DE3319292A1 - Schaltungsanordnung zur rauschverminderung - Google Patents

Schaltungsanordnung zur rauschverminderung

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DE3319292A1 DE19833319292 DE3319292A DE3319292A1 DE 3319292 A1 DE3319292 A1 DE 3319292A1 DE 19833319292 DE19833319292 DE 19833319292 DE 3319292 A DE3319292 A DE 3319292A DE 3319292 A1 DE3319292 A1 DE 3319292A1
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Description

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- 11 -
Beschreibung
Schaltung;g anordnung; zur Rauschverminderung;
Die Erfindung bezieht sich generell auf ein System zur Herbeiführung einer Signalrauschverminderung. Die Srfindung betrifft insbesondere eine Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung, um den Dynamikbereich ia einem Übertragungssystem durch Signalkompression und durch Signaldehnung effektiv auszuweiten.
Es ist eine Rauschverminderungsschaltung bekannts die sendeseitig eine Kompressionsschaltung für.eine Signalkompression während der übertragung und empfangsseitig eine Dehnungsschaltung für eine Signaldehnung während der Signalaufnahme enthält, um den effektiven Dyn&mikbereich des Signalübertragungsweges auszuweiten. Dieselbe Lösung der Signalkompression und der Signaldehnung ist auch bei Aufzeichnungs- und Wiedergabesystemen angewandt worden, bei denen das Signal am Eingang der Aufnahme- bzw. Aufzeichnungseinrichtung komprimiert und während der Wiedergabe gedehnt wird. In typischer Weise enthalten diese Kompressions- und Dehnungssysteme Schaltungen, die eine steuerbare Übertragungsfunktion
^O haben, bei denen die Übertragungsfunktion der Schaltung in Abhängigkeit von dem Signalpegel und/oder der Signalfrequenz geändert wird.
Eine Signalverminderungsschaltung dieses Typs ist in der US-PS 3 631 365 gezeigt und beschrieben. Bei dieser bekannten Schaltungsanordnung entlaält die Kompres-
sionsschaltung der betreffenden Rauschverminderungsschaltung einen Hauptsignalzweig, einen Hilfssignalzweig und eine Summierungsschaltung zum Summieren der Signale der beiden Signalzweige, um ein Ausgangssignal zu erzeugen.
Der Hilfssignalzweig besteht aus einem Hochpaßfilter mit veränderbarer· Grenzfrequenz, einer Steuerschaltung zur Steuerung dieser veränderbaren Grenzfrequenz und einer Amplitudenbegrenzungsschaltung. Das Ausgangssignal von dem Hochpaßfilter wird der Amplitudenbegrenzungsschaltung über einen Verstärker zugeführt, und das Ausgangssignal der Amplitudenbegrenzungsschaltung w.rd der Summierschaltung zugeführt, in der es zu dem Signal des Hauptsignalzweiges hinzuaddiert wird. Die Amplitudenbegrenzungsschaltung besteht aus antiparallel miteinander verbundenen Dioden oder aus einer entsprechenden Anordnung aus pn-Übergängen} sie weist einen ihr eigenen Schwellwertpegel von etwa 1,2 Vss bei Silizium-pn-Übergängen auf. Da der Schwellwertpegel dieses pn-Übergangs groß ist im Vergleich zu den Signalpegeln, die üblicherweise in Schaltungen dieser Art auftreten bzw. einbezogen sind, muß ein Verstärker in der Vorstufe der Amplitudenbegrenzungsschaltung eingeschaltet werden, so daß der Ausgangssignalpegel des Hochpaßfilters erheblich höher sein kann als der Schwellwertpegel der Amplitudenbegrenzungsschaltung. Deshalb ist dieser Verstärker keine nebensächliche Komponente, sondern es handelt sich dabei um ein wesentliches Element, welches nicht nur als Pufferverstärker für das Hochpaßfilter wirkt, sondern welches außerdem dazu dient, den Begrenzerpegel einzustellen. Da das Ausgangssignal des Hilfssignalzweiges, welches durch diesen Verstärker verstärkt worden ist, dem Hauptsignal hinzuaddiert werden muß, und zwar nur mit einem geringen Gewichtungsfaktor, ist eine zusätzliche komplizierte Schaltungsanordnung erforderlich, die die Signalgenauigkeit und Stabilität weiter nachteilig beeinflußt. Darüber
β * 4 I
ιΐ · 9 · β «j » a
- 13 -
hinaus beeinträchtigen Sperr- oder Abflußströme in den pn-Übergängen der Amplitudenbegrenzungsschaltung in nachteiliger Weise die übrigen Schaltungen in dem System, und zwar aufgrund der gemeinsamen Impedanz der Masseschaltung.
Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung zu schaffen, wobei diese Schaltungsanordnung relativ rj ο unkompliziert sein soll im Vergleich zu bisher bekannten Rauschverminderungsschaltungen.
Darüber hinaus soll eine Rausehverminderungsschaltung für die Verwendung in einem Signalübertragungssystem bereitgestellt werden, welches einfach sein und eine hohe Genauigkeit mit sich bringen soll und welches darüber hinaus zur Herstellung als integrierte Schaltung führen soll.
2G Darüber hinaus soll eine Rauschverminderungsschaltung für die Verwendung in einem Signalübertragungssystem geschaffen werden, in welchem der Schwellwertpegel des Amplitudenbegrenzers erforderlichenfalls ohne die Forderung nach geeigneten Verstärkern eingestellt verden können soll.
Schließlich soll eine Rauschverminderungsschaltung geschaffen werden, in der nachteilige Auswirkungen vermieden sind, die durch einen Sperrvorstrom oder Ableitstrom hervorgerufen werden, der durch die Amplitudenbegrenzungsschaltung fließt.
Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe durch die in den Patentansprüchen erfaßte Erfindung.
Gemäß einem Aspekt der Hauschverminderungsschaltung
-U-
nach der vorliegenden Erfindung sind ein Hauptsignalweg bzw. Hauptsignalzweig, ein Hilfssignalweg bzw. Hilfssignalzweig mit der Charakteristik eines Hochpaßfilters, welches eine steuerbare Grenzfrequenz aufweist, und eine Siimmierungsschaltung vorgesehen, welche die Ausgangssignale des Hauptsignalzweiges und des Hilfssignalzweiges summiert. Dabei weist der Hilfssignalzweig einen Spannungs-Strom-Wandler auf, der ein Differenz-Eingangspaar und ein Differenz-Ausgangspaar aufweist. Ein pn-Übergangspaar ist mit den Differenzausgängen des Spannungs-Strom-Wandlers verbunden. Ferner sind zumindest zwei Transistorpaare mit gemeinsamer Emitterkonfiguration vorgesehen, denen die Spannungsdifferenz des pn-Übergangspaares über die Basiselektroden des jeweiligen Transistorpaares angelegt wird. Ein Kondensator ist mit dem einen Eingangsan-Schluß des Spannungs-Strom-Wandlers verbunden, und ein Rückkopplungszweig dient zur Rückkopplung des Kollektorstroms des ersten Transistorpaares mit gemeinsamem Emitter zu GLeM einen Eingangs ans chluß des Spannungs-Strom-Wandlers. Ferner ist eine Steuerschaltung vorgesehen, welche die veränderbare Grenzfrequtnz des Hochpaßfilters steuert und welche außerdem den gemeinsamen Emitterstrom des ersten Transistorpaares mit gemeinsamem Emitter steuert. Das Ausgangssignal des Hilfssignalzweiges wird von den Kollektorkreisen des zweiten Transistorpaares mit gemeinsamem Emitter gewonnen.
Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend beispielsweise näher erläutert, wobei in den verschiedenen Zeichnungen einander entsprechende Elemente bzw. Teile mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind. Fig. 1 zeigt in einer schematischen Darstellung den Grundaufbau der Koapressionsschaltung einer bekannten Rauschverminderungsschaltung.
Fig. 2 zeigt in einem Diagramm die Übertragungs-
kennlinie der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung.
Fig. 3-A. und 3^ zeigen in Signaldiagranaaen ein Tob.- _ 5 Burst-Signal bzw. das resultierende Aiasgangs-
signal bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig, Fig. 4 zeigt in einem schematisehen Diagramm die in Fig. 1 dargestellte bekannte Rausehverminderungsschaltung im einzelnen. 10- Fig. 5 zeigt in einem schematischen Diagramm eine
Ausführungsform einer Schaltungsanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung zur Hauschverminderung.
Fig. 6ä und 6b zeigen schematische Diagramme von Aus-führungsformen von Spannungs-Strom-¥ajidlern für
die Verwendung bei der in Fig. 5 dargestellten Ausführungsform.
Fig. 7 zeigt in einem schematischen Diagramm eine Ausführungsform einer Stromvervielfachungseinrichtung für die Verwendung bei der Schaltungsanord
nung gemäß Fig. 5·
Fig. δ zeigt in einem schematischen Diagramm eine weitere Ausführungsform einer Schaltungsanordnung
jm gemäß der vorliegenden Erfindung zur Rausch-
verminderung.
Fig. 9 zeigt in einem schematischen Diagramm eine noch weitere Ausführungsform einer bcha1tungsanordnung gemäß der Erfindung zur Rauschverminderung. Fig.10 zeigt in einem schematischen Diagramm eine noch weitere Ausführungsform einer Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung zur Rauschverminderung. Fig.11 zeigt in einem schematischen Diagramm eine Modifikation des bei der vorliegenden Erfindung verwendeten pn-Übergangspaares. 35
Fig. 1 zeigt eine typische bekannte Kompressionsschal-
331
tuag für die Verwendung in einem konventionellen Rausch verminderungssystem, bestehend aus einem Hauptsignalzweig 3, der zwischen dem Eingangsanschluß 1 und dem Ausgangsanschluß 2 angeschlossen ist, einem Hilfssignalzweig 4 und einer Summiereinheit 5· Der Hilfssignalzweig 4 besteht aus einem Hochpaßfilter 6 mit einer . veränderbaren Grenzfrequenz, einer Steuerschaltung 7 zur Steuerung der veränderbaren Grenzfrequenz des Hochpaßfilters 6 und aus einem Amplitudenbegrenzer 8.
In Fig. 2 ist die Übertragungsfunktionskennlinie A des Hauptsignalzweiges 3 als Kennlinie mit einem flachen Frequenzverlauf bei konstanter Einheitsverstärkung gezeigt, während die Übertragungsfunktionskennlinie B 5 des Hilfssignalzweiges 4 weitgehend durch die Übertragungsfunktionscharakteristik des Hochpaßfilters 6 bestimmt ist. Die Grenzfrequenz des Hochpaßfilters 6 variiert als Funktion des Eingangssignalpegels, weshalb die Grenzfrequenz für einen Null-Signalpegel am
2G niedrigsten ist, wie dies durch die Kennlinienkurve B1 veranschaulicht ist, und mit einer entsprechenden Zunahme des Signalpegels zunimmt, wie dies durch die Kennlinienkurve B2 veranschaulicht ist. Die Übertragungsfunktionskennlinie C zwischen dem Eingangsanschluß 1 und dem Ausgangsanschluß 2 der gesamten Kompressionsschaltungsanordnung gemäß Fig. 1 ist eine Kombination der Übertragungsfunktionskennlinien A und B der Signalzweige 3 bzw. 4. Die Kurven C1 und C2 in Fig. 2 stellen diese kombinierten Kennlinien für den Null-Sigrialpegel und für den zunehmenden Signalpegel dar, und zwar entsprechend den Kurven B1 bzw. B2. Der Dynamikbereich des Eingangssignals wird durch den Betrieb der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 komprimiert, wobei er jedoch etwa auf seinen Originalwert dadurch wieder hergestellt werden kann, daß eine (nicht dargestellte) Dehnungsschaltung während der Wiedergabe oder
des Empfangs benutzt wird. Die Dehnusgsschaltung sollte eine Übertragungsfunktionskennlinie haben, "welche komplementär zu jener der Kompressionsschaltung ist. Sin Rauschverminderungssystem mit diesem Arbeitsprinzip wird als Gleitbandsystem bezeichnet, da die Übertragungsfunktionskennlinie längs der Frequenzachse gleitet.
Im Betrieb des in Fig. 1 dargestellten Rauschvermin-
^]O derungssystems wird dann, wenn man. annimmt, daß die Aiaplitudenbegrenzungs schal tung 8 entfernt ist und daß das Tonbur st signal, wie dies Fig. 3A zeigt, während einer Zeitspanne t1-t2 zugeführt ist, das resultierende Ausgangssignal einen Signalverlauf haben, wie er in Fig. yd gezeigt ist. Da dort nahezu kein Signal vor der Zeitspanne ti vorhanden ist, entspricht die Grenzfrequenz des Hochpaßfilters 6 der Null-Signalpegel-Kunre B1 in Fig. 2. Nach dem Zeitpunkt ti wird die Grenzfrequenz des Hochpaßfilters 6 zu der Seite hoher Frequenz hin verschoben, und zwar durch den Betrieb der Steuerschaltung 7· Dennoch kann diese Verschiebung der Grenzfrequenz nicht augenblicklich erfolgen, und zwar wegen der endlichen Anstiegszeitkonstaute der Steuerschaltung 7· Dies ruft ein Überschwingen des Ausgangssignalverlaufes hervor, der den Beschneidungs- bzw. Begrenzungspegel oder den maximal zulässigen -^egel übersteigen kann, welcher dem Übertragungskanal oder Aufzeichnungsträger anhaftet. Um dieses Überschwingen und das nachfolgende Abschneiden bzw. Begrenzen zu vermeiden, wird ein Begrenzerpegel L, der niedriger ist als der zuvor erwähnte Beschneidungspegel, durch die Amplitudenbegrenzungsschaltung eingestellt; die Auswirkungen dieser Begrenzungsschaltung sind in Fig. 3B veranschaulicht.
Fig. k zeigt eine bekannte Schaltungsanordnung zur
Rauschverminderung. Während diese Schaltungsanordnung grundsätzlich als Kompressionsschaltung arbeitet, kann sie zwischen der Kompression und der Dehnung durch den Betrieb eines Umschalters 11 umgeschaltet werden. Der Eingang eines Hilfssignalzweiges 4 ist dabei mit dem gemeinsamen Anschluß C des Umschalters 11 verbunden. Der eine Umschaltanschluß a des betreffenden Schalters 11 ist mit dem Eingangsanschluß 1 verbunden, und der andere Umschaltanschluß B ist mit dem Ausgangsanschluß 2 verbunden. Der Operationsverstärker 17 summiert die Ausgangssignale von den beiden Signalzweigen 3 und 4; er ist als invertierender Verstärker geschaltet, wodurch das Ausgangssignal des betreffenden Verstärkers 17» welches dem Signalzweig k über den Anschluß b zugeführt wird, in der Polarität umgekehrt ist in Bezug auf das Eingangssignal. Wenn der Umschalter 11 zu dem Anschluß a hin umgeschaltet wird, um eine Signalkompression zu bewirken, kann die Signalkompressions-Übertragungsfunktion C (s) zwischen dem Eingangsanschluß 1 und dem Ausgangsanschluß 2 wie folgt angegeben werden:
wobei T(s) die Übertragungsfunktion des Hilfssignalzweiges angibt. Die Verstärkung des Hauptsignalzweiges und jene des summierenden Verstärkers, des Operations-Verstärkers 17» sind mit 1 bzw. mit -1 gewählt. Wenn der Schalter 11 betätigt wird, um die Anschlüsse b und c zu verbinden, stellt der Hilfssignalzweig k einen negativen Rückkopplungssignalzweig dar, und die Signaldehnungs-Übertragungsfunktion E(s) zwischen dem Eingangsanschluß 1 und dem Ausgangsanschluß 2 kann wie folgt angegeben werden:
Auf diese Art und Weise wird die Signaldehnung ausgeführt, die komplementär zu dem oben beschriebenen Betrieb der Signalkompression ist.
• 6 ft O O
- 19 -
Gemäß Fig. 4 i»t das eine veränderbare Grenzfrequenz aufweisende Hochpaßfilter durch einen Kondensator 12 und durch eine stromgesteuerte oder spannungsgesteuerte veränderbare Widerstandsschaltung 13 gebildet. Das Ausgangssignal des Hochpaßfilters wird einer Steuerschaltung 7 und einer Amplitudenbegrenzungsschaltung über eine Verstärkungsschaltung zugeführt, die durch einen Operationsverstärker 14 gebildet ist. Di© Grenzfrequenz-Steuerschaltung 7 ist mit einer Gewichtungsschaltung 15 versehen, welche die Hochfrequenz-Signalkomponente wichtet, sowie mit einem Pegelsensor 16, der einen Halbwellen- oder Vollwellengleichrichter tmd eine Zeitkonstantenschaltung enthält. Das Ausgangssignal der Steuerschaltung 7 steuert den Widerstandswert der veränderbaren Widerstandsschaltung 13· Die Amplitudenbegrenzungsschaltung 8 ist durch zwei antiparallel zueinander geschaltete pn-Übergänge, wie durch Dioden oder dergleichen, gebildet; sie weist einen Begrenzungspegel auf, der für die gewählten bestimmten EIe-
2G mente geeignet ist. So weist beispielsweise ein SiIizium-pn-Übergang einen Schwellwert von etwa 1,2 Vss als Begrenzerpegel auf. Da dieser Wert groß ist im Vergleich zu dem üblichen Schaltungssignalpegel, ist es übliche Praxis gewesen, einen Verstärker, wie den Operationsverstärker 14, vor der Amplitudenbegrenzuagsschaltung 8 vorzusehen, wodurch der Ausgangspegel des Hochpaßfilters derart angehoben wird, daß der Begrenzerpegel bei einem optimalen Pegel in Bezug auf den Signalpegei sein wird bzw. ist. Aufgrund dieser Signalpegelbeziehung stellt der Operationsverstärker l4 ein wesentliches Schaltungselement dar, und zwar nicht nur als Pufferverstärker für das Hochpaßfilter, sondern auch insoweit, als er den oben beschriebenen Begrenzerpegel einstellt. Das Ausgangssignal des Hilfssignal-5 zweiges 4, welches durch den Operationsverstärker 14 verstärkt wird, muß außerdem um einen kleinen Faktor
multipliziert werden, bevor es dem Hauptsignal hinzuaddiert wird. Dies führt zu einer verminderten Genauigkeit des Signals, und zwar aufgrund dieser verschiedenen Vorgänge des Anhebens und Absenkens des Signalpegels, was den Schaltungsaufbau entsprechend kompliziert. Außerdem ist ein Mangel bei diesen bekannten Schaltungen insofern vorhanden, als der Sperrstrom bzw. Sperr-Vorstrom oder Ableitstrom, der in der Amplitudenbegrenzungsschaltung 8 fließt, die übrigen Teile der betref-ο fenden Schaltungsanordnung über die Impedanz der gemeinsamen Masseschaltung beeinträchtigt bzw. beeinflußt.
In Fig. 5 ist eine Ausführungsform der vorlie genden Erfindung gezeigt, umfassend einen Hauptsignalweg
T5 bzw. Hauptsignalzweig 3» der eine Signalübertragungsleitung mit einer Einheits-Verstärkung aufweist, und einen Hilfssignalweg bzw. Hilfssignalzweig 4 mit einer Hochpaßfiltercharakteristik, die eine veränderbare Grenzfrequenz aufweist, wobei die beiden Signalzweige zwischen einem Eingangsanschluß 1 und einem Ausgangsanschluß 2 einander parallel geschaltet sind. Das Ausgangssignal des Hauptsignalzweiges 3 und das Ausgangssignal des Hilfssign«l*v*iges 4 werden durch den Operationsverstärker 17 summiert. Die summierten Signale werden dem Ausgangsanschluß 2 zugeführt. Die Steuerschaltung für die Änderung der Grenzfrequenz des Hochpaßfilters in dem Hilfssignalzweig 4 ist, obwohl dies nicht dargestellt ist, in »typischer Weise so konstruiert und ausgelegt, daß das Ausgangssignal des Hilfssignalzweiges abgetastet wird, wobei der Signalpegel des abgetasteten Ausgangssignals ermittelt wird. Der Wert der Widerstandskomponente des Filterschaltungsteiles des Hilfssignalzweiges wird in Abhängigkeit von dem ermittelten Ausgangspegel verändert.
Obwohl die in Fig. 5 dargestellte Schaltungsanordnung
prinzipiell so arbeitet, daß eine Signalkompression erfolgt, kann sie auch. eum Signaldehnung vornehmen, indem der Umschalter 11 betätigt wird, -wodurch der Hilfssignalzweig als negativer Rückkopplungszweig während der Signaldehnung wirkt. Da die Signale an den Eingangs- und Ausgangsanschlussen 1 und 2 miteinander in Phase sind, ist jedoch in diesem Falle der invertierende Verstärker 38 mit der Einheits-Verstärkung zwischen dem Ausgangsanschluß 2 und dem Umschalter 11 angeschlossen.
Im Hinblick auf den Hilfssignalzweig k ist eine Belegung eines Kondensators 12, der einen Teil des Hochpaßfilters mit der veränderbaren Grenzfrequenz bildet, mit dem gemeinsamen Anschluß des Umschalters 11 verbunden, und die andere Belegung des Kondensators 12 ist mit einem Differenzeingangsanschluß 22 des Spannungs-Strom-Vandlers 21 verbunden, der Differenz-Eingangs- und Ausgangsanschlußpaare aufweist. Der andere Differenz-Eingangsanschluß 23 des Spannungs-Strom-Wandlers 21 ist mit Masse verbunden. Die Differenz-Ausgangsanschlüsse 2k und 25 des Spannungs-Strom-Wandlers 21 sind mit den Enden eines pn- ^ Übergangspaares 26 verbunden, welches aus zwei als Dioden geschaltetenTransistoren besteht, die an ihren anderen Enden oder Kathoden-Enden miteinander verbunden sind.
Ferner sind mit den Anschlüssen 2k und 25 des Spannungs-Strom-Wandlers 21 die Basen eines ersten Transistorpaares 27 verbunden, dessen Transistoren in einer gemeinsamen Emitterkonfiguration geschaltet sind. Ein Strominverter oder eine Stromspiegelschaltung 28 ist zwischen den Kollektoren der Transistoren des ersten Transistorpaares 27 mit gemeinsamem Emitter angeschlossen; der Ausgangsstrom dieser Schaltung
wird dem einen Differenz-Eingangsanschluß 22 des Spannungs-Strom-Wandlers 21 zurückgekoppelt. Eine Stromquelle 29 ist mit dem gemeinsamen Emitterkreis des ersten Transistorpaares 27 mit gemeinsamem Emitter verbunden; der in der Stromquelle 29 fließende Strom wird durch das Ausgangssignal der oben beschriebenen Grenzfrequenz-Steuerschaltung (nicht dargestellt) gesteuert, und zwar über den Steuereingangsanschluß
Bei Betrachtung gewissermaßen in die Schaltungsanordnung am Anschluß 22 erscheint die betreffende Schaltungsanordnung somit als eine veränderbare Impedanzschaltung, die an einem Ende an Masse liegt bzw. geerdet ist, wobei die veränderbare Impedanz von dem die Stromquelle 29 durchfließenden Strom abhängt.
Die Basen eines zweiten Transistorpaares 33 mit gemeinsamem Emitter sind mit den AusgangsanSchlüssen bzw. 25 des Spannungs-Strom-Wandlers 21 verbunden, was auch für die Basen eines dritten Transistorpaares "}h mit gemeinsamem Emitter zutrifft, welches das Hochpaßfilter-Ausgangssignal an die Amplitudenbegrenzungsschaltung 8 abgibt. Stromspiegelschaltungen 31 und 32 sind als Lasten mit den zweiten bzw. dritten Transistorpaaren 33j 3^ verbunden, und zweite bzw. dritte Stromquellen 36, 37 sind mit den gemeinsamen Emitterzweigen der Transistorpaare 33 bzw. 3^ verbunden.
Der Ausgangsstrom von dem Kollektorkreis des zweiten Transistorpaares 33 »it gemeinsamem Emitter stellt das Hilfssignalzweig-Ausgangssignal dar, welches der Amplitudenbegrenzungsschaltung 8 und dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 17 zugeführt wird, der als Summierungseinrichtung des Signalzweiges wirkt. Dieses Hilfssignalzweig-Ausgangssignal wird in dem Verstärker 17 mit dem Hauptsignalzweig-
Ausgangssignal summiert, und das resultierende Ausgangssignal wird dem Ausgangsanschluß 2 zugeführt. Das Ausgangssignal des dritten Transistorpaares 34 mit gemeinsamem Emitter wird von dem Anschluß 35 abgenommen und dem Steuereingangsanschluß 30 über die oben beschriebene Steuerschaltung (nicht dargestellt) zugeführt. Die Anschlüsse 39 und 40 bezeichnen Plusspaanungs- Tbsw. Minus spannungs-Ans chlüs se.
Der Spannungs-Strom-Wandler 21 ist von der Art, daß sr einen Differenzeingang und einen Differenzausgang aufweist; er kann so ausgelegt sein, wie dies in Fig. 6A oder in Fig. 6B gezeigt ist. Gemäß Fig. 6A werden Eingangsspannungen v1 und v2 den Differeaeingangsanschlüssen 22 bzw. 23 zugeführt, die mit den Basenkreisen zweier pnp-Transistoren verbunden sind. Ein Widerstand R- verbindet'die Emitter dieser Transistoren, und zwei gleiche Ströme Ix werden von einem Plusspännungsanschluß 39 über die Konstantstromquellen den Verbin-
2G dungspunktea der Enden des Widerstands Rß bzw. den Emittern zugeführt. Unter diesen Bedingungen werden die Ausgangsströme 11 und 12, die an den Kollektorausgangsanschlüssen 24 bzw. 25 des Transistorpaares abgegeben werden, wie folgt angegeben:-
11 = Ix - (v1 - v2)/R0 (3)
12 = Ix + (v1 - v2)/RQ , (4)
Eine Subtraktion der Gleichung (4) von der Gleichung (3) führt zu:
11 - 12 = - ·§- · (v1 - v2) (5)
Damit ist die Ausgangsstromdifferenz 11 - 12 proportional der Eingangsspannungsdifferenz v1 - v2.
Bei der in Fig. 6A gezeigten Schaltungsanordnung wird die Basis-£ai.tt*r-Spannunf V1317, jedes der beiden pnp-Transistoren durch Änderungen in den Strömen beeinflußt, weshalb wegen einer verbesserten Genauigkeit und Linearität die in Fig. 6B gezeigte Schaltungsanordnung bevorzugt wird. Bei dieser Schaltungsanordnung sind vier pnp-Transistoren in einer Rückkopplungskonfiguration mit Differenzeingängen und Differenzausgängen so geschaltet, daß Konstantströme IQ durch ein die Differenz-Eingangsstufe bildendes Transistorpaar fließen. Dadurch wird die Spannungsdifferenz an dem Widerstand R_ bei v1 - v2 gehalten, und zwar unabhängig von jeglicher Schwankung in den Strömen i1 und i2, die durch ein Transistorpaar der Differenz-Ausgangsstufe fließen.
Die Kombination des pn-Übergangspaares 26, welches mit den Differenz-Ausgangsanschlüssen 2k und 25 des Spannungs-Strom-¥andlers 21 verbunden ist, mit einem Traneistorpaar des ersten, zweiten oder dritten Transistorpaares 27, 33 und 3k mit gemeinsamem Emitter ist als .Multiplizierschaltung bekannt. Demgemäß fließen bei der in Fig. 7 dargestellten Multiplizierschaltung, bestehend aus der pn-Übergangs-Schaltung 26 und dem Transistorpaar 27 mit gemeinsamem Emitter die Ströme i1 und i2 durch die pn-Übergänge 26a bzw. 26b des pn-Übergangspaares 26, und ein Strom 2Xx fließt durch den gemeinsamen Eraitter-Ausgangskreis. Durch die Transistoren 27a bzw. 27b des Transistorpaares 27 fließen die Ströme i3 bzw. Ik, und ein Strom 2Iy fließt durch den gemeinsamen Emitter-Ausgangszweig. Da der pn-übergang des Transistors 26a mit seiner Anode an einer Basis des Transistors 27a angeschlossen ist, ist der pn-übergang des Transistors 26b mit seiner Anode an der Basis des Transistors 27b angeschlossen. Die Ströme i3 und ik können dabei wie folgt angegeben werden}
±k = 12 · Iy/Ix ,....(7)
Wenn die Eingänge der in Fig. 7 dargestellten Schaltungsanordnung mit den Ausgängen des Spannungs-Strom Wandlers verbunden sind, wie er entweder in Fig. 6A oder in Fig. 6B gezeigt ist, dann stellt die resultierende kombinierte Schaltung eine Gegenwirkleitschaltung dar, und die Ströme ±J und ±h können wie folgt angegeben werden:
i-3 = Iy - (vi - v2) · Iy/Ix -R0 ..(8)
i4 = Iy + (v1 - v2) · Iy/lx · RQ ..· «(9)
Durch. Verbinden dieses Transistorpaares mit gemeinsamem Emitter mit einer Stromspiegelschaltung läßt sich der Ausgangsstrom i als Differenz zwischen 13 und i4 angeben, d.h. zus
io = ±3 - i4
= 2(v1 - v2) · Iy/Ix . R0 (10)
Die Stromspiegelschaltungen 28, 31 und 32 sind mit den Transistorpaaren 27» 33 bzw. 3^ m±t gemeinsamem Emitter verbunden. Der Ausgangsstrom des Spannungs-Strom-Wandlers 21 wird dem einen Eingangsanschluß des Spannungs-Strom-Wandlers 21 zurückgekoppelt, und der Ausgangsstrom i des dritten Transistorpaares ^k mit gemeinsamem Emitter wird dazu herangezogen, den Steuerstrom zu gewinnen, wie dies oben beschrieben worden ist.
Dadurch, daß das Ausgangssignal des ersten Transistor-
paares 27 mit gemeinsamem Emitter dem Eingangsanschluß 22 des Spannungs-Strom-Wandlers 21 zurückgekoppelt wird, ist die von dem Anschluß 22 her betrachtete Impedanz einem Widerstand äquivalent, der am anderen Ende nach Masse hin geschaltet ist. Der Widerstandswert r läßt sich wie folgt angeben:
R0 Ix / Λ . λ
Der in der Gleichung (11) angegebene Strom Ic ist dem oben erwähnten Strom Iy äquivalent, da der Strom 21c in der ersten Stromquelle 29 fließt, die mit dem gemeinsamen Emitterzweig des ersten Transistorpaares 27 verbunden ist. Unter der Annahme, daß das Eingangssignal und das Ausgangssignal eines aus dem Widerstand r und dem Kondensator 12 bestehenden Hochpaßfilters mit* Vi bzw. ait Vs bezeichnet sind, sind diese Größen eine Funktion einer komplexen Winkelfrequenz:
Vs = Vi
Auf der Grundlage der Gleichung (12) ist ersichtlich, daß die Schaltungsanordnung eine primäre Hochpaßcharakteristik mit einem Pol bei 1/Cr zeigt, wobei die Frequenz bezüglich dieses Poles durch einen Strom Ic gesteuert wird, der durch das Steuersignal von dem Steuerans chluß 30 her verändert wird.
Wenn die in der zweiten bzw. dritten Stromquelle 36, 37, die mit den gemeinsamem Emitterzweigen des zweiten und dritten Transistorpaares 33 bzw. 3k verbunden sind, fließenden Ströme mit I bzw. Iß bezeichnet sind, können die Funktionen komplexer Variabler Ic und Ig wie folgt geschrieben werden:
35
Ss sei darauf hingewiesen, daß der Ausgangsstrom i von dem zweiten Transistorpaar 33 wxt gameiasaaera Emitter als ein Hilfssignalzweig-Ausgangssignal dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsver= stärkere 17 über die Amplitudenbegrenzungssehaltung 8 zugeführt wird, wobei der Operationsverstärker 17 als ein Signalsummierungselement wirkt. Eine Reihens©haltung aus zwei Widerständen R1 und R2 ist der Amplitudenbegrenzungsschaltung 8 parallel geschaltet, die aus
zwei an.tiparallel miteinander verbundenen Diode», besteht. Der durch die Verbindung der Schaltung 8 und des Widerstands RI gebildete Verbindungspunkt ist mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 17 verbunden, während der Spannungsteilerpunkt an der Verbindung der beiden Widerstände R1 und R2 mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 17 verbunden ist. Der Verbindungspunkt des Widerstands R2 mit der Schaltung 8 ist mit dem Ausgang des zweiten Transistorpaares 33 mit gemeinsamem Emitter verbunden.
Einzelheiten der Amplitudenbegrenzungsschaltung und des Operationsverstärkers sind an anderer Stelle näher beschrieben (siehe US-Annseidung, Serial No. 451 vom 20.12.1982). Da der Widerstand R1 einen Hilfs-Ausgangssignalzweig bereitstellt, wird der Begrenzerpegel der Amplitudenbegrenzungsschaltung 8 (gleich etwa 1,2 Vss im Falle von antiparallel miteinander verbundenen SiIiziumdioden) mit multipliziert. Damit kann ersehen werden, daß unter der Annahme9 daß R2 = 2R1 ist, der Amplitudenbegrenzungspegel auf etwa 0,4 Vss abgesenkt ist.
In der oben beschriebenen Rauschverminderungsschaltung kann mit Rücksicht darauf, daß das Ausgangssignal des Hilfssignalzweiges als Stromquellen-Ausgangssignal erhalten wird, die Summierung der Signale des Hauptsignalzweiges und des Hilfssignalzweiges und die Begrenzung
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der Amplitude auf einen optimalen Pegel durch einen einzigen Operationsverstärker bewirkt werden, womit die Forderung nach, einem Puffer-Operationsverstärker (i4 gemäß Fig. 4) eliminiert ist. Dadurch ist die Schaltungsanordnung vereinfacht,während die Schaltungsgenauigkeit gesteigert ist. Der Operationsverstärker 17 arbeitet aufgrund seiner direkten Verbindung als Signalsummierungselement als perfekter Spannungsfolger in Bezug auf das Hauptsignal. Der Operationsverstärker 17 und seine zugehörige Rückkopplungsschaltung zeigen eine geringe Charakteristik hinsichtlich eines Sperrvorspannungs-Ableitstroms, während er relativ frei ist von Einflüssen der Nichtlinearität im Widerstand des Diffusionsbereiches in einer integrierten Schaltungsimplementierung. Darüber hinaus ist die Schaltungsverstärkung genau, und sie hängt nicht von der Genauigkeit der Widerstandswerte ab. Der Sperrvorspannungs- oder Ableitstrom, der durch die Amplitudenbegrenzungsschaltung 8 fließt, fließt nicht in den Erdungs- bzw. Massekreis, wie dies bei bisher bekannten Systemen der Fall war, weshalb die vorliegende Schaltungsanordnung relativ frei ist von Auswirkungen der Impedanz der gemeinsamen Erdungs- bzw. Masseschaltung.
Fig. 8 zeigt ein Ausführungsbeispiel des Hochpaßfilters, welches einen Teil einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung bildet. Das Hochpaßfilter gemäß Fig. 8 besteht aus zwei Kondensatoren 41 und 42, aus zwei Widerständen 4-3 und 44 und aus einer Rückkopplungsschaltung, die durch den oben beschriebenen Spannungs-Strom-Wandler 21 und durch eine Multipliziereinrichtung mit einem Ersatzwiderstand r gebildet ist. Diese Schaltungsanordnung weist eine Hochpaßfiltercharakteristik mit einer Übertragungsfunktion auf, die zwei Pole und einen Nullpunkt aufweist. Die in Fig. 8 dargestellte Schaltungsanordnung ist in der übrigen Hinsicht der in Fig. 5 gezeigten Ausführungsform des
Hochpaßfilters ähnlich, weshalb eine weitere Beschreibung redundant wäre und der Klarheit und Kürze halber hier weggelassen wird.
Fig. 9 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Rauschverminderungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung; diese Ausführungsform unterscheidet sich von der oben beschriebenen Ausführungsform hinsichtlich des Umsehaltens zwischen dem Kompressions-Betrieb und dem Dehnungs-Betrieb und hinsichtlich des Aufbaus des Hochpaßfilters. Das Umschalten zwischen dem Kompressions-Betrieb und dem Dehnungs-Betrieb wird dadurch vorgenommen, daß die Verbindung zwischen dem Operationsverstärker $1 und dem Hauptschaltungsteil geändert wird, der die Kompressionsfähigkeit mit sich bringt. Wenn der Umschalter 11 so eingestellt ist, daß er die Anschlüsse a und c verbindet, wirkt der Operationsverstärker 51 als Verstärker mit einer Einheits-Verstärkung oder als Spannungsfolger, so daß das dem Eingangsanschluß 1 zugeführte Eingangssignal in einer nicht modifizierten Form von dem Operationsverstärker 51 dem Eingangsanschluß 52 der Haupt-Kompressionssehaltung zugeführt wird. Am Ausgangsanschluß 53 wird dabei das komprimierte Ausgangssignal erzeugt. Wenn der Schalter 11 so eingestellt ist, daß die Anschlüsse b und c verbunden sind, ist die Kosnpr es si ons schaltung als Eingangsschaltung mit dem Operationsverstärker 5I verbunden, und der Schaltungsteil zwischen dem Eingangsanschluß 1 und dem Ausgangsanschluß 53 führt dann eine Signaldehnung aus, die komplementär zu der oben beschriebenen Signalkompression ist.
Nunmehr sei die Hochpaßfilterschaltung in der in Fig. gezeigten Ausführungsform betrachtet. Der Ersatzwiderstand r, der durch den Spannungs-Strom-Wandler 21, das pn-Übergangspaar 26 und das erste Transistorpaar 27
■\ mit gemeinsamem Emitter gebildet ist, ist nicht direkt mit Masse verbunden, wie dies bei der Ausführungsform gemäß Fig. 5 der Fall ist, sondern die betreffende Verbindung ist vielmehr eine sogenannte schwimmende Verbindung; der betreffende Ersatzwiderstand ist nämlich mit Masse lediglich über den Kondensator 12 verbunden. Das andere Ende des Kondensators 12 ist mit einem Differenzeingang 22 des Spannungs-Strom-Wandlers 21 verbunden, dessen anderer Differenzeingang 23 mit dem Hauptsignalzweig 3 verbunden ist. Der Ausgang des ersten Transistorpaares 27 mit gemeinsamem Emitter ist ebenfalls mit dem Differenzeingangsanschluß 22 in einer Rückkopplungsschaltungskonfiguration verbunden. Die übrigen Schaltungselemente bei der Ausführungsform gemaß Fig. 9 sind ähnlich jenen Elementen bei der in Fig. 5 gezeigten ersten Ausführungsform. Diese Komponenten sind in Fig. 9 durch dieselben Bezugszeichen bezeichnet, wobei eine entsprechende doppelte Beschreibung im Interesse der Klarheit und Kürze hier weggelassen ist.
Bei der in Fig. 9 dargestellten Ausführungsform wird eine verbesserte Leistung gegenüber der oben diskutierten Ausführungsf orm erzielt. So kann beispielsweise bei der ersten Ausführungsform das Umschalten zwischen dem Kompressionsbetrieb und dem Dehnungsbetrieb ohne weiteres mittels eines einzigen Umschalters 11 bewirkt werden, allerdings nur dann, wenn der Hauptsignalzweig 3 eine Verstärkung von 1 aufweist, ansonsten wird die Schaltungsanordnung kompliziert. Bei dieser Ausführungsform ist keine derartige Beschränkung vorhanden, und das Umschalten zwischen dem Kompressionsbetrieb und dem Dehnungsbetrieb kann leicht realisiert werden, und zwar auch dann, wenn der Hauptsignalzweig 3 eine nichtlineare Frequenzcharakteristik hat. Darüber hinaus ist der invertierende Verstärker 38 gemäß der Ausführungsform nach Fig. 5 bei der in Fig. 9 gezeigten Ausführungs-
form eliminiert, wodurch der Schaltungsaufbau weiter vereinfacht ist.
Nunmehr seien die Schaltungselemente betrachtet, welche das Hochpaßfilter bei der Ausführungsform gemäß Fig. 9 bilden. Dabei ist lediglich ein Anschlußstift für die Verbindung des nicht mit Masse verbundenen Anschlusses des Kondensators 12 verbünden, so daß die Anzahl der für eine integrierte Schaltungsimplementierung erforderlichen Anschlußstifte in Bezug auf die erste Ausführungsform herabgesetzt ist. Darüber hinaus ist es nicht notwendig, daß die Vorstufe des Spannungs-Strom-Wanders 21 eine niedrige Impedanz hat, und zwar wegen der hohen Eingangsimpedanz des Spannungs-Strom-Wandlers 21 bei Betrachtung von dem gegenüberliegenden Eingangsanschluß 23 her.
Fig. 10 zeigt lediglich die wesentlichen Teile der Ausführungsform der Rauschverminderungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung» da die übrigen Schaltungskomponenten den entsprechenden Teilen der oben im einzelnen diskutierten Ausführungsfomen ähnlich sind bzw. diesen entsprechen, sind sie in Fig. 10 der Klarheit und Kürze halber nicht dargestellt. Diese Ausführungsform dient der Abschaltung des Rauschverminderungsbetriebs und des Schaltens des Begrenzerpegels der Amplitudenbegrenzungsschaltung. Demgemäß sind bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 10 zwei Transistorpaare 61, 62 mit gemeinsamem Emitter anstelle des bei den vorangehenden Ausführungsformen verwendeten einzigen Transistorpaares 33 n»i* gemeinsamem Emitter vorgesehen. Die Transistorpaare 61 und 62 mit gemeinsamem Emitter sind mit strominvertierenden Schaltungen oder Stromspiegelschaltungen 63 bzw. 64 verbunden. Die Ausgangsströme dieser Transistorpaare 61
" und 62 mit gemeinsamem Emitter werden den Eingängen von ersten bzw. zweiten Amplitudenbegrenzungsschaltungen
65 bzw. 66 zugeführt. Ein Schalter 67 liegt zwischen dem gemeinsamen Emitterkreis des Transistorpaares "^h und einer dritten Stromquelle 37· Die Emitterkreise, der beiden Transistorpaare 61 und 62 sind mit den Umsehaltanschlussen c bzw. e eines dreipoligen Umschalters 68 verbunden. Der gemeinsame Anschluß f des Schalters 68 ist mit einer zweiten Stromquelle 36 verbunden. Der übrige Schalteranschluß d ist offen bzw. unbeschaltet. Miteinander in Reihe geschaltete Widerstände R1 und R2 sind der ersten Amplitudenbegrenzungsschaltung 65 parallel_.geschaltet. Ein weiterer Widerstand R3 ist mit den Widerständen R1 und R2 verbunden. Diese Reihenschaltung aus sämtlichen drei Widerständen liegt der zweiten Amplitudenbegrenzungsschaltung 66 parallel. Ein Ende des Widerstands R1 ist mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 17 verbunden, dessen invertierender Eingang mit dem Spannungsteilerpumkt an der Verbindung zwischen den Widerständen R1 und R2 verbunden ist. Der Ausgangsstrom des Transistorpaares 61 mit gemeinsamem Emitter wird der Verbindungsstelle zugeführt, die durch die Verbindung der Widerstände R2 und R3 und der Amplitudenbegrenzungsschaltung 65 gebildet ist. Demgegenüber wir d der Ausgangsstrom des Transistorpaares 62 mit gemeinsamem Emitter dem Verbindungspunkt zugeführt, der durch das eine Ende des Widerstands R3 und die Amplitudenbegrenzungsschaltung 66 gebildet ist.
Bei der vorliegenden Ausführungsform sind dann, wenn der Schalter 67 geöffnet ist und wenn der Umschalter 68 auf den Anschluß d (ebenfalls offen) eingestellt ist, die Transistorpaare. 1^h1 61 und 62 mit gemeinsamem Emitter ausgeschaltet, wodurch der Raueclaverminderungsbetrieb abgeschaltet ist; der gesamte Signalfluß verläuft über den Hauptsignalzweig. Ist der Schalter 67 geöffnet und ist der Schalter 68 so betätigt, daß er entweder die Anschlüsse c und f oder e und f verbindet,
so ist der Rauschverminderungsbetrieb eingeschaltet, und der Begrenzungspegel ist auf einem höheren oder niedrigeren Wert eingestellt, was davon abhängt, ob der Schalter 68 zu dem Anschluß c oder zu dem Anschluß e hin betätigt bzw. eingestellt ist. Auf diese Weise wird das Anschalten oder Abschalten des Rauschverminderungsbetriebs oder das Schalten des Begrenzerpegels ohne weiteres erzielt.
Fig. 11 zeigt eine Modifikation des pn-Übergangspaares 26 j wie es bei den oben beschriebenen Ausführuragsformen verwendet ist; gemäß Fig. 11 besteht das betreffende Übergangspaar prinzipiell aus npn-Transistoren 71 und 72, deren Kollektorkreise mit den AusgangsanSchlussen 2k bzw. 25 des Spannungs-Strom-Wandlers 21 verbunden sind.. Die Transistoren 71 und J2 bilden im Zusammenwirken strominvertierende Schaltungen oder Stromspiegelschaltungen, wobei die Transistoren 73 und 7^ in einer Diodenkonfiguration geschaltet sind. Die Basiskreise der Transistoren 71 und J2 sind mit den Emitterkreisen der Transistoren 75 bzw. 1(6 verbunden, die in der Emitterfolgerkonfiguration geschaltet sind und die ebenfalls mit den Ausgangsanschlüssen 77 bzw. 78 verbunden sind. Diese Ausgangsanschlüsse 77 und 78 entsprechen den Verbindungen mit den Basiskreisen der Transistorpaare 27» 33 und 3^-j wie sie oben beschrieben worden sind. Die Basiskreise der Transistoren 75 und 76 der pn^-Üb er gangs schaltung gemäß Fig. 11 sind mit den Kollektorkreisen der Transistoren 71 bzw. 72 des pn-Übergangspaares 26 verbunden.
Bei der in Fig. 11 dargestellten Schaltungsanordnung sind die Transistoren 75 und J6t die als Emitterfolger geschaltet sind, im Betrieb dem oben in Verbindung mit Fig, 7 erläuterten pn-Übergangspaär äquivalent, da nämlich diese Transistoren einen Rückkopplungsweg
oo ι
bereitstellen, über den die Ausgangsströme i1 und ±2 des Spannungs-Strom-Wandlers 21 ausgeglichen werden durch, die Kollektorströme der Transistoren 71 und Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 11 sind die Auswirkungen des erhöhten Basisstromes, der den mit den Ausgangsanschlüssen 77 und 78 verbundenen Transistorpaaren mit gemeinsamem Emitter zugeführt wird, auf die Schaltungsleistung vernachlässigbar, da nämlich derartige Basisströme über die Transistoren 75 und 76 abgegeben werden, die in Emitterfolgerkonfiguration geschaltet sind. Die Transistoren 73 und 74> die als Dioden geschaltet sind und die so wirken, daß der Vorstrom der Transistoren 73 und Jk gesteuert wird, können durch Widerstände geeigneten Wertes ersetzt sein
Bei der in den Zeichnungen gezeigten und oben beschriebenen Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung wird der Strom des Hilfssignalzweiges als ein Stromquellen-Ausgangs signal herangezogen, weshalb die Summierung des Hilfssignals zu dem Hauptsignal und die Begrenzung der Signalamplitude durch einen einzigen Operationsverstärker erreicht werden kann, ohne daß ein Pufferverstärker erforderlich ist, wie dies bei den bisher bekannten Schaltungsanordnungen zur Rauschverminderung der Fall war. Bei einer Implementierung als integrierte Schaltung ist mit Rücksicht darauf, daß die Signalsummierungseinrichtung als perfekter Spannungsfolger in Bezug auf das Hauptsignal wirkt, keine Beeinflussung durch irgendeinen nichtlinearen Widerstand des Diffusionsbereiches in der integrierten Schaltungsstruktur vorhanden, und außerdem ist eine geringe Sperrvorspannungs-Ableitstromcharakteristik vorhaiden. Darüber hinaus weist die Schaltung eine hohe Verstärkung auf, so daß sie nicht durch Änderungen in den Widerstandswerten beeinflußt wird. Die Auswirkungen der gemeinsamen Erdungs- bzw. Masseimpedanz sind minimiert, da
9 · * * O β * * fl H
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1 der von der Amplitudenbegrenzungsschaltung fließende Ableitstrom, nicht in den gemeinsamen Massekreis fließt. Darüber hinaus kann das Umschalten des Rauschverminderungsbetriebs und des Emitterpegels ohne weiteres er-
5 zielt werden.
Patentanwalt■

Claims (22)

  1. 7-35 Kitashinagawa 6-chome
    Shinagawa-ku
    Tokio, Japan
    Pa. tentansprüche
    Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung, wobei ein Hauptsi^i alweg und ein Hilfssignalweg mit Hoch-
    paßfiltereigenschaften und einer steuerbaren Grenzfrequenz vorgesehen sind und wobei ein Ausgangssignal des Hauptsignalweges und ein Ausgangssignal des Hilfssignalweges unter Bildung eines Systemausgangssignals summiert werden,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß der Hilfssignalweg eine Spannungs-Strom-Wandler-Einrichtung (21) mit mit dem Hauptsignalweg verbundenen Differenzeingängen (22, 23) und mit Differenzausgängen (24, 25) aufweist,
    daß mit den Differenzausgängen (24, 25) der Spannungs-Strom-¥andlereinrichtung (21) pn-Übergangseinrichtungen (26) verbunden sind,
    daß ein erstes Transistorpaar (27) mit einer gemeinsamen Emitterkonfiguration mit Basiselektroden an
    den pn-Übergangseinrichtungen (26) angeschlossen ist,
    daß eine Kapazitätseinrichtung (12) mit dem ersten Differenzeingang (22) der Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (21) verbunden ist,
    daß eine Rückkopplungseinrichtung (38) einen Kollektorkreis des ersten Transistorpaares mit gemeinsamem Emitter mit dem ersten Differenzeingang (22) der Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (21) verbindet und daß ein zweites Transistorpaar (33) oii-t gemeinsamer Emitterkonfiguration vorgesehen und mit Basiselektroden an den pn-Übergangseinrichtungen angeschlossen ist, wobei das Ausgangssignal des Hilfssignalweges von einem Kollektorkreis des zweiten Transistorpaares (33) mit der gemeinsamen Emitterkonfiguration abgeleitet ist.
  2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß ein zweiter Differenzeingang (23) der Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (21) mit elektrischer Masse verbunden ist und daß eine Einrichtung (11) vorgesehen ist, welche die Kapazitätseinrichtung (12) selektiv mit dem Hauptsignalweg zu verbinden gestattet.
  3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,dadurch gekennzeichne t , daß die Kapazitätsexnrichtung (12) zwischen dem Differenzeingang der Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (21) und elektrischer Mas se angeschlossen ist
    und daß ein Eingang des Hilfssignalweges mit einem zweiten Differenzexngang (23) der Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (21) verbunden ist.
  4. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1., d a d u r ch gekennzeichnet , daß Summiereinrichtungen (17) vorgesehen sind, die so geschaltet sind, daß sie ein Ausgangssignal des Hauptsignalweges und ein Ausgangssignal des Hilfssignalweges summieren,
    daß eine Rückkopplungswiderstandseinriclrtung (Rl , 8) zwischen dem Ausgang der Stimmierungs einrichtung (l?) und einem invertierenden Eingang (-) der betreffenden Summierungseinrichtung 07) vorgesehen ist und daß ein Ausgangssignal des zweiten Transistorpaares (33) mit gemeinsamem Emitter dem invertierenden Eingang der Summierungseinrichtung (I7) zugeführt ist, während der Hauptsignalweg mit dem nichtinvertierenden Eingang (·«-) der Summierungseinrichtung (17) verbunden ist.
  5. 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die pn-Ubergangseinrichtung (26) durch ein Paar von Transistoren gebildet ist, bei deren jeden die Basis und der Sollektor verbunden sind,
    und daß die Emitter der Transistoren der pn-Übergangseinrichtung (26) gemeinsam miteinander verbunden sind.
  6. 6„ Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die pn-Übergangseinrichtung (26) durch erste und zweite Paare von Transistoren gebildet ist,
    daß die Emitter der Transistoren jedes Transistorpaares gemeinsam miteinander verbunden sind, daß.die Kollektoren des ersten und zweiten Paares von Transistoren mit den Differenzausgängen (24, 25) der Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung sowie mit den Basen von fünften bzw. sechsten Transistoren verbunden sind und daß die Basen des ersten und zweiten Paares von Transistoren, mit den Emitterelektroden des fünften bzw. sechsten Transistors verbunden sind.
  7. 7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, d a d u r ch gekennzeichnet , daß eine Steuerschaltung vorgesehen ist, die die Grenzfrequenz des Hochpaßfilters steuert und die eine Stromsteuereinrichtung
    umfaßt, die durch die Steuerschaltung gesteuert den Emitterstrom des ersten Transistorpaares mit gemeinsamem Emitter steuert.
  8. 8, Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung, wobei ein Hauptsignalweg und ein Hilfssignalweg vorgesehen sind, der eine Übertragungscharakteristik eines Filters hat, dessen Grenzfrequenz veränderbar ist in Ab-. hängigkeit von dem Ausgangssignal des Hilfssignalweges,
    IQ dadurch gekennzeichnet, daß ein Spannungs-Strom-Wandler (21) vorgesehen ist, der Differenzeingänge und Differenzausgänge aufweist, daß mit den Differenzausgängen des Spannungs-Strom-Wandlers (21) eine pn-Übergangseinrichtung (26) verbunden ist,
    daß eine Kapazitätseinrichtung (12) mit einem ersten Differenzeingang des Spannungs-Strom-Wandlers (21) verbunden ist,
    daß eine Verbindungseinrichtung vorgesehen ist, die einen zweiten Differenzeingang des Spannungs-Strom-' Wandlers.(21) mit elektrischer Masse verbindet, daß ein erstes Transistorpaar mit gemeinsamer Emitterkonfiguration vorgesehen und mit den Basiskreisen mit der pn-Übergangs einrichtung (.26) verbunden ist, daß der Ausgang des ersten Transistorpaares mit gemeinsamem Emitter mit dem ersten Differenzeingang des Spannungs-Strom-Wandlers (21) verbunden ist, daß ein zweites Transistorpaar mit gemeinsamer Emitterkonfxguration vorgesehen und mit den Basiskreisen mit der pn-Übergangseinrichtung (26) verbunden ist und daß der Ausgang des zweiten Transistorpaares mit gemeinsamem Emitter das Ausgangssignal des Hilfssignalzweiges liefert.
  9. 9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet , daß eine Einrichtung
    vorgesehen ist, die auf das Ausgangssignal des Hilfssignalzveiges ein Steuersignal zur Änderung der Grenzfrequenz erzeugt und die eine Steuereinrichtung umfaßt, mit deren Hilfe der in dem gemeinsamen Emitterkreis des ersten Transistorpaares mit gemeinsamem Emitter fließende Strom auf das betreffende Steuersignal hin gesteuert wird.
  10. 10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8? d adur eh lOgekennzeichnet , daß mit dem Eingang des Hauptsignalzweiges und mit der Kapazitätseinrichtung (12) eine Schaltereinrichtung (11 ) verbunden istp die selektiv den ersten Differenzeingamg des Spannungs-Strom-Wandlers (21) über die Kapazitätseinrichtung (12) mit dem Eingang des Hauptsignalzweiges verbindet.
  11. 11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, d a d u r ch gekennzeichnet , daß eine Signalinvertereinrichtung (38) vorgesehen ist, welche aus dem Summensignal des Hauptsignalzweiges und des Hilfssignalzweiges ein invertiertes Rückkopplungssignal erzeugt, welches der Schaltereinrichtung (11) derart zugeführt ist, daß das betreffende invertierte Rückkopplungssignal selektiv dem Eingang des Hauptsignalzweiges oder der Kapazitätseinrichtung (12) zigßführt ist.
  12. 12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet , daß eine Stromspiegelschaltung vorgesehen ist, die an den Kollektorkreisen
    3G des ersten Transistorpaares mit gemeinsamem Emitter angeschlossen ist.
  13. 13° Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet , daß die pn-Übergangseinrichtung (26) aus zwei Transistoren mit gemeinsamer Emitterkonfiguration gebildet ist, wobei die betreffen-
    oo
    den Transistoren jeweils mit Basis und Kollektor verbunden sind und wobei die Emitter der die betreffende pn-Übergangseinrichtung (26) bildenden Transistoren miteinander verbunden sind.
  14. 14. Schaltungsanordnung nach. Anspruch 13» dadurch gekennzeichnet , daß die beiden die pn-Übergangseinrichtung (26) bildenden Transistoren mit gemeinsamer Emitterkonfiguration erste und zweite Tran-IQ sistorpaare umfassen, wobei die Emitterelektroden jedes Transistorpaares gemeinsam miteinander verbunden sind und wobei die Kollektoren des ersten und des zweiten Transistorpaares mit dem Ausgang des Spannungs-Strom-Wandlers lind mit den Basen von fünften bzw. sechsten Transistoren verbunden sind,
    und daß die Basen der ersten und zweiten Transistorpaare mit den Emitterelektroden des fünften bzw. sechsten Transistors verbunden sind.
  15. 15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet , daß die Kapazitätseinrichtung (12) mit dem ersten Differenzeingang des Spannungs-Strom-Wandlers (21) und elektrischer Masse verbunden ist und daß der zweite Differenzeingang des Spannungs-Strom-Wandlers (21) mit dem Hauptsignalzweig verbunden ist.
  16. 16. Schaltungsanordnung nach Anspruch I5» dadurch gekennzeichnet , daß eine Einrichtung (17) vorgesehen ist, die so geschaltet ist, daß sie die Ausgangssignale des Hauptsignalzweiges und des Hilf ssignalzweiges summiert,
    daß eine OperationsverStärkereinrichtung (17) an einem nichtinvertierenden Eingang (+) mit dem Hauptsignalzweig verbunden ist, und
    daß eine Schaltereinrichtung (ii) vorgesehen ist, welche
    die summierten Ausgangssignale des Hauptsignalzweiges und des Hilfssignalzweiges zugeführt erhält und welche außerdem mit dem Ausgang der Operationsverstärkereinrichtung und mit dem invertierenden Eingang der OperationsverStärkereinrichtung derart verbunden ist, daß selektiv entweder die summierten Signale zu derai invertierenden Eingang oder die summierten Signale zum Ausgang der betreffenden Operationsverstärkereinrichtung hin geleitet werden.
  17. 17. Schaltungsanordnung zur Rauschverasisideruiäg, wobei ein Hauptsignalzweig und ein Hilfssignalzweig vorgesehen sind, der eine Übertragungscharakteristik eines Hochpaßfilters hat, dessen Grenzfrequenz in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des Hilfssignalzweiges veränderbar ist, insbesondere nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Hilfssignalzweig eine Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (21) mit Differenzeingängen und Differenzausgängen aufweist,
    daß eine pn-Übergangseinrichtung (26) mit den Differenzausgängen der Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (21) verbunden ist,
    daß eine Kapazitätseinrichtung (12) zwischen einem ersten Differenzeingang des Spannungs-Strom-Wandlers (21) und elektrischer Masse liegt,
    daß eine Verbindungseinrichtung vorgesehen ist, die einen zweiten Differenzeingang der Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (21) mit dem Hauptsignalzweig verbindet, daß ein erstes Transistorpaar mit gemeinsamer Emitter» konfiguration vorgesehen und mit seinen Basenkreisen an der pn-Übergangseinrichtung (26) angeschlossen ist, daß ein Ausgang des ersten Transistorpaares mit gemeinsamer Emitterkonfiguration mit dem ersten Differenzeingang der Spannungs-StrosB-Wandlereinrichtung (21) verbunden ist,
    daß ein zweites Transistorpaar mit gemeinsamer Emitterkconfiguration vorgesehen ist und mit seinen Basenkreisen an der pn-Übergangseinrichtung (26) angeschlossen ist, daß ein Ausgang des betreffenden zweiten Transistorpaares den Ausgang des Hilfssignalzweiges bildet und daß eine Signalsummierungseinrichtung (17) eingangsseitig mit dem Hauptsignalzweig und mit dem Ausgang des Hilfssignalzweiges für die Erzeugung des ein vermindertes Rauschen aufweisenden Schaltungsausgangssignals verbonden ist.
  18. 18. Schaltungsanordnung nach Anspruch 17» dadurch gekennzeichnet , daß Einrichtungen vorgesehen sind, die auf das Ausgangssignal des Hilfssignalzweiges hin ein Steuersignal bereitstellen, und daß Einrichtungen zur Änderung der Grenzfrequenz des Hochpaßfilters eine Steuereinrichtung umfassen, welche den in dem gemeinsamen Emitterkreis des ersten Transistorpaares fließenden Strom auf das betreffende Steuersignal hin steuert.
  19. 19. Schaltungsanordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet , daß eine Schaltereinrichtung (11) vorgesehen ist, die mit dem Hauptsignalzweig und mit der Kapazitätseinrichtung (12) derart verbunden ist, daß selektiv der erste Differenzeingang der Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (21) über die betreffende Kapazitätseinrichtung (12) mit dem Hauptsignalzweig verbunden und der betreffende erste Differenzeingang von elektrischer Masse getrennt ist.
  20. 20. Schaltungsanordnung nach Anspruch 19» dadurch gekennzeichnet , daß eine Signalinvertereinrichtung (38) den Schaltungsausgang mit dem Hilfssignalzweig verbindet und ein invertiertes Rückkopplungssignal erzeugt, welches der Schaltereinrichtung (ii) der-
    ft β β ΐ O O Λ «4 9
    « β βοο »»ο» β O O 1 Π O Π ^
    art zugeführt wird, daß das betreffende invertierte ■Wückkopplungssignal selektiv dem Hauptsignalzweig oder der Kapazitätseinrichtung (12) zugeführt wird«
  21. 21. Schaltungsanordnung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet , daß die pn-Übergangseinrichtung aus einem dritten Transistorpaar gebildet ist, bei dem der Basiskreis und der Kollektorkreis des jeweiligen Transistors miteinander verbunden sind und bei dem die Eaaitterkreise miteinander verbunden sind.
  22. 22. Schaltungsanordnung nach Anspruch 17» dadurch gekennzeichnet , daß die pn-Übergangseinrichtung vierte und fünfte Transistorpaare aufweist, bei denen jeweils die Emitterelektroden gemeinsam miteinander verbunden sind und bei denen die Kollektoren des vierten bzw. fünften Transistorpaares mit dem Ausgang der Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung und mit den Basen eines sechsten Transistorpaares verbunden sind, und daß die Basen der Transistoren des jeweiligen vierten und fünften Transistorpaares mit den Emitterelektroden des sechsten Transistorpaares verbunden sind.
    23· Schaltungsanordnung nach Anspruch 17» dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazitätseinrichtung (12) mit dem ersten Differenzeingang der Spannungs-Strom-Wandlereinrichtung (21) und mit elektrischer Masse verbunden ist
    und daß der zweite Differenzeingang des Spannungs-Strom-Wandlers (21) mit dem Hauptsignalzweig verbunden ist,
    2k. Schaltungsanordnung nach Anspruch I7» dadurch gekennzeichnet , daß eine Operationsverstärkereinrichtung (17) an einem nichtinvertierenden Eingang (+) mit dem Hauptsignalzweig verbunden ist und daß eine Schalteräirichtung (11) vorgesehen ist, die
    - 10 -
    mit dem Signalschaltungsausgang und mit dem Ausgang der Operationsverstärkereinrichtung sowie mit einem invertierenden Eingang der betreffenden Operationsverstärkereinrichtung derart verbunden ist, daß selektiv entweder das Schaltungsausgangssignal dem invertierenden Eingang oder das Schaltungsausgangssignal dem Ausgang der betreffenden Operationsverstärkereinrichtung zugeführt ist.
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