und durch Signaldehnung effektiv auszuweiten.
Es ist eine Rauschverminderungsschaltung bekannts die
sendeseitig eine Kompressionsschaltung für.eine Signalkompression während der übertragung und empfangsseitig
eine Dehnungsschaltung für eine Signaldehnung während der Signalaufnahme enthält, um den effektiven Dyn&mikbereich
des Signalübertragungsweges auszuweiten. Dieselbe Lösung der Signalkompression und der Signaldehnung
ist auch bei Aufzeichnungs- und Wiedergabesystemen
angewandt worden, bei denen das Signal am Eingang der Aufnahme- bzw. Aufzeichnungseinrichtung komprimiert
und während der Wiedergabe gedehnt wird. In typischer
Weise enthalten diese Kompressions- und Dehnungssysteme
Schaltungen, die eine steuerbare Übertragungsfunktion
^O haben, bei denen die Übertragungsfunktion der Schaltung
in Abhängigkeit von dem Signalpegel und/oder der Signalfrequenz geändert wird.
Eine Signalverminderungsschaltung dieses Typs ist in der US-PS 3 631 365 gezeigt und beschrieben. Bei dieser
bekannten Schaltungsanordnung entlaält die Kompres-
sionsschaltung der betreffenden Rauschverminderungsschaltung
einen Hauptsignalzweig, einen Hilfssignalzweig und
eine Summierungsschaltung zum Summieren der Signale der
beiden Signalzweige, um ein Ausgangssignal zu erzeugen.
Der Hilfssignalzweig besteht aus einem Hochpaßfilter mit
veränderbarer· Grenzfrequenz, einer Steuerschaltung zur
Steuerung dieser veränderbaren Grenzfrequenz und einer Amplitudenbegrenzungsschaltung. Das Ausgangssignal von
dem Hochpaßfilter wird der Amplitudenbegrenzungsschaltung
über einen Verstärker zugeführt, und das Ausgangssignal der Amplitudenbegrenzungsschaltung w.rd der Summierschaltung
zugeführt, in der es zu dem Signal des Hauptsignalzweiges hinzuaddiert wird. Die Amplitudenbegrenzungsschaltung
besteht aus antiparallel miteinander verbundenen Dioden oder aus einer entsprechenden
Anordnung aus pn-Übergängen} sie weist einen ihr eigenen Schwellwertpegel von etwa 1,2 Vss bei Silizium-pn-Übergängen
auf. Da der Schwellwertpegel dieses pn-Übergangs groß ist im Vergleich zu den Signalpegeln, die
üblicherweise in Schaltungen dieser Art auftreten bzw. einbezogen sind, muß ein Verstärker in der Vorstufe
der Amplitudenbegrenzungsschaltung eingeschaltet werden, so daß der Ausgangssignalpegel des Hochpaßfilters
erheblich höher sein kann als der Schwellwertpegel der Amplitudenbegrenzungsschaltung. Deshalb ist dieser Verstärker
keine nebensächliche Komponente, sondern es handelt sich dabei um ein wesentliches Element, welches
nicht nur als Pufferverstärker für das Hochpaßfilter
wirkt, sondern welches außerdem dazu dient, den Begrenzerpegel einzustellen. Da das Ausgangssignal des
Hilfssignalzweiges, welches durch diesen Verstärker
verstärkt worden ist, dem Hauptsignal hinzuaddiert werden muß, und zwar nur mit einem geringen Gewichtungsfaktor,
ist eine zusätzliche komplizierte Schaltungsanordnung erforderlich, die die Signalgenauigkeit
und Stabilität weiter nachteilig beeinflußt. Darüber
β * 4 I
ιΐ · 9 · β «j » a
- 13 -
hinaus beeinträchtigen Sperr- oder Abflußströme in den pn-Übergängen der Amplitudenbegrenzungsschaltung in
nachteiliger Weise die übrigen Schaltungen in dem System, und zwar aufgrund der gemeinsamen Impedanz der
Masseschaltung.
Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung
zu schaffen, wobei diese Schaltungsanordnung relativ rj ο unkompliziert sein soll im Vergleich zu bisher bekannten Rauschverminderungsschaltungen.
Darüber hinaus soll eine Rausehverminderungsschaltung
für die Verwendung in einem Signalübertragungssystem bereitgestellt werden, welches einfach sein und eine
hohe Genauigkeit mit sich bringen soll und welches darüber hinaus zur Herstellung als integrierte Schaltung
führen soll.
2G Darüber hinaus soll eine Rauschverminderungsschaltung für die Verwendung in einem Signalübertragungssystem
geschaffen werden, in welchem der Schwellwertpegel des Amplitudenbegrenzers erforderlichenfalls ohne die
Forderung nach geeigneten Verstärkern eingestellt verden können soll.
Schließlich soll eine Rauschverminderungsschaltung geschaffen werden, in der nachteilige Auswirkungen
vermieden sind, die durch einen Sperrvorstrom oder Ableitstrom hervorgerufen werden, der durch die Amplitudenbegrenzungsschaltung fließt.
Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe durch die in den Patentansprüchen erfaßte Erfindung.
Gemäß einem Aspekt der Hauschverminderungsschaltung
-U-
nach der vorliegenden Erfindung sind ein Hauptsignalweg
bzw. Hauptsignalzweig, ein Hilfssignalweg bzw.
Hilfssignalzweig mit der Charakteristik eines Hochpaßfilters,
welches eine steuerbare Grenzfrequenz aufweist, und eine Siimmierungsschaltung vorgesehen,
welche die Ausgangssignale des Hauptsignalzweiges und des Hilfssignalzweiges summiert. Dabei weist der Hilfssignalzweig
einen Spannungs-Strom-Wandler auf, der ein Differenz-Eingangspaar und ein Differenz-Ausgangspaar
aufweist. Ein pn-Übergangspaar ist mit den Differenzausgängen des Spannungs-Strom-Wandlers verbunden. Ferner
sind zumindest zwei Transistorpaare mit gemeinsamer Emitterkonfiguration vorgesehen, denen die Spannungsdifferenz
des pn-Übergangspaares über die Basiselektroden des jeweiligen Transistorpaares angelegt
wird. Ein Kondensator ist mit dem einen Eingangsan-Schluß
des Spannungs-Strom-Wandlers verbunden, und ein Rückkopplungszweig dient zur Rückkopplung des Kollektorstroms
des ersten Transistorpaares mit gemeinsamem Emitter zu GLeM einen Eingangs ans chluß des Spannungs-Strom-Wandlers.
Ferner ist eine Steuerschaltung vorgesehen, welche die veränderbare Grenzfrequtnz des Hochpaßfilters
steuert und welche außerdem den gemeinsamen Emitterstrom des ersten Transistorpaares mit gemeinsamem
Emitter steuert. Das Ausgangssignal des Hilfssignalzweiges
wird von den Kollektorkreisen des zweiten Transistorpaares mit gemeinsamem Emitter gewonnen.
Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend beispielsweise näher erläutert, wobei in den verschiedenen
Zeichnungen einander entsprechende Elemente bzw. Teile mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind.
Fig. 1 zeigt in einer schematischen Darstellung den Grundaufbau der Koapressionsschaltung einer
bekannten Rauschverminderungsschaltung.
Fig. 2 zeigt in einem Diagramm die Übertragungs-
kennlinie der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung.
Fig. 3-A. und 3^ zeigen in Signaldiagranaaen ein Tob.-
_ 5 Burst-Signal bzw. das resultierende Aiasgangs-
signal bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig, Fig. 4 zeigt in einem schematisehen Diagramm die in
Fig. 1 dargestellte bekannte Rausehverminderungsschaltung
im einzelnen. 10- Fig. 5 zeigt in einem schematischen Diagramm eine
Ausführungsform einer Schaltungsanordnung gemäß
der vorliegenden Erfindung zur Hauschverminderung.
Fig. 6ä und 6b zeigen schematische Diagramme von Aus-führungsformen
von Spannungs-Strom-¥ajidlern für
die Verwendung bei der in Fig. 5 dargestellten
Ausführungsform.
Fig. 7 zeigt in einem schematischen Diagramm eine Ausführungsform
einer Stromvervielfachungseinrichtung
für die Verwendung bei der Schaltungsanord
nung gemäß Fig. 5·
Fig. δ zeigt in einem schematischen Diagramm eine weitere Ausführungsform einer Schaltungsanordnung
jm gemäß der vorliegenden Erfindung zur Rausch-
verminderung.
Fig. 9 zeigt in einem schematischen Diagramm eine noch
weitere Ausführungsform einer bcha1tungsanordnung
gemäß der Erfindung zur Rauschverminderung. Fig.10 zeigt in einem schematischen Diagramm eine noch
weitere Ausführungsform einer Schaltungsanordnung
gemäß der Erfindung zur Rauschverminderung. Fig.11 zeigt in einem schematischen Diagramm eine Modifikation
des bei der vorliegenden Erfindung verwendeten pn-Übergangspaares.
35
Fig. 1 zeigt eine typische bekannte Kompressionsschal-
331
tuag für die Verwendung in einem konventionellen Rausch
verminderungssystem, bestehend aus einem Hauptsignalzweig 3, der zwischen dem Eingangsanschluß 1 und dem
Ausgangsanschluß 2 angeschlossen ist, einem Hilfssignalzweig
4 und einer Summiereinheit 5· Der Hilfssignalzweig
4 besteht aus einem Hochpaßfilter 6 mit einer . veränderbaren Grenzfrequenz, einer Steuerschaltung 7
zur Steuerung der veränderbaren Grenzfrequenz des Hochpaßfilters 6 und aus einem Amplitudenbegrenzer 8.
In Fig. 2 ist die Übertragungsfunktionskennlinie A des
Hauptsignalzweiges 3 als Kennlinie mit einem flachen
Frequenzverlauf bei konstanter Einheitsverstärkung gezeigt, während die Übertragungsfunktionskennlinie B
5 des Hilfssignalzweiges 4 weitgehend durch die Übertragungsfunktionscharakteristik
des Hochpaßfilters 6 bestimmt ist. Die Grenzfrequenz des Hochpaßfilters 6
variiert als Funktion des Eingangssignalpegels, weshalb die Grenzfrequenz für einen Null-Signalpegel am
2G niedrigsten ist, wie dies durch die Kennlinienkurve B1
veranschaulicht ist, und mit einer entsprechenden Zunahme des Signalpegels zunimmt, wie dies durch die
Kennlinienkurve B2 veranschaulicht ist. Die Übertragungsfunktionskennlinie C zwischen dem Eingangsanschluß
1 und dem Ausgangsanschluß 2 der gesamten Kompressionsschaltungsanordnung
gemäß Fig. 1 ist eine Kombination der Übertragungsfunktionskennlinien A und
B der Signalzweige 3 bzw. 4. Die Kurven C1 und C2 in
Fig. 2 stellen diese kombinierten Kennlinien für den Null-Sigrialpegel und für den zunehmenden Signalpegel
dar, und zwar entsprechend den Kurven B1 bzw. B2. Der
Dynamikbereich des Eingangssignals wird durch den Betrieb
der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 komprimiert, wobei er jedoch etwa auf seinen Originalwert dadurch
wieder hergestellt werden kann, daß eine (nicht dargestellte) Dehnungsschaltung während der Wiedergabe oder
des Empfangs benutzt wird. Die Dehnusgsschaltung sollte
eine Übertragungsfunktionskennlinie haben, "welche komplementär zu jener der Kompressionsschaltung ist.
Sin Rauschverminderungssystem mit diesem Arbeitsprinzip
wird als Gleitbandsystem bezeichnet, da die Übertragungsfunktionskennlinie längs der Frequenzachse
gleitet.
Im Betrieb des in Fig. 1 dargestellten Rauschvermin-
^]O derungssystems wird dann, wenn man. annimmt, daß die
Aiaplitudenbegrenzungs schal tung 8 entfernt ist und
daß das Tonbur st signal, wie dies Fig. 3A zeigt, während
einer Zeitspanne t1-t2 zugeführt ist, das resultierende Ausgangssignal einen Signalverlauf haben,
wie er in Fig. yd gezeigt ist. Da dort nahezu kein
Signal vor der Zeitspanne ti vorhanden ist, entspricht die Grenzfrequenz des Hochpaßfilters 6 der Null-Signalpegel-Kunre
B1 in Fig. 2. Nach dem Zeitpunkt ti wird die Grenzfrequenz des Hochpaßfilters 6 zu der Seite
hoher Frequenz hin verschoben, und zwar durch den Betrieb der Steuerschaltung 7· Dennoch kann diese Verschiebung
der Grenzfrequenz nicht augenblicklich erfolgen,
und zwar wegen der endlichen Anstiegszeitkonstaute
der Steuerschaltung 7· Dies ruft ein Überschwingen
des Ausgangssignalverlaufes hervor, der den Beschneidungs-
bzw. Begrenzungspegel oder den maximal zulässigen -^egel übersteigen kann, welcher dem Übertragungskanal
oder Aufzeichnungsträger anhaftet. Um dieses Überschwingen und das nachfolgende Abschneiden
bzw. Begrenzen zu vermeiden, wird ein Begrenzerpegel L, der niedriger ist als der zuvor erwähnte Beschneidungspegel,
durch die Amplitudenbegrenzungsschaltung eingestellt; die Auswirkungen dieser Begrenzungsschaltung
sind in Fig. 3B veranschaulicht.
Fig. k zeigt eine bekannte Schaltungsanordnung zur
Rauschverminderung. Während diese Schaltungsanordnung grundsätzlich als Kompressionsschaltung arbeitet, kann
sie zwischen der Kompression und der Dehnung durch den Betrieb eines Umschalters 11 umgeschaltet werden. Der
Eingang eines Hilfssignalzweiges 4 ist dabei mit dem
gemeinsamen Anschluß C des Umschalters 11 verbunden. Der eine Umschaltanschluß a des betreffenden Schalters
11 ist mit dem Eingangsanschluß 1 verbunden, und der andere Umschaltanschluß B ist mit dem Ausgangsanschluß
2 verbunden. Der Operationsverstärker 17 summiert die Ausgangssignale von den beiden Signalzweigen 3 und 4;
er ist als invertierender Verstärker geschaltet, wodurch das Ausgangssignal des betreffenden Verstärkers
17» welches dem Signalzweig k über den Anschluß b zugeführt
wird, in der Polarität umgekehrt ist in Bezug auf das Eingangssignal. Wenn der Umschalter 11 zu dem
Anschluß a hin umgeschaltet wird, um eine Signalkompression zu bewirken, kann die Signalkompressions-Übertragungsfunktion
C (s) zwischen dem Eingangsanschluß 1 und dem Ausgangsanschluß 2 wie folgt angegeben werden:
wobei T(s) die Übertragungsfunktion des Hilfssignalzweiges
angibt. Die Verstärkung des Hauptsignalzweiges und jene des summierenden Verstärkers, des Operations-Verstärkers
17» sind mit 1 bzw. mit -1 gewählt. Wenn der Schalter 11 betätigt wird, um die Anschlüsse b und
c zu verbinden, stellt der Hilfssignalzweig k einen
negativen Rückkopplungssignalzweig dar, und die Signaldehnungs-Übertragungsfunktion
E(s) zwischen dem Eingangsanschluß 1 und dem Ausgangsanschluß 2 kann
wie folgt angegeben werden:
Auf diese Art und Weise wird die Signaldehnung ausgeführt,
die komplementär zu dem oben beschriebenen Betrieb der Signalkompression ist.
• 6 ft O O
- 19 -
Gemäß Fig. 4 i»t das eine veränderbare Grenzfrequenz
aufweisende Hochpaßfilter durch einen Kondensator 12 und durch eine stromgesteuerte oder spannungsgesteuerte veränderbare Widerstandsschaltung 13 gebildet. Das
Ausgangssignal des Hochpaßfilters wird einer Steuerschaltung 7 und einer Amplitudenbegrenzungsschaltung
über eine Verstärkungsschaltung zugeführt, die durch
einen Operationsverstärker 14 gebildet ist. Di© Grenzfrequenz-Steuerschaltung
7 ist mit einer Gewichtungsschaltung 15 versehen, welche die Hochfrequenz-Signalkomponente
wichtet, sowie mit einem Pegelsensor 16, der
einen Halbwellen- oder Vollwellengleichrichter tmd eine
Zeitkonstantenschaltung enthält. Das Ausgangssignal der
Steuerschaltung 7 steuert den Widerstandswert der veränderbaren
Widerstandsschaltung 13· Die Amplitudenbegrenzungsschaltung
8 ist durch zwei antiparallel zueinander geschaltete pn-Übergänge, wie durch Dioden
oder dergleichen, gebildet; sie weist einen Begrenzungspegel auf, der für die gewählten bestimmten EIe-
2G mente geeignet ist. So weist beispielsweise ein SiIizium-pn-Übergang
einen Schwellwert von etwa 1,2 Vss als Begrenzerpegel auf. Da dieser Wert groß ist im
Vergleich zu dem üblichen Schaltungssignalpegel, ist es übliche Praxis gewesen, einen Verstärker, wie den
Operationsverstärker 14, vor der Amplitudenbegrenzuagsschaltung
8 vorzusehen, wodurch der Ausgangspegel des Hochpaßfilters derart angehoben wird, daß der Begrenzerpegel
bei einem optimalen Pegel in Bezug auf den Signalpegei sein wird bzw. ist. Aufgrund dieser Signalpegelbeziehung
stellt der Operationsverstärker l4 ein wesentliches Schaltungselement dar, und zwar nicht nur
als Pufferverstärker für das Hochpaßfilter, sondern
auch insoweit, als er den oben beschriebenen Begrenzerpegel einstellt. Das Ausgangssignal des Hilfssignal-5
zweiges 4, welches durch den Operationsverstärker 14
verstärkt wird, muß außerdem um einen kleinen Faktor
multipliziert werden, bevor es dem Hauptsignal hinzuaddiert
wird. Dies führt zu einer verminderten Genauigkeit des Signals, und zwar aufgrund dieser verschiedenen
Vorgänge des Anhebens und Absenkens des Signalpegels,
was den Schaltungsaufbau entsprechend kompliziert. Außerdem ist ein Mangel bei diesen bekannten Schaltungen
insofern vorhanden, als der Sperrstrom bzw. Sperr-Vorstrom
oder Ableitstrom, der in der Amplitudenbegrenzungsschaltung 8 fließt, die übrigen Teile der betref-ο
fenden Schaltungsanordnung über die Impedanz der gemeinsamen
Masseschaltung beeinträchtigt bzw. beeinflußt.
In Fig. 5 ist eine Ausführungsform der vorlie genden
Erfindung gezeigt, umfassend einen Hauptsignalweg
T5 bzw. Hauptsignalzweig 3» der eine Signalübertragungsleitung
mit einer Einheits-Verstärkung aufweist, und einen Hilfssignalweg bzw. Hilfssignalzweig 4 mit einer
Hochpaßfiltercharakteristik, die eine veränderbare Grenzfrequenz aufweist, wobei die beiden Signalzweige
zwischen einem Eingangsanschluß 1 und einem Ausgangsanschluß 2 einander parallel geschaltet sind. Das Ausgangssignal
des Hauptsignalzweiges 3 und das Ausgangssignal
des Hilfssign«l*v*iges 4 werden durch den Operationsverstärker
17 summiert. Die summierten Signale werden dem Ausgangsanschluß 2 zugeführt. Die Steuerschaltung
für die Änderung der Grenzfrequenz des Hochpaßfilters in dem Hilfssignalzweig 4 ist, obwohl dies
nicht dargestellt ist, in »typischer Weise so konstruiert und ausgelegt, daß das Ausgangssignal des
Hilfssignalzweiges abgetastet wird, wobei der Signalpegel
des abgetasteten Ausgangssignals ermittelt wird. Der Wert der Widerstandskomponente des Filterschaltungsteiles
des Hilfssignalzweiges wird in Abhängigkeit von dem ermittelten Ausgangspegel verändert.
Obwohl die in Fig. 5 dargestellte Schaltungsanordnung
prinzipiell so arbeitet, daß eine Signalkompression erfolgt, kann sie auch. eum Signaldehnung vornehmen,
indem der Umschalter 11 betätigt wird, -wodurch der
Hilfssignalzweig als negativer Rückkopplungszweig
während der Signaldehnung wirkt. Da die Signale an den Eingangs- und Ausgangsanschlussen 1 und 2 miteinander
in Phase sind, ist jedoch in diesem Falle der invertierende Verstärker 38 mit der Einheits-Verstärkung
zwischen dem Ausgangsanschluß 2 und dem Umschalter 11 angeschlossen.
Im Hinblick auf den Hilfssignalzweig k ist eine Belegung
eines Kondensators 12, der einen Teil des Hochpaßfilters mit der veränderbaren Grenzfrequenz
bildet, mit dem gemeinsamen Anschluß des Umschalters 11 verbunden, und die andere Belegung des Kondensators
12 ist mit einem Differenzeingangsanschluß 22 des Spannungs-Strom-Vandlers 21 verbunden, der
Differenz-Eingangs- und Ausgangsanschlußpaare aufweist.
Der andere Differenz-Eingangsanschluß 23 des
Spannungs-Strom-Wandlers 21 ist mit Masse verbunden. Die Differenz-Ausgangsanschlüsse 2k und 25 des Spannungs-Strom-Wandlers
21 sind mit den Enden eines pn- ^ Übergangspaares 26 verbunden, welches aus zwei als
Dioden geschaltetenTransistoren besteht, die an ihren
anderen Enden oder Kathoden-Enden miteinander verbunden sind.
Ferner sind mit den Anschlüssen 2k und 25 des Spannungs-Strom-Wandlers
21 die Basen eines ersten Transistorpaares 27 verbunden, dessen Transistoren in
einer gemeinsamen Emitterkonfiguration geschaltet sind. Ein Strominverter oder eine Stromspiegelschaltung
28 ist zwischen den Kollektoren der Transistoren des ersten Transistorpaares 27 mit gemeinsamem Emitter
angeschlossen; der Ausgangsstrom dieser Schaltung
wird dem einen Differenz-Eingangsanschluß 22 des Spannungs-Strom-Wandlers
21 zurückgekoppelt. Eine Stromquelle 29 ist mit dem gemeinsamen Emitterkreis des
ersten Transistorpaares 27 mit gemeinsamem Emitter verbunden; der in der Stromquelle 29 fließende Strom
wird durch das Ausgangssignal der oben beschriebenen
Grenzfrequenz-Steuerschaltung (nicht dargestellt) gesteuert, und zwar über den Steuereingangsanschluß
Bei Betrachtung gewissermaßen in die Schaltungsanordnung am Anschluß 22 erscheint die betreffende Schaltungsanordnung
somit als eine veränderbare Impedanzschaltung, die an einem Ende an Masse liegt bzw. geerdet
ist, wobei die veränderbare Impedanz von dem die Stromquelle 29 durchfließenden Strom abhängt.
Die Basen eines zweiten Transistorpaares 33 mit gemeinsamem
Emitter sind mit den AusgangsanSchlüssen
bzw. 25 des Spannungs-Strom-Wandlers 21 verbunden, was
auch für die Basen eines dritten Transistorpaares "}h
mit gemeinsamem Emitter zutrifft, welches das Hochpaßfilter-Ausgangssignal
an die Amplitudenbegrenzungsschaltung 8 abgibt. Stromspiegelschaltungen 31 und 32
sind als Lasten mit den zweiten bzw. dritten Transistorpaaren 33j 3^ verbunden, und zweite bzw. dritte
Stromquellen 36, 37 sind mit den gemeinsamen Emitterzweigen
der Transistorpaare 33 bzw. 3^ verbunden.
Der Ausgangsstrom von dem Kollektorkreis des zweiten Transistorpaares 33 »it gemeinsamem Emitter stellt
das Hilfssignalzweig-Ausgangssignal dar, welches der
Amplitudenbegrenzungsschaltung 8 und dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 17 zugeführt
wird, der als Summierungseinrichtung des Signalzweiges wirkt. Dieses Hilfssignalzweig-Ausgangssignal
wird in dem Verstärker 17 mit dem Hauptsignalzweig-
Ausgangssignal summiert, und das resultierende Ausgangssignal
wird dem Ausgangsanschluß 2 zugeführt. Das Ausgangssignal des dritten Transistorpaares 34 mit gemeinsamem
Emitter wird von dem Anschluß 35 abgenommen und dem Steuereingangsanschluß 30 über die oben beschriebene
Steuerschaltung (nicht dargestellt) zugeführt. Die Anschlüsse 39 und 40 bezeichnen Plusspaanungs- Tbsw. Minus
spannungs-Ans chlüs se.
Der Spannungs-Strom-Wandler 21 ist von der Art, daß sr
einen Differenzeingang und einen Differenzausgang aufweist;
er kann so ausgelegt sein, wie dies in Fig. 6A oder in Fig. 6B gezeigt ist. Gemäß Fig. 6A werden Eingangsspannungen
v1 und v2 den Differeaeingangsanschlüssen
22 bzw. 23 zugeführt, die mit den Basenkreisen zweier pnp-Transistoren verbunden sind. Ein Widerstand
R- verbindet'die Emitter dieser Transistoren, und zwei
gleiche Ströme Ix werden von einem Plusspännungsanschluß
39 über die Konstantstromquellen den Verbin-
2G dungspunktea der Enden des Widerstands Rß bzw. den
Emittern zugeführt. Unter diesen Bedingungen werden die Ausgangsströme 11 und 12, die an den Kollektorausgangsanschlüssen
24 bzw. 25 des Transistorpaares abgegeben werden, wie folgt angegeben:-
11 = Ix - (v1 - v2)/R0 (3)
12 = Ix + (v1 - v2)/RQ , (4)
Eine Subtraktion der Gleichung (4) von der Gleichung
(3) führt zu:
11 - 12 = - ·§- · (v1 - v2) (5)
Damit ist die Ausgangsstromdifferenz 11 - 12 proportional
der Eingangsspannungsdifferenz v1 - v2.
Bei der in Fig. 6A gezeigten Schaltungsanordnung wird
die Basis-£ai.tt*r-Spannunf V1317, jedes der beiden pnp-Transistoren
durch Änderungen in den Strömen beeinflußt, weshalb wegen einer verbesserten Genauigkeit
und Linearität die in Fig. 6B gezeigte Schaltungsanordnung bevorzugt wird. Bei dieser Schaltungsanordnung
sind vier pnp-Transistoren in einer Rückkopplungskonfiguration mit Differenzeingängen und Differenzausgängen
so geschaltet, daß Konstantströme IQ
durch ein die Differenz-Eingangsstufe bildendes Transistorpaar
fließen. Dadurch wird die Spannungsdifferenz
an dem Widerstand R_ bei v1 - v2 gehalten, und
zwar unabhängig von jeglicher Schwankung in den Strömen
i1 und i2, die durch ein Transistorpaar der Differenz-Ausgangsstufe
fließen.
Die Kombination des pn-Übergangspaares 26, welches mit den Differenz-Ausgangsanschlüssen 2k und 25 des
Spannungs-Strom-¥andlers 21 verbunden ist, mit einem Traneistorpaar des ersten, zweiten oder dritten Transistorpaares
27, 33 und 3k mit gemeinsamem Emitter ist als .Multiplizierschaltung bekannt. Demgemäß fließen
bei der in Fig. 7 dargestellten Multiplizierschaltung, bestehend aus der pn-Übergangs-Schaltung 26 und dem
Transistorpaar 27 mit gemeinsamem Emitter die Ströme
i1 und i2 durch die pn-Übergänge 26a bzw. 26b des pn-Übergangspaares 26, und ein Strom 2Xx fließt durch
den gemeinsamen Eraitter-Ausgangskreis. Durch die Transistoren 27a bzw. 27b des Transistorpaares 27
fließen die Ströme i3 bzw. Ik, und ein Strom 2Iy
fließt durch den gemeinsamen Emitter-Ausgangszweig. Da der pn-übergang des Transistors 26a mit seiner
Anode an einer Basis des Transistors 27a angeschlossen
ist, ist der pn-übergang des Transistors 26b mit seiner Anode an der Basis des Transistors 27b angeschlossen.
Die Ströme i3 und ik können dabei wie folgt
angegeben werden}
±k = 12 · Iy/Ix ,....(7)
Wenn die Eingänge der in Fig. 7 dargestellten Schaltungsanordnung
mit den Ausgängen des Spannungs-Strom
Wandlers verbunden sind, wie er entweder in Fig. 6A
oder in Fig. 6B gezeigt ist, dann stellt die resultierende
kombinierte Schaltung eine Gegenwirkleitschaltung
dar, und die Ströme ±J und ±h können wie
folgt angegeben werden:
i-3 = Iy - (vi - v2) · Iy/Ix -R0 ..(8)
i4 = Iy + (v1 - v2) · Iy/lx · RQ ..· «(9)
Durch. Verbinden dieses Transistorpaares mit gemeinsamem
Emitter mit einer Stromspiegelschaltung läßt sich der Ausgangsstrom i als Differenz zwischen 13
und i4 angeben, d.h. zus
io = ±3 - i4
= 2(v1 - v2) · Iy/Ix . R0 (10)
Die Stromspiegelschaltungen 28, 31 und 32 sind mit
den Transistorpaaren 27» 33 bzw. 3^ m±t gemeinsamem
Emitter verbunden. Der Ausgangsstrom des Spannungs-Strom-Wandlers 21 wird dem einen Eingangsanschluß
des Spannungs-Strom-Wandlers 21 zurückgekoppelt, und
der Ausgangsstrom i des dritten Transistorpaares ^k
mit gemeinsamem Emitter wird dazu herangezogen, den Steuerstrom zu gewinnen, wie dies oben beschrieben worden
ist.
Dadurch, daß das Ausgangssignal des ersten Transistor-
paares 27 mit gemeinsamem Emitter dem Eingangsanschluß
22 des Spannungs-Strom-Wandlers 21 zurückgekoppelt wird,
ist die von dem Anschluß 22 her betrachtete Impedanz
einem Widerstand äquivalent, der am anderen Ende nach Masse hin geschaltet ist. Der Widerstandswert r läßt
sich wie folgt angeben:
R0 Ix / Λ . λ
Der in der Gleichung (11) angegebene Strom Ic ist dem
oben erwähnten Strom Iy äquivalent, da der Strom 21c
in der ersten Stromquelle 29 fließt, die mit dem gemeinsamen
Emitterzweig des ersten Transistorpaares 27 verbunden ist. Unter der Annahme, daß das Eingangssignal
und das Ausgangssignal eines aus dem Widerstand r und dem Kondensator 12 bestehenden Hochpaßfilters mit*
Vi bzw. ait Vs bezeichnet sind, sind diese Größen eine Funktion einer komplexen Winkelfrequenz:
Vs = Vi
Auf der Grundlage der Gleichung (12) ist ersichtlich,
daß die Schaltungsanordnung eine primäre Hochpaßcharakteristik mit einem Pol bei 1/Cr zeigt, wobei die
Frequenz bezüglich dieses Poles durch einen Strom Ic gesteuert wird, der durch das Steuersignal von dem
Steuerans chluß 30 her verändert wird.
Wenn die in der zweiten bzw. dritten Stromquelle 36,
37, die mit den gemeinsamem Emitterzweigen des zweiten und dritten Transistorpaares 33 bzw. 3k verbunden
sind, fließenden Ströme mit I bzw. Iß bezeichnet sind,
können die Funktionen komplexer Variabler Ic und Ig wie
folgt geschrieben werden:
35
35
Ss sei darauf hingewiesen, daß der Ausgangsstrom i
von dem zweiten Transistorpaar 33 wxt gameiasaaera
Emitter als ein Hilfssignalzweig-Ausgangssignal dem
invertierenden Eingangsanschluß des Operationsver=
stärkere 17 über die Amplitudenbegrenzungssehaltung 8
zugeführt wird, wobei der Operationsverstärker 17 als
ein Signalsummierungselement wirkt. Eine Reihens©haltung
aus zwei Widerständen R1 und R2 ist der Amplitudenbegrenzungsschaltung
8 parallel geschaltet, die aus
zwei an.tiparallel miteinander verbundenen Diode», besteht.
Der durch die Verbindung der Schaltung 8 und des Widerstands RI gebildete Verbindungspunkt ist mit
dem Ausgang des Operationsverstärkers 17 verbunden,
während der Spannungsteilerpunkt an der Verbindung der beiden Widerstände R1 und R2 mit dem invertierenden
Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 17 verbunden ist. Der Verbindungspunkt des Widerstands R2 mit
der Schaltung 8 ist mit dem Ausgang des zweiten Transistorpaares 33 mit gemeinsamem Emitter verbunden.
Einzelheiten der Amplitudenbegrenzungsschaltung und des Operationsverstärkers sind an anderer Stelle näher
beschrieben (siehe US-Annseidung, Serial No. 451
vom 20.12.1982). Da der Widerstand R1 einen Hilfs-Ausgangssignalzweig
bereitstellt, wird der Begrenzerpegel der Amplitudenbegrenzungsschaltung 8 (gleich etwa 1,2 Vss
im Falle von antiparallel miteinander verbundenen SiIiziumdioden)
mit multipliziert. Damit kann ersehen werden, daß unter der Annahme9 daß R2 = 2R1 ist,
der Amplitudenbegrenzungspegel auf etwa 0,4 Vss abgesenkt
ist.
In der oben beschriebenen Rauschverminderungsschaltung kann mit Rücksicht darauf, daß das Ausgangssignal des
Hilfssignalzweiges als Stromquellen-Ausgangssignal erhalten
wird, die Summierung der Signale des Hauptsignalzweiges und des Hilfssignalzweiges und die Begrenzung
- 28 -
der Amplitude auf einen optimalen Pegel durch einen einzigen
Operationsverstärker bewirkt werden, womit die Forderung nach, einem Puffer-Operationsverstärker (i4 gemäß
Fig. 4) eliminiert ist. Dadurch ist die Schaltungsanordnung
vereinfacht,während die Schaltungsgenauigkeit gesteigert
ist. Der Operationsverstärker 17 arbeitet aufgrund seiner direkten Verbindung als Signalsummierungselement
als perfekter Spannungsfolger in Bezug auf das Hauptsignal. Der Operationsverstärker 17 und seine zugehörige
Rückkopplungsschaltung zeigen eine geringe Charakteristik
hinsichtlich eines Sperrvorspannungs-Ableitstroms, während er relativ frei ist von Einflüssen der
Nichtlinearität im Widerstand des Diffusionsbereiches
in einer integrierten Schaltungsimplementierung. Darüber hinaus ist die Schaltungsverstärkung genau, und sie hängt
nicht von der Genauigkeit der Widerstandswerte ab. Der Sperrvorspannungs- oder Ableitstrom, der durch die Amplitudenbegrenzungsschaltung
8 fließt, fließt nicht in den Erdungs- bzw. Massekreis, wie dies bei bisher bekannten
Systemen der Fall war, weshalb die vorliegende Schaltungsanordnung
relativ frei ist von Auswirkungen der Impedanz der gemeinsamen Erdungs- bzw. Masseschaltung.
Fig. 8 zeigt ein Ausführungsbeispiel des Hochpaßfilters, welches einen Teil einer weiteren Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung bildet. Das Hochpaßfilter gemäß Fig. 8 besteht aus zwei Kondensatoren 41 und 42, aus
zwei Widerständen 4-3 und 44 und aus einer Rückkopplungsschaltung,
die durch den oben beschriebenen Spannungs-Strom-Wandler
21 und durch eine Multipliziereinrichtung mit einem Ersatzwiderstand r gebildet ist.
Diese Schaltungsanordnung weist eine Hochpaßfiltercharakteristik mit einer Übertragungsfunktion auf, die
zwei Pole und einen Nullpunkt aufweist. Die in Fig. 8 dargestellte Schaltungsanordnung ist in der übrigen
Hinsicht der in Fig. 5 gezeigten Ausführungsform des
Hochpaßfilters ähnlich, weshalb eine weitere Beschreibung
redundant wäre und der Klarheit und Kürze halber hier weggelassen wird.
Fig. 9 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der
Rauschverminderungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung; diese Ausführungsform unterscheidet sich
von der oben beschriebenen Ausführungsform hinsichtlich
des Umsehaltens zwischen dem Kompressions-Betrieb
und dem Dehnungs-Betrieb und hinsichtlich des Aufbaus
des Hochpaßfilters. Das Umschalten zwischen dem Kompressions-Betrieb
und dem Dehnungs-Betrieb wird dadurch vorgenommen, daß die Verbindung zwischen dem
Operationsverstärker $1 und dem Hauptschaltungsteil
geändert wird, der die Kompressionsfähigkeit mit sich
bringt. Wenn der Umschalter 11 so eingestellt ist, daß
er die Anschlüsse a und c verbindet, wirkt der Operationsverstärker
51 als Verstärker mit einer Einheits-Verstärkung oder als Spannungsfolger, so daß das dem
Eingangsanschluß 1 zugeführte Eingangssignal in einer nicht modifizierten Form von dem Operationsverstärker
51 dem Eingangsanschluß 52 der Haupt-Kompressionssehaltung
zugeführt wird. Am Ausgangsanschluß 53 wird dabei das komprimierte Ausgangssignal erzeugt. Wenn der Schalter
11 so eingestellt ist, daß die Anschlüsse b und c verbunden sind, ist die Kosnpr es si ons schaltung als Eingangsschaltung
mit dem Operationsverstärker 5I verbunden, und der Schaltungsteil zwischen dem Eingangsanschluß
1 und dem Ausgangsanschluß 53 führt dann eine Signaldehnung aus, die komplementär zu der oben beschriebenen
Signalkompression ist.
Nunmehr sei die Hochpaßfilterschaltung in der in Fig.
gezeigten Ausführungsform betrachtet. Der Ersatzwiderstand
r, der durch den Spannungs-Strom-Wandler 21, das pn-Übergangspaar 26 und das erste Transistorpaar 27
■\ mit gemeinsamem Emitter gebildet ist, ist nicht direkt
mit Masse verbunden, wie dies bei der Ausführungsform
gemäß Fig. 5 der Fall ist, sondern die betreffende Verbindung ist vielmehr eine sogenannte schwimmende Verbindung;
der betreffende Ersatzwiderstand ist nämlich mit Masse lediglich über den Kondensator 12 verbunden.
Das andere Ende des Kondensators 12 ist mit einem Differenzeingang
22 des Spannungs-Strom-Wandlers 21 verbunden, dessen anderer Differenzeingang 23 mit dem
Hauptsignalzweig 3 verbunden ist. Der Ausgang des ersten
Transistorpaares 27 mit gemeinsamem Emitter ist ebenfalls mit dem Differenzeingangsanschluß 22 in einer
Rückkopplungsschaltungskonfiguration verbunden. Die übrigen Schaltungselemente bei der Ausführungsform gemaß
Fig. 9 sind ähnlich jenen Elementen bei der in Fig. 5 gezeigten ersten Ausführungsform. Diese Komponenten
sind in Fig. 9 durch dieselben Bezugszeichen bezeichnet, wobei eine entsprechende doppelte Beschreibung im Interesse
der Klarheit und Kürze hier weggelassen ist.
Bei der in Fig. 9 dargestellten Ausführungsform wird
eine verbesserte Leistung gegenüber der oben diskutierten Ausführungsf orm erzielt. So kann beispielsweise bei
der ersten Ausführungsform das Umschalten zwischen dem Kompressionsbetrieb und dem Dehnungsbetrieb ohne weiteres
mittels eines einzigen Umschalters 11 bewirkt werden,
allerdings nur dann, wenn der Hauptsignalzweig 3 eine
Verstärkung von 1 aufweist, ansonsten wird die Schaltungsanordnung
kompliziert. Bei dieser Ausführungsform ist keine derartige Beschränkung vorhanden, und das Umschalten
zwischen dem Kompressionsbetrieb und dem Dehnungsbetrieb
kann leicht realisiert werden, und zwar auch dann, wenn der Hauptsignalzweig 3 eine nichtlineare
Frequenzcharakteristik hat. Darüber hinaus ist der invertierende Verstärker 38 gemäß der Ausführungsform
nach Fig. 5 bei der in Fig. 9 gezeigten Ausführungs-
form eliminiert, wodurch der Schaltungsaufbau weiter vereinfacht
ist.
Nunmehr seien die Schaltungselemente betrachtet, welche
das Hochpaßfilter bei der Ausführungsform gemäß Fig. 9
bilden. Dabei ist lediglich ein Anschlußstift für die
Verbindung des nicht mit Masse verbundenen Anschlusses
des Kondensators 12 verbünden, so daß die Anzahl der für eine integrierte Schaltungsimplementierung erforderlichen
Anschlußstifte in Bezug auf die erste Ausführungsform
herabgesetzt ist. Darüber hinaus ist es nicht notwendig, daß die Vorstufe des Spannungs-Strom-Wanders 21 eine
niedrige Impedanz hat, und zwar wegen der hohen Eingangsimpedanz des Spannungs-Strom-Wandlers 21 bei Betrachtung
von dem gegenüberliegenden Eingangsanschluß 23
her.
Fig. 10 zeigt lediglich die wesentlichen Teile der Ausführungsform
der Rauschverminderungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung» da die übrigen Schaltungskomponenten
den entsprechenden Teilen der oben im einzelnen diskutierten Ausführungsfomen ähnlich sind bzw. diesen
entsprechen, sind sie in Fig. 10 der Klarheit und Kürze halber nicht dargestellt. Diese Ausführungsform dient
der Abschaltung des Rauschverminderungsbetriebs und des Schaltens des Begrenzerpegels der Amplitudenbegrenzungsschaltung. Demgemäß sind bei der Schaltungsanordnung gemäß
Fig. 10 zwei Transistorpaare 61, 62 mit gemeinsamem Emitter anstelle des bei den vorangehenden Ausführungsformen
verwendeten einzigen Transistorpaares 33 n»i* gemeinsamem
Emitter vorgesehen. Die Transistorpaare 61 und 62 mit gemeinsamem Emitter sind mit strominvertierenden
Schaltungen oder Stromspiegelschaltungen 63 bzw. 64 verbunden. Die Ausgangsströme dieser Transistorpaare 61
" und 62 mit gemeinsamem Emitter werden den Eingängen
von ersten bzw. zweiten Amplitudenbegrenzungsschaltungen
65 bzw. 66 zugeführt. Ein Schalter 67 liegt zwischen dem
gemeinsamen Emitterkreis des Transistorpaares "^h und
einer dritten Stromquelle 37· Die Emitterkreise, der
beiden Transistorpaare 61 und 62 sind mit den Umsehaltanschlussen
c bzw. e eines dreipoligen Umschalters 68 verbunden. Der gemeinsame Anschluß f des Schalters 68
ist mit einer zweiten Stromquelle 36 verbunden. Der übrige Schalteranschluß d ist offen bzw. unbeschaltet.
Miteinander in Reihe geschaltete Widerstände R1 und R2 sind der ersten Amplitudenbegrenzungsschaltung 65 parallel_.geschaltet.
Ein weiterer Widerstand R3 ist mit den Widerständen R1 und R2 verbunden. Diese Reihenschaltung
aus sämtlichen drei Widerständen liegt der zweiten Amplitudenbegrenzungsschaltung
66 parallel. Ein Ende des Widerstands R1 ist mit dem Ausgang des Operationsverstärkers
17 verbunden, dessen invertierender Eingang mit dem Spannungsteilerpumkt an der Verbindung zwischen
den Widerständen R1 und R2 verbunden ist. Der Ausgangsstrom
des Transistorpaares 61 mit gemeinsamem
Emitter wird der Verbindungsstelle zugeführt, die durch die Verbindung der Widerstände R2 und R3 und
der Amplitudenbegrenzungsschaltung 65 gebildet ist.
Demgegenüber wir d der Ausgangsstrom des Transistorpaares 62 mit gemeinsamem Emitter dem Verbindungspunkt
zugeführt, der durch das eine Ende des Widerstands R3 und die Amplitudenbegrenzungsschaltung 66 gebildet ist.
Bei der vorliegenden Ausführungsform sind dann, wenn
der Schalter 67 geöffnet ist und wenn der Umschalter 68 auf den Anschluß d (ebenfalls offen) eingestellt ist,
die Transistorpaare. 1^h1 61 und 62 mit gemeinsamem
Emitter ausgeschaltet, wodurch der Raueclaverminderungsbetrieb
abgeschaltet ist; der gesamte Signalfluß verläuft über den Hauptsignalzweig. Ist der Schalter 67
geöffnet und ist der Schalter 68 so betätigt, daß er entweder die Anschlüsse c und f oder e und f verbindet,
so ist der Rauschverminderungsbetrieb eingeschaltet, und
der Begrenzungspegel ist auf einem höheren oder niedrigeren Wert eingestellt, was davon abhängt, ob der Schalter
68 zu dem Anschluß c oder zu dem Anschluß e hin betätigt bzw. eingestellt ist. Auf diese Weise wird das
Anschalten oder Abschalten des Rauschverminderungsbetriebs oder das Schalten des Begrenzerpegels ohne weiteres
erzielt.
Fig. 11 zeigt eine Modifikation des pn-Übergangspaares
26 j wie es bei den oben beschriebenen Ausführuragsformen
verwendet ist; gemäß Fig. 11 besteht das betreffende
Übergangspaar prinzipiell aus npn-Transistoren 71 und
72, deren Kollektorkreise mit den AusgangsanSchlussen
2k bzw. 25 des Spannungs-Strom-Wandlers 21 verbunden
sind.. Die Transistoren 71 und J2 bilden im Zusammenwirken
strominvertierende Schaltungen oder Stromspiegelschaltungen, wobei die Transistoren 73 und 7^ in einer
Diodenkonfiguration geschaltet sind. Die Basiskreise der Transistoren 71 und J2 sind mit den Emitterkreisen
der Transistoren 75 bzw. 1(6 verbunden, die in der
Emitterfolgerkonfiguration geschaltet sind und die
ebenfalls mit den Ausgangsanschlüssen 77 bzw. 78 verbunden
sind. Diese Ausgangsanschlüsse 77 und 78 entsprechen
den Verbindungen mit den Basiskreisen der Transistorpaare 27» 33 und 3^-j wie sie oben beschrieben
worden sind. Die Basiskreise der Transistoren 75 und 76 der pn^-Üb er gangs schaltung gemäß Fig. 11 sind
mit den Kollektorkreisen der Transistoren 71 bzw. 72
des pn-Übergangspaares 26 verbunden.
Bei der in Fig. 11 dargestellten Schaltungsanordnung
sind die Transistoren 75 und J6t die als Emitterfolger
geschaltet sind, im Betrieb dem oben in Verbindung
mit Fig, 7 erläuterten pn-Übergangspaär äquivalent,
da nämlich diese Transistoren einen Rückkopplungsweg
oo ι
bereitstellen, über den die Ausgangsströme i1 und ±2
des Spannungs-Strom-Wandlers 21 ausgeglichen werden durch, die Kollektorströme der Transistoren 71 und
Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 11 sind die
Auswirkungen des erhöhten Basisstromes, der den mit den Ausgangsanschlüssen 77 und 78 verbundenen Transistorpaaren
mit gemeinsamem Emitter zugeführt wird, auf die Schaltungsleistung vernachlässigbar, da nämlich
derartige Basisströme über die Transistoren 75 und 76 abgegeben werden, die in Emitterfolgerkonfiguration
geschaltet sind. Die Transistoren 73 und 74> die als Dioden geschaltet sind und die so wirken, daß
der Vorstrom der Transistoren 73 und Jk gesteuert wird,
können durch Widerstände geeigneten Wertes ersetzt sein
Bei der in den Zeichnungen gezeigten und oben beschriebenen Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung wird
der Strom des Hilfssignalzweiges als ein Stromquellen-Ausgangs
signal herangezogen, weshalb die Summierung des Hilfssignals zu dem Hauptsignal und die Begrenzung der
Signalamplitude durch einen einzigen Operationsverstärker erreicht werden kann, ohne daß ein Pufferverstärker
erforderlich ist, wie dies bei den bisher bekannten Schaltungsanordnungen zur Rauschverminderung der Fall
war. Bei einer Implementierung als integrierte Schaltung ist mit Rücksicht darauf, daß die Signalsummierungseinrichtung
als perfekter Spannungsfolger in Bezug auf das Hauptsignal wirkt, keine Beeinflussung
durch irgendeinen nichtlinearen Widerstand des Diffusionsbereiches in der integrierten Schaltungsstruktur
vorhanden, und außerdem ist eine geringe Sperrvorspannungs-Ableitstromcharakteristik
vorhaiden. Darüber hinaus weist die Schaltung eine hohe Verstärkung auf,
so daß sie nicht durch Änderungen in den Widerstandswerten beeinflußt wird. Die Auswirkungen der gemeinsamen
Erdungs- bzw. Masseimpedanz sind minimiert, da
9 · * * O β * * fl H
- 35 -
1 der von der Amplitudenbegrenzungsschaltung fließende Ableitstrom,
nicht in den gemeinsamen Massekreis fließt. Darüber hinaus kann das Umschalten des Rauschverminderungsbetriebs
und des Emitterpegels ohne weiteres er-
5 zielt werden.
Patentanwalt■
Claims (22)
- 7-35 Kitashinagawa 6-chomeShinagawa-kuTokio, JapanPa. tentansprücheSchaltungsanordnung zur Rauschverminderung, wobei ein Hauptsi^i alweg und ein Hilfssignalweg mit Hoch-paßfiltereigenschaften und einer steuerbaren Grenzfrequenz vorgesehen sind und wobei ein Ausgangssignal des Hauptsignalweges und ein Ausgangssignal des Hilfssignalweges unter Bildung eines Systemausgangssignals summiert werden,dadurch gekennzeichnet,daß der Hilfssignalweg eine Spannungs-Strom-Wandler-Einrichtung (21) mit mit dem Hauptsignalweg verbundenen Differenzeingängen (22, 23) und mit Differenzausgängen (24, 25) aufweist,daß mit den Differenzausgängen (24, 25) der Spannungs-Strom-¥andlereinrichtung (21) pn-Übergangseinrichtungen (26) verbunden sind,daß ein erstes Transistorpaar (27) mit einer gemeinsamen Emitterkonfiguration mit Basiselektroden anden pn-Übergangseinrichtungen (26) angeschlossen ist,daß eine Kapazitätseinrichtung (12) mit dem ersten Differenzeingang (22) der Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (21) verbunden ist,
daß eine Rückkopplungseinrichtung (38) einen Kollektorkreis des ersten Transistorpaares mit gemeinsamem Emitter mit dem ersten Differenzeingang (22) der Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (21) verbindet und daß ein zweites Transistorpaar (33) oii-t gemeinsamer Emitterkonfiguration vorgesehen und mit Basiselektroden an den pn-Übergangseinrichtungen angeschlossen ist, wobei das Ausgangssignal des Hilfssignalweges von einem Kollektorkreis des zweiten Transistorpaares (33) mit der gemeinsamen Emitterkonfiguration abgeleitet ist. - 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß ein zweiter Differenzeingang (23) der Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (21) mit elektrischer Masse verbunden ist und daß eine Einrichtung (11) vorgesehen ist, welche die Kapazitätseinrichtung (12) selektiv mit dem Hauptsignalweg zu verbinden gestattet.
- 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,dadurch gekennzeichne t , daß die Kapazitätsexnrichtung (12) zwischen dem Differenzeingang der Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (21) und elektrischer Mas se angeschlossen istund daß ein Eingang des Hilfssignalweges mit einem zweiten Differenzexngang (23) der Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (21) verbunden ist.
- 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1., d a d u r ch gekennzeichnet , daß Summiereinrichtungen (17) vorgesehen sind, die so geschaltet sind, daß sie ein Ausgangssignal des Hauptsignalweges und ein Ausgangssignal des Hilfssignalweges summieren,daß eine Rückkopplungswiderstandseinriclrtung (Rl , 8) zwischen dem Ausgang der Stimmierungs einrichtung (l?) und einem invertierenden Eingang (-) der betreffenden Summierungseinrichtung 07) vorgesehen ist und daß ein Ausgangssignal des zweiten Transistorpaares (33) mit gemeinsamem Emitter dem invertierenden Eingang der Summierungseinrichtung (I7) zugeführt ist, während der Hauptsignalweg mit dem nichtinvertierenden Eingang (·«-) der Summierungseinrichtung (17) verbunden ist.
- 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die pn-Ubergangseinrichtung (26) durch ein Paar von Transistoren gebildet ist, bei deren jeden die Basis und der Sollektor verbunden sind,und daß die Emitter der Transistoren der pn-Übergangseinrichtung (26) gemeinsam miteinander verbunden sind.
- 6„ Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die pn-Übergangseinrichtung (26) durch erste und zweite Paare von Transistoren gebildet ist,daß die Emitter der Transistoren jedes Transistorpaares gemeinsam miteinander verbunden sind, daß.die Kollektoren des ersten und zweiten Paares von Transistoren mit den Differenzausgängen (24, 25) der Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung sowie mit den Basen von fünften bzw. sechsten Transistoren verbunden sind und daß die Basen des ersten und zweiten Paares von Transistoren, mit den Emitterelektroden des fünften bzw. sechsten Transistors verbunden sind.
- 7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, d a d u r ch gekennzeichnet , daß eine Steuerschaltung vorgesehen ist, die die Grenzfrequenz des Hochpaßfilters steuert und die eine Stromsteuereinrichtungumfaßt, die durch die Steuerschaltung gesteuert den Emitterstrom des ersten Transistorpaares mit gemeinsamem Emitter steuert.
- 8, Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung, wobei ein Hauptsignalweg und ein Hilfssignalweg vorgesehen sind, der eine Übertragungscharakteristik eines Filters hat, dessen Grenzfrequenz veränderbar ist in Ab-. hängigkeit von dem Ausgangssignal des Hilfssignalweges,IQ dadurch gekennzeichnet, daß ein Spannungs-Strom-Wandler (21) vorgesehen ist, der Differenzeingänge und Differenzausgänge aufweist, daß mit den Differenzausgängen des Spannungs-Strom-Wandlers (21) eine pn-Übergangseinrichtung (26) verbunden ist,daß eine Kapazitätseinrichtung (12) mit einem ersten Differenzeingang des Spannungs-Strom-Wandlers (21) verbunden ist,
daß eine Verbindungseinrichtung vorgesehen ist, die einen zweiten Differenzeingang des Spannungs-Strom-' Wandlers.(21) mit elektrischer Masse verbindet, daß ein erstes Transistorpaar mit gemeinsamer Emitterkonfiguration vorgesehen und mit den Basiskreisen mit der pn-Übergangs einrichtung (.26) verbunden ist, daß der Ausgang des ersten Transistorpaares mit gemeinsamem Emitter mit dem ersten Differenzeingang des Spannungs-Strom-Wandlers (21) verbunden ist, daß ein zweites Transistorpaar mit gemeinsamer Emitterkonfxguration vorgesehen und mit den Basiskreisen mit der pn-Übergangseinrichtung (26) verbunden ist und daß der Ausgang des zweiten Transistorpaares mit gemeinsamem Emitter das Ausgangssignal des Hilfssignalzweiges liefert. - 9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet , daß eine Einrichtungvorgesehen ist, die auf das Ausgangssignal des Hilfssignalzveiges ein Steuersignal zur Änderung der Grenzfrequenz erzeugt und die eine Steuereinrichtung umfaßt, mit deren Hilfe der in dem gemeinsamen Emitterkreis des ersten Transistorpaares mit gemeinsamem Emitter fließende Strom auf das betreffende Steuersignal hin gesteuert wird.
- 10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8? d adur eh lOgekennzeichnet , daß mit dem Eingang des Hauptsignalzweiges und mit der Kapazitätseinrichtung (12) eine Schaltereinrichtung (11 ) verbunden istp die selektiv den ersten Differenzeingamg des Spannungs-Strom-Wandlers (21) über die Kapazitätseinrichtung (12) mit dem Eingang des Hauptsignalzweiges verbindet.
- 11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, d a d u r ch gekennzeichnet , daß eine Signalinvertereinrichtung (38) vorgesehen ist, welche aus dem Summensignal des Hauptsignalzweiges und des Hilfssignalzweiges ein invertiertes Rückkopplungssignal erzeugt, welches der Schaltereinrichtung (11) derart zugeführt ist, daß das betreffende invertierte Rückkopplungssignal selektiv dem Eingang des Hauptsignalzweiges oder der Kapazitätseinrichtung (12) zigßführt ist.
- 12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet , daß eine Stromspiegelschaltung vorgesehen ist, die an den Kollektorkreisen3G des ersten Transistorpaares mit gemeinsamem Emitter angeschlossen ist.
- 13° Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet , daß die pn-Übergangseinrichtung (26) aus zwei Transistoren mit gemeinsamer Emitterkonfiguration gebildet ist, wobei die betreffen-ooden Transistoren jeweils mit Basis und Kollektor verbunden sind und wobei die Emitter der die betreffende pn-Übergangseinrichtung (26) bildenden Transistoren miteinander verbunden sind.
- 14. Schaltungsanordnung nach. Anspruch 13» dadurch gekennzeichnet , daß die beiden die pn-Übergangseinrichtung (26) bildenden Transistoren mit gemeinsamer Emitterkonfiguration erste und zweite Tran-IQ sistorpaare umfassen, wobei die Emitterelektroden jedes Transistorpaares gemeinsam miteinander verbunden sind und wobei die Kollektoren des ersten und des zweiten Transistorpaares mit dem Ausgang des Spannungs-Strom-Wandlers lind mit den Basen von fünften bzw. sechsten Transistoren verbunden sind,und daß die Basen der ersten und zweiten Transistorpaare mit den Emitterelektroden des fünften bzw. sechsten Transistors verbunden sind.
- 15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet , daß die Kapazitätseinrichtung (12) mit dem ersten Differenzeingang des Spannungs-Strom-Wandlers (21) und elektrischer Masse verbunden ist und daß der zweite Differenzeingang des Spannungs-Strom-Wandlers (21) mit dem Hauptsignalzweig verbunden ist.
- 16. Schaltungsanordnung nach Anspruch I5» dadurch gekennzeichnet , daß eine Einrichtung (17) vorgesehen ist, die so geschaltet ist, daß sie die Ausgangssignale des Hauptsignalzweiges und des Hilf ssignalzweiges summiert,daß eine OperationsverStärkereinrichtung (17) an einem nichtinvertierenden Eingang (+) mit dem Hauptsignalzweig verbunden ist, unddaß eine Schaltereinrichtung (ii) vorgesehen ist, welchedie summierten Ausgangssignale des Hauptsignalzweiges und des Hilfssignalzweiges zugeführt erhält und welche außerdem mit dem Ausgang der Operationsverstärkereinrichtung und mit dem invertierenden Eingang der OperationsverStärkereinrichtung derart verbunden ist, daß selektiv entweder die summierten Signale zu derai invertierenden Eingang oder die summierten Signale zum Ausgang der betreffenden Operationsverstärkereinrichtung hin geleitet werden.
- 17. Schaltungsanordnung zur Rauschverasisideruiäg, wobei ein Hauptsignalzweig und ein Hilfssignalzweig vorgesehen sind, der eine Übertragungscharakteristik eines Hochpaßfilters hat, dessen Grenzfrequenz in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des Hilfssignalzweiges veränderbar ist, insbesondere nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Hilfssignalzweig eine Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (21) mit Differenzeingängen und Differenzausgängen aufweist,daß eine pn-Übergangseinrichtung (26) mit den Differenzausgängen der Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (21) verbunden ist,
daß eine Kapazitätseinrichtung (12) zwischen einem ersten Differenzeingang des Spannungs-Strom-Wandlers (21) und elektrischer Masse liegt,daß eine Verbindungseinrichtung vorgesehen ist, die einen zweiten Differenzeingang der Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (21) mit dem Hauptsignalzweig verbindet, daß ein erstes Transistorpaar mit gemeinsamer Emitter» konfiguration vorgesehen und mit seinen Basenkreisen an der pn-Übergangseinrichtung (26) angeschlossen ist, daß ein Ausgang des ersten Transistorpaares mit gemeinsamer Emitterkonfiguration mit dem ersten Differenzeingang der Spannungs-StrosB-Wandlereinrichtung (21) verbunden ist,daß ein zweites Transistorpaar mit gemeinsamer Emitterkconfiguration vorgesehen ist und mit seinen Basenkreisen an der pn-Übergangseinrichtung (26) angeschlossen ist, daß ein Ausgang des betreffenden zweiten Transistorpaares den Ausgang des Hilfssignalzweiges bildet und daß eine Signalsummierungseinrichtung (17) eingangsseitig mit dem Hauptsignalzweig und mit dem Ausgang des Hilfssignalzweiges für die Erzeugung des ein vermindertes Rauschen aufweisenden Schaltungsausgangssignals verbonden ist. - 18. Schaltungsanordnung nach Anspruch 17» dadurch gekennzeichnet , daß Einrichtungen vorgesehen sind, die auf das Ausgangssignal des Hilfssignalzweiges hin ein Steuersignal bereitstellen, und daß Einrichtungen zur Änderung der Grenzfrequenz des Hochpaßfilters eine Steuereinrichtung umfassen, welche den in dem gemeinsamen Emitterkreis des ersten Transistorpaares fließenden Strom auf das betreffende Steuersignal hin steuert.
- 19. Schaltungsanordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet , daß eine Schaltereinrichtung (11) vorgesehen ist, die mit dem Hauptsignalzweig und mit der Kapazitätseinrichtung (12) derart verbunden ist, daß selektiv der erste Differenzeingang der Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (21) über die betreffende Kapazitätseinrichtung (12) mit dem Hauptsignalzweig verbunden und der betreffende erste Differenzeingang von elektrischer Masse getrennt ist.
- 20. Schaltungsanordnung nach Anspruch 19» dadurch gekennzeichnet , daß eine Signalinvertereinrichtung (38) den Schaltungsausgang mit dem Hilfssignalzweig verbindet und ein invertiertes Rückkopplungssignal erzeugt, welches der Schaltereinrichtung (ii) der-ft β β ΐ O O Λ «4 9« β βοο »»ο» β O O 1 Π O Π ^art zugeführt wird, daß das betreffende invertierte ■Wückkopplungssignal selektiv dem Hauptsignalzweig oder der Kapazitätseinrichtung (12) zugeführt wird«
- 21. Schaltungsanordnung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet , daß die pn-Übergangseinrichtung aus einem dritten Transistorpaar gebildet ist, bei dem der Basiskreis und der Kollektorkreis des jeweiligen Transistors miteinander verbunden sind und bei dem die Eaaitterkreise miteinander verbunden sind.
- 22. Schaltungsanordnung nach Anspruch 17» dadurch gekennzeichnet , daß die pn-Übergangseinrichtung vierte und fünfte Transistorpaare aufweist, bei denen jeweils die Emitterelektroden gemeinsam miteinander verbunden sind und bei denen die Kollektoren des vierten bzw. fünften Transistorpaares mit dem Ausgang der Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung und mit den Basen eines sechsten Transistorpaares verbunden sind, und daß die Basen der Transistoren des jeweiligen vierten und fünften Transistorpaares mit den Emitterelektroden des sechsten Transistorpaares verbunden sind.23· Schaltungsanordnung nach Anspruch 17» dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazitätseinrichtung (12) mit dem ersten Differenzeingang der Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (21) und mit elektrischer Masse verbunden istund daß der zweite Differenzeingang des Spannungs-Strom-Wandlers (21) mit dem Hauptsignalzweig verbunden ist,2k. Schaltungsanordnung nach Anspruch I7» dadurch gekennzeichnet , daß eine Operationsverstärkereinrichtung (17) an einem nichtinvertierenden Eingang (+) mit dem Hauptsignalzweig verbunden ist und daß eine Schalteräirichtung (11) vorgesehen ist, die- 10 -mit dem Signalschaltungsausgang und mit dem Ausgang der Operationsverstärkereinrichtung sowie mit einem invertierenden Eingang der betreffenden Operationsverstärkereinrichtung derart verbunden ist, daß selektiv entweder das Schaltungsausgangssignal dem invertierenden Eingang oder das Schaltungsausgangssignal dem Ausgang der betreffenden Operationsverstärkereinrichtung zugeführt ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57092279A JPS58209234A (ja) | 1982-05-29 | 1982-05-29 | ノイズリダクシヨン回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3319292A1 true DE3319292A1 (de) | 1983-12-01 |
DE3319292C2 DE3319292C2 (de) | 1993-10-21 |
Family
ID=14049958
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE3319292A Expired - Lifetime DE3319292C2 (de) | 1982-05-29 | 1983-05-27 | Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung |
Country Status (8)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4547741A (de) |
JP (1) | JPS58209234A (de) |
CA (1) | CA1195387A (de) |
DE (1) | DE3319292C2 (de) |
FR (1) | FR2527864B1 (de) |
GB (1) | GB2122056B (de) |
HK (1) | HK65789A (de) |
SG (1) | SG15589G (de) |
Families Citing this family (13)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0720040B2 (ja) * | 1986-11-21 | 1995-03-06 | ソニー株式会社 | 電圧−電流変換回路 |
US5448583A (en) * | 1989-08-28 | 1995-09-05 | Fujitsu Limited | Apparatus and method using analog viterbi decoding techniques |
US5179361A (en) * | 1991-05-15 | 1993-01-12 | North American Philips Corp. | Compandor system with stable and widely adjustable unity gain level |
KR940000262B1 (ko) * | 1991-06-14 | 1994-01-12 | 삼성전자 주식회사 | 주신호통로와 하이패스필터특성의 보조적인 신호통로를 가지는 노이즈 감소회로 |
KR930011682B1 (ko) * | 1991-06-14 | 1993-12-16 | 삼성전자 주식회사 | 주신호통로와 하이패스필터특성의 보조적인 신호통로를 가지는 노이즈 감소회로 |
KR950002066B1 (ko) * | 1992-12-23 | 1995-03-10 | 삼성전자주식회사 | 신호 잡음 감쇄장치 |
US5757299A (en) * | 1994-09-30 | 1998-05-26 | Yamaha Corporation | Analog-Digital converter using delta sigma modulation digital filtering, and gain-scaling |
US5828254A (en) * | 1995-06-21 | 1998-10-27 | Sony Corporation | Error regulator circuit for sample and hold phase locked loops |
US6157180A (en) * | 1999-03-04 | 2000-12-05 | National Semiconductor Corporation | Power supply regulator circuit for voltage-controlled oscillator |
US6518852B1 (en) * | 1999-04-19 | 2003-02-11 | Raymond J. Derrick | Information signal compressor and expander |
JP2003017959A (ja) * | 2001-07-05 | 2003-01-17 | Nec Corp | 電圧増幅回路 |
US7271623B2 (en) * | 2004-12-17 | 2007-09-18 | Rambus Inc. | Low-power receiver equalization in a clocked sense amplifier |
CN104935264B (zh) * | 2015-06-02 | 2017-11-17 | 电子科技大学 | 一种无电感器型宽带低噪声跨导放大器 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE1954328A1 (de) * | 1968-11-01 | 1970-06-11 | Dolby Laboratories Inc | Signalkompressor oder -expander |
DE2237540A1 (de) * | 1971-08-02 | 1973-02-22 | Dolby Laboratories Inc | Wahlweise umschaltbarer signalkompressor/expander |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4068139A (en) * | 1976-08-09 | 1978-01-10 | Fairchild Camera And Instrument Corporation | IC compatible variable shunt impedance for Dolby B system |
US4187472A (en) * | 1978-01-30 | 1980-02-05 | Beltone Electronics Corporation | Amplifier employing matched transistors to provide linear current feedback |
JPS56154836A (en) * | 1980-04-30 | 1981-11-30 | Sony Corp | Noise reduction circuit |
JPS5754409A (en) * | 1980-09-18 | 1982-03-31 | Toshiba Corp | Signal interruption circuit |
JPS6035846B2 (ja) * | 1980-09-03 | 1985-08-16 | 松下電器産業株式会社 | ミュ−ティング増幅器 |
-
1982
- 1982-05-29 JP JP57092279A patent/JPS58209234A/ja active Granted
-
1983
- 1983-05-24 US US06/497,415 patent/US4547741A/en not_active Expired - Lifetime
- 1983-05-25 CA CA000428798A patent/CA1195387A/en not_active Expired
- 1983-05-27 DE DE3319292A patent/DE3319292C2/de not_active Expired - Lifetime
- 1983-05-30 FR FR8308934A patent/FR2527864B1/fr not_active Expired
- 1983-05-31 GB GB08314958A patent/GB2122056B/en not_active Expired
-
1989
- 1989-03-10 SG SG155/89A patent/SG15589G/en unknown
- 1989-08-17 HK HK657/89A patent/HK65789A/xx not_active IP Right Cessation
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE1954328A1 (de) * | 1968-11-01 | 1970-06-11 | Dolby Laboratories Inc | Signalkompressor oder -expander |
DE2237540A1 (de) * | 1971-08-02 | 1973-02-22 | Dolby Laboratories Inc | Wahlweise umschaltbarer signalkompressor/expander |
US3729693A (en) * | 1971-08-02 | 1973-04-24 | R Dolby | Compressor/expander switching methods and apparatus |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3319292C2 (de) | 1993-10-21 |
FR2527864A1 (fr) | 1983-12-02 |
US4547741A (en) | 1985-10-15 |
JPS58209234A (ja) | 1983-12-06 |
GB8314958D0 (en) | 1983-07-06 |
FR2527864B1 (fr) | 1987-01-09 |
HK65789A (en) | 1989-08-25 |
GB2122056B (en) | 1986-03-12 |
SG15589G (en) | 1989-07-14 |
CA1195387A (en) | 1985-10-15 |
GB2122056A (en) | 1984-01-04 |
JPH0447488B2 (de) | 1992-08-04 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE69003385T2 (de) | Logarithmischer verstärker. | |
DE69318054T2 (de) | Pulsweitenmodulator für Klasse-D Verstärker | |
DE68919383T2 (de) | Verstärkerschaltung. | |
DE1901804C3 (de) | Stabilisierter Differentialverstärker | |
DE2411713A1 (de) | Direkt gekoppeltes, integriertes elektronisches daempfungsglied | |
DE1904334A1 (de) | Differentialverstaerker fuer vorzugsweise automatische Verstaerkungsregelung | |
DE2950584C2 (de) | Schaltungsanordnung mit steuerbarem Widerstand | |
DE3108617C2 (de) | ||
DE3319292A1 (de) | Schaltungsanordnung zur rauschverminderung | |
DE3323277C2 (de) | ||
DE3043641A1 (de) | Regelbare multiplizierschaltung mit ersten und zweiten emittergekoppelten transistoren | |
DE68920399T2 (de) | Filterschaltungsanordnung. | |
DE2658311B2 (de) | Steuerbarer Phasenschieber | |
DE69315553T2 (de) | Differenzverstärkeranordnung | |
DE60313621T2 (de) | System und verfahren zum aufbau der eingangsimpedanz einer gestapelte verstärkeranordnung | |
DE3248552C2 (de) | ||
DE2601193A1 (de) | Breitband-transistorverstaerker | |
DE69320776T2 (de) | Transkonduktanzverstärker | |
DE3742537A1 (de) | Vier-quadranten-gilbert-modulator mit variabler leitfaehigkeit | |
DE69721898T2 (de) | Verstärker mit variabler Verstärkung und geringer Gleichspannungsabweichung am Ausgang und geringen Verzerrungen | |
DE3007715A1 (de) | Verstaerkerschaltung mit durch eine steuerspannung steuerbarer gesamtverstaerkung | |
DE2006203A1 (de) | Differentialverstärker | |
DE2810167A1 (de) | Transistorverstaerker | |
DE3032660C2 (de) | Demodulatorschaltung zum Demodulieren eines winkelmodulierten Eingangssignals | |
DE3212656A1 (de) | Teilerschaltung fuer das teilen eines ersten signals durch ein zweites signal, insbesondere fuer ein am-stereosignal |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition |