CN104935264B - 一种无电感器型宽带低噪声跨导放大器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种无电感器型宽带低噪声跨导放大器(LNTA)，具备高线性和抗阻塞干扰特点，属于集成电路领域。该放大器为差分输入/输出结构，包括共栅输入级、电流镜放大级级、噪声消除辅助级；射频信号V_in+/‑输入后，分为两路的信号流向：主路径上，经过共栅输入管转化为电流信号，然后经过电流镜的放大作用，信号传递到输出节点I_out+/‑；辅助路径上，输入信号经过反相器的转化，转为信号电流传递到输出节点I_out+/‑，两路信号电流同向叠加、噪声反向抵消。采用NMOS/PMOS镜像互补对称结构来获得电流复用效果和好的线性度，本发明可以在较宽的频带内显著提高跨导放大器的增益，改善噪声、线性度、以及阻塞干扰性能。

Description

一种无电感器型宽带低噪声跨导放大器

技术领域

本发明属于集成电路领域，尤其涉及一种低噪声跨导放大器设计技术。

背景技术

今天，软件无线电技术变得越来越普及，只需要在基带软件协议层进行配置，满足不用通信协议需求的各个标准得以灵活地彼此兼容共存于一套硬件设备平台上。对应地，对宽带射频收发技术的研发变得日益迫切。为了尽可能降低硬件成本，实现单芯片集成，图1(a)所示的传统收发机的声表面波滤波器(SAW)显得格外臃肿。近来，图1(b)所示的无SAW收发机结构被创新性地提出，并很快成为业界关注的焦点。为了获得好的抗阻塞干扰能力，无SAW接收机设计抛弃了传统的电压模式方法，转而采用了新颖的电流模式设计理念。

随着射频集成电路工作频率越来越高，在低压低功耗的应用环境中，传统的电压模式电路已不能很好地应对电路信号的处理，非线性等缺点逐渐暴露出来。而以电流为信号变量表征载体的电流模式电路可以解决电压模式电路在速度、带宽、低压、低功耗方面的瓶颈。近年来，电流模式电路在模拟/混合信号处理中的潜在优势正逐渐被挖掘，并逐渐渗透到射频集成电路设计技术领域中来。

无SAW接收机核心电路单元结构如图2所示，它包括低噪声跨导放大器、电流换向型无源混频器、基带滤波器为组成单元。原理上通过低噪声跨导放大器将阻塞干扰转化为电流信号，阻塞电流信号在混频器后面的基带滤波器处得以消除。也注意到，该跨导放大器位于接收链路的第一级，其噪声至关重要，所以在宽带内的噪声优化问题又构成了无SAW接收机的另一难点。此外，低噪声的获得也不能用大功耗来交换，因为低功耗一直是芯片设计的基本出发点。

迄今为止，对低噪声跨导放大器的研发普遍借鉴了低噪声放大器的设计技术。典型代表如图3所示，为美国德州农工大学使用噪声消除技术设计的基于电压域放大的低噪声跨导放大器(H.M.Geddada,et.al.,“Wide-band inductorless low-noisetransconductance amp lifiers with high large-signal linearity,”IEEEtrans.microwave theory and techn.,vol.62,no.7,2014)。该研究取得了优越的噪声性能，以及良好的线性特性。但是该电路结构存在较多的电压-电流转换，制约了其线性性能。也注意到荷兰代尔夫特大学的研究者使用本振信号的开关控制来实现了一个具有带通特性的负阻选频网络(对于带内信号表现出高阻，对带外阻塞干扰表现为低阻特性。)，研究者将其嵌入到低噪声跨导放大器中，取得了很好的阻塞干扰抑制，如图4所示(M.Mehrpoo andR.Bogdan Staszewski，“A Highly Selective LNTA Capable of Large-Signal Handlingfor RF Receiver Front-Ends，”IEEE Radio Frequency Integrated CircuitsSymposium，pp.185-188,2013)。不过此结构需要本振信号的数字逻辑产生结构，增加了系统的功耗开销；负载网络处的电压高阻节点会产生电流-电压的非线性转化，Cascode晶体管的使用又消耗了电压静空间，不利于线性度提升。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于提供一种能够获得低噪声指数、高线性、低功耗、又具有抗阻塞干扰能力的宽带低噪声跨导放大器。

本发明采用以下技术手段解决上述技术问题的：一种无电感器型宽带低噪声跨导放大器，其结构如图5所示，包括左侧电路与右侧电路，左、右侧电路镜像对称结构，该放大器又具有上下NMOS/PMOS互补镜像对称特点；所述左、右侧电路均包括呈互补对称的第一共栅输入级和第二共栅输入级、呈互补对称的第一电流镜放大级和第二电流镜放大级、呈互补对称的第一噪声消除辅助级和第二噪声消除辅助级、以及负载级；

所述第一共栅输入级包括NMOS晶体管M₁，第一电流镜放大级包括PMOS管M₃、M₄，所述第一噪声消除辅助级包括NMOS晶体管M₇；所述第二共栅输入级包括PMOS晶体管M₂，第二电流镜放大级包括NMOS管M₅、M₆，所述第二噪声消除辅助级包括PMOS晶体管M₈；所述负载级包括电阻器R_L；位于所述左侧电路的器件分别记为左M₁、左M₂、左M₃、左M₄、左M₅、M₆、左M₇及左M₈，位于所述右侧电路的器件分别记为右M₁、右M₂、右M₃、右M₄、右M₅、M₆、右M₇及右M₈；

所述共栅输入晶体管左M₁、右M₁的源极分别连接射频输入端口V_in+、V_in-，其栅极均连接到偏置电压V_b1；晶体管左M₁的漏极连接至晶体管左M₃的漏极，且左M₃的漏极标记为节点X；

所述晶体管左M₃的漏极与其栅极连接，其源极连接至电源V_DD；所述晶体管左M₄的栅极连接至左M₃的栅极，其源极连接至电源V_DD；所述晶体管左M₄、右M₄的漏极分别连接到输出端口I_out+、I_out-；所述晶体管左M₄的栅极通过中和电容C_ntr1连接至右M₄的漏极，右M₄的栅极通过中和电容C_ntr1'连接至左M₄的漏极；

所述NMOS管左M₇、右M₇的源极均连接至地，二者栅极分别通过一个隔直电容连接至输入端口V_in+、V_in-，二者栅极分别通过一个偏置电阻连接至偏置电压V_b3，二者漏极分别连接至输出口I_out+、I_out-；

所述第二共栅输入级、第二电流镜放大级、第二噪声消除辅助级的结构与其呈互补镜像的相应结构的连接关系相同，其中晶体管左M₂相当于左M₁，M₅、M₆分别相当于M₃、M₄，M₈相当于M₇，C_ntr2、C_ntr2'分别相当于C_ntr1、C_ntr1'；节点Y为节点X的上下镜像对称节点；其中，偏置电压V_b2为晶体管M₂提供直流偏置。

作为优化的结构，本发明一种无电感器型宽带低噪声跨导放大器还包含了共模反馈电路(CMFB)，该共模反馈电路的两个输入端连接到输出端口I_out+、I_out-，所述CMFB通过检测输出端口I_out+/-的共模电压，并与V_DD/2的参考电压做比较，得到的误差信号通过偏置电阻反馈连接到M₈的栅极，进行动态调整，使得I_out的静态偏置电压稳定在V_DD/2附近，以获得好的线性摆幅。

如图5所示，低噪声跨导放大器的差分信号V_in+由左侧输入，然后分为两路的信号流向：主路径上，经过左侧第一共栅输入级转化为电流信号，然后经过左侧第一电流镜放大级的放大作用、信号传递到输出端口I_out+；辅助路径上，信号V_in+由左侧输入，经过左侧第一噪声消除辅助级转为信号电流传递到输出节点I_out+；两条路径的信号电流进行同相叠加流入负载电阻器R_L。同理，差分信号V_in+在互补镜像对称下半部分，也分为两路的信号流向：主路径上，经过左侧第二共栅输入级转化为电流信号，然后经过左侧第二电流镜放大级的放大作用、信号传递到输出端口I_out+；辅助路径上，信号V_in+由左侧输入端口输入，经过左侧第二噪声消除辅助级转为信号电流传递到输出I_out+；两条路径的信号电流进行同相叠加流入左侧负载电阻器R_L。

如图5所示，低噪声跨导放大器的差分信号V_in-由右侧输入，然后分为两路的信号流向：主路径上，经过右侧第一共栅输入级转化为电流信号，然后经过右侧第一电流镜放大级的放大作用、信号传递到输出端口I_out-；辅助路径上，信号V_in-由右侧输入，经过右侧第一噪声消除辅助级转为信号电流传递到输出节点I_out-；两条路径的信号电流进行同相叠加流入负载电阻器R_L。同理，差分信号V_in-在互补镜像对称下半部分，也分为两路的信号流向：主路径上，经过右侧第二共栅输入级转化为电流信号，然后经过右侧第二电流镜放大级的放大作用、信号传递到输出端口I_out-；辅助路径上，信号V_in-由右侧输入端口输入，经过右侧第二噪声消除辅助级转为信号电流传递到输出I_out-；两条路径的信号电流进行同相叠加流入右侧负载电阻器R_L。

本发明一种无电感器型宽带低噪声跨导放大器的噪声消除原理可以如是理解：如图5所示，M₁的沟道热噪声在节点X产生负极性噪声电压，该噪声电压经电流镜M₃、M₄的放大，噪声电压被极性翻转转为正极性噪声电压传递到输出端口I_out+；同时M₁的沟道热噪声在输入端口V_in+产生正极性噪声电压，进而经过M₇的反向转化，转为负极性噪声电压出现在输出I_out+；这两个噪声电压信号为反向特性，通过设计合理的电流镜比例系数，M₁的沟道热噪声在输出端口得以完全消除。

本发明一种无电感器型宽带低噪声跨导放大器的高线性原理可以如是理解：电路主路径为电流模式的信号放大，信号不易产生压缩，辅助路径中的M₇、M₈为主要的非线性源，基于导数抵消原理，M₇、M₈的互补特性可以部分消除非线性，进而提升电路的小信号线性度。而且，辅助路径中的M₇、M₈又构成推挽结构，通过减小管子的过驱动电压，可以使得两个管子工作在Class-AB状态，使得效率和输出功率得以提升，进而获得高的P_1dB。

本发明一种无电感器型宽带低噪声跨导放大器的宽带原理可以如是理解：电路的共栅输入方式自身具备宽带特点，电容中和技术的应用可以减小电流镜处密勒电容的带宽限制效应。电路采用NMOS/PMOS镜像互补结构，取得了电流复用效果，节约了电路功耗。无电感器的设计使得芯片面积最小化，和荷兰代尔夫特大学的电路结构相比较，具备面积上的优势。

本发明的有益效果是：

本发明提出的宽带CMOS低噪声跨导放大器；其电流模式放大原理使之兼有良好的线性度、抗阻塞干扰能力特性；其噪声消除特性使得该电路具有良好的噪声性能，电容中和技术改善了带宽，电流复用技术则节约了电路功耗，无电感器的设计使得芯片面积最小化。

附图说明

图1(a)是传统收发机结构，(b)是无SAW收发机结构；

图2是无SAW接收机核心电路单元；

图3是基于噪声消除技术的电压模式低噪声跨导放大器原理图；

图4是基于带通特性负载阻抗的低噪声跨导放大器原理图；

图5是本发明一种无电感器型宽带低噪声跨导放大器的原理图；

图6是本发明一种无电感器型宽带低噪声跨导放大器的跨导增益、噪声结果曲线；

图7是本发明一种无电感器型宽带低噪声跨导放大器的IIP3噪声结果曲线；

图8是本发明一种无电感器型宽带低噪声跨导放大器在阻塞干扰下噪声、功率退化图；

图9是本发明一种无电感器型宽带低噪声跨导放大器的输入端口匹配结果。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。

本发明一种无电感式宽带低噪声跨导放大器，其结构如图5所示，包括共栅输入级、电流镜放大级、噪声消除辅助级、负载级。

共栅输入级主要作用是在宽带内取得输入阻抗匹配，电流镜放大级的主要功能是在电流域对信号进行放大。噪声消除辅助级，则用于消除共栅输入管的噪声。通过对宽带跨导放大器(以M1、M3-M4、M7为例)的小信号分析，其跨导增益G_m，可以表示为：

G_m＝Ng_m1+g_m7 (1)

其中，g_m1，g_m7依次代表晶体管M1，M7的小信号跨导，参数N是电流镜晶体管M3与M4的W/L比例系数。阻抗匹配条件可以表示为：

其中，Rs是电路的信号源阻抗，采用电流复用技术使得分母中系数2的存在，降低了电路功耗。

电路的噪声系数分析如下:

这里γ是偏置依赖参数，g_m3为M3跨导。根据(3)，共栅输入级的噪声消除条件为g_m7＝Ng_m1。进而为了取得低噪声，需要小的g_m3。但是，势必使得节点X(1/g_m3)阻抗变大，不利于大信号阻塞条件下的线性度性能。另一个角度也可以发现，通过设计大的g_m7跨导值，也可以降低电路的噪声指数，代价是功耗要增加。整体上我们选择N＝2和g_m3＝g_m1/3来折中考虑噪声，线性度，功耗指标。

类似于噪声消除原理，共栅输入级的非线性分量也得以消除。电流镜放大级自身又具有优越的线性度，使得噪声消除辅助级的非线性为制约电路线性度的主要瓶颈。幸运的是噪声消除辅助级晶体管M7、M8的互补特性可以部分消除自身的非线性，进而提升电路的小信号线性度。而且，辅助路径中的M7、M8又构成推挽结构，通过减小管子的过驱动电压，可以使得两个管子工作在Class-AB状态，使得效率和输出功率得以提升，进而获得高的P_1dB。

实施例

本实施例提供的LNTA电路采用0.18μm RF CMOS工艺实现，采用2.5V电源供电，参数N取2，电路的偏置电流为10.4mA。图6给出了LNTA跨导增益曲线，表明在3dB带宽(0.1到2.4GHz)内得到了约66.7mS的最大跨导增益，图6也给出了噪声指数结果，其最小噪声指数NF约为2.96dB。采用间隔5MHz的等幅双音信号在1GHz频点测试低噪声跨导放大器的线性度，如图7所示，其输入三阶交调(IIP3)仿真结果为16.83dBm。如图8所示，在900MHz频点注入单音测试信号，测试输入1-dB压缩点为8.3dBm。同时我们在距单音测试信号100MHz频偏处施加0dBm的阻塞干扰信号，得到阻塞退敏点为5.4dBm。也注意到，即便输入端在0dBm的大信号阻塞干扰条件下，如图9所示，电路输入匹配性能依然可以很好的匹配在-10dB以下，并且噪声指数恶化也只有0.3dB之多。以上结果表明，该LNTA和现有的低噪声跨导放大器相比，该放大器的噪声和线性度均表现好的指标特性，又具备优越的抗阻塞干扰能力，无电感设计减小了芯片面积，使之非常适合于无SAW滤波器的单芯片集成接收机应用环境。

Claims (5)

1.一种无电感器型宽带低噪声跨导放大器，包括左侧电路与右侧电路，左、右侧电路呈镜像对称结构，其特征在于，所述左、右侧电路均包括呈上下互补镜像对称的第一共栅输入级和第二共栅输入级、呈互补镜像对称的第一电流镜放大级和第二电流镜放大级、呈互补镜像对称的第一噪声消除辅助级和第二噪声消除辅助级、以及负载级；

差分信号V_in+由左侧输入，然后分为两路的信号流向：主路径上，经过左侧第一共栅输入级转化为电流信号，然后经过左侧第一电流镜放大级的放大作用后信号传递到输出端口I_out+；辅助路径上，信号V_in+由左侧输入，经过左侧第一噪声消除辅助级转为信号电流传递到输出节点I_out+；两条路径的信号电流进行同相叠加流入负载电阻器R_L；

差分信号V_in+在互补镜像对称下半部分，也分为两路的信号流向：主路径上，经过左侧第二共栅输入级转化为电流信号，然后经过左侧第二电流镜放大级的放大作用、信号传递到输出端口I_out+；辅助路径上，信号V_in+由左侧输入端口输入，经过左侧第二噪声消除辅助级转为信号电流传递到输出I_out+；两条路径的信号电流进行同相叠加流入左侧负载电阻器R_L；

差分信号V_in-由右侧输入，然后分为两路的信号流向：主路径上，经过右侧第一共栅输入级转化为电流信号，然后经过右侧第一电流镜放大级的放大作用、信号传递到输出端口I_out-；辅助路径上，信号V_in-由右侧输入，经过右侧第一噪声消除辅助级转为信号电流传递到输出节点I_out-；两条路径的信号电流进行同相叠加流入负载电阻器R_L；

差分信号V_in-在互补镜像对称下半部分，也分为两路的信号流向：主路径上，经过右侧第二共栅输入级转化为电流信号，然后经过右侧第二电流镜放大级的放大作用、信号传递到输出端口I_out-；辅助路径上，信号V_in-由右侧输入端口输入，经过右侧第二噪声消除辅助级转为信号电流传递到输出I_out-；两条路径的信号电流进行同相叠加流入右侧负载电阻器R_L。

2.根据权利要求1所述的无电感器型宽带低噪声跨导放大器，其特征在于，所述第一共栅输入级包括NMOS晶体管M₁，所述第二共栅输入级包括PMOS晶体管M₂；

所述共栅输入晶体管左M₁、右M₁的源极分别连接射频输入端口V_in+、V_in-，其栅极均连接到偏置电压V_b1；晶体管左M₁的漏极连接至晶体管左M₃的漏极，且左M₃的漏极标记为节点X。

3.根据权利要求2所述的无电感器型宽带低噪声跨导放大器，其特征在于，所述第一噪声消除辅助级包括NMOS晶体管M₇；所述第二噪声消除辅助级包括PMOS晶体管M₈；所述负载级包括电阻器R_L；

所述NMOS晶体管左M₇、右M₇的源极均连接至地，二者栅极分别通过一个隔直电容连接至到输入端口V_in+、V_in-，二者栅极均分别通过一个偏置电阻连接至偏置电压V_b3，二者漏极分别连接至输出口I_out+、I_out-。

4.根据权利要求3所述的无电感器型宽带低噪声跨导放大器，其特征在于，所述第一电流镜放大级包括PMOS管左M₃、右M₃、左M₄和右M₄，第二电流镜放大级包括NMOS管左M₅、右M₅、左M₆和右M₆；

所述晶体管左M₃的漏极与其栅极连接，其源极连接至电源V_DD；晶体管左M₄的栅极连接至左M₃的栅极，其源极连接至电源V_DD；晶体管左M₄、右M₄的漏极分别连接到输出端口I_out+、I_out-；所述晶体管左M₄的栅极通过中和电容C_ntr1连接至右M₄的漏极，右M₄的栅极通过中和电容C_ntr1'连接至左M₄的漏极；

所述第二共栅输入级、第二电流镜放大级、第二噪声消除辅助级的结构与其呈互补镜像的相应结构的连接关系相同，其中晶体管M₂相当于M₁，M₅、M₆相当于M₃、M₄，M₇的栅极通过一个偏置电阻连接至偏置电压V_b3，M₈的栅极通过一个偏置电阻连接至共模反馈电路，电容C_ntr2、C_ntr2'分别相当于C_ntr1、C_ntr1'；其中，偏置电压V_b2为晶体管M₂提供直流偏置。

5.根据权利要求4所述的无电感器型宽带低噪声跨导放大器，其特征在于，还包含了共模反馈电路(CMFB)，该共模反馈电路的两个输入端连接到输出端口I_out+、I_out-；所述CMFB通过检测输出端口I_out+/-的共模电压，并与V_DD/2的参考电压做比较，得到的误差信号通过偏置电阻反馈连接到M₈的栅极，进行动态调整，使得I_out+/-的共模偏置电压稳定在V_DD/2附近，以获得好的线性摆幅。