CN109560775B - 一种低噪声放大器电路 - Google Patents

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Abstract

一种低噪声放大器电路，包括级联的多级放大电路，其中，在第二级放大电路中跨接一组或两组N路径滤波器，其中，N大于2。本方案的低噪声放大器电路可以实现替代SAW滤波器的功能，并且能够有效控制功耗和成本。

Description

一种低噪声放大器电路
技术领域
本公开涉及但不限于集成电路设计技术领域，具体涉及一种不需要声表面滤波器的低噪声放大器电路。
背景技术
近些年无线通信技术的迅速发展离不开射频集成电路的进步。以移动通信为例，从2G到当下的4G，乃至未来的5G，无线芯片射频前端需要支持的频段越来越多。众所周知，不同频段信号之间相互干扰会影响芯片性能，传统的解决方式是采用多个声表面波(Surface Acoustic Wave，简称SAW)滤波器，在不同的频带分别滤除带外干扰。但是，频段的不断增加导致SAW滤波器数量对应增加，射频电路的成本越来越高。除此之外，SAW滤波器往往不可避免地引入插入损耗，恶化射频电路的接收噪声或发射效率性能，提高了片上电路的设计难度。
为了避免SAW滤波器带来的问题，人们提出了多种无声表面波滤波器(SAW-less)的设计技术：负电阻补偿Q值技术、干扰消除技术和N路径滤波器(N-Path filter)技术等。这些方法归根结底都是在接收机中低噪声放大器(Low Noise Amplifier，简称LNA)的输入端等效实现带通滤波特性。
负电阻补偿Q值技术是基于传统LC滤波的结构，通过有源电路产生负电阻，抵消电感的寄生电阻，可以提高片上电感的Q值，进而对干扰信号实现比较好的滤除效果。该方法的问题在于，负电阻在不同工艺角下很难精准抵消电感寄生电阻，Q值增强的效果有限，甚至导致电路不稳定。
干扰消除技术是在接收机中引入辅助支路，将接收机主路与辅路信号以特定方式合成，可以消除部分干扰信号。由于该方法需要额外的辅助支路，功耗和面积开销比较大。
N路径滤波器技术是利用时钟控制开关切换，将低频滤波特性搬移至射频频段，滤波器中心频率可以跟随时钟频率变化，能够针对每个信号频率进行更精准地滤波，所以该技术受到越来越多的重视。不过，由于该方法对晶体管寄生比较敏感，比较依赖先进工艺，所以不利于降低芯片成本。该方法会引入插入损耗，带来了与片外SAW滤波器类似的性能恶化。另外，该方法往往需要占用较大面积，成本居高不下。
发明内容
本公开实施例提供一种低噪声放大器电路，以有效控制功耗和成本。
一种低噪声放大器电路，其中，包括级联的多级放大电路，其中，
在第二级放大电路中跨接一组或两组N路径滤波器，其中，N大于2。
可选地，在第一级放大电路的输入端接连有用于对所述第一级放大电路的输入阻抗进行变换的输入匹配电路。
可选地，所述第一级放大电路包括：第一级放大晶体管(201，202)、分流晶体管(203，204)、第一偏置电路(209、211，210、212)和第二偏置电路(205、207，206、208)，其中，
所述第一级放大晶体管(201，202)，输入端通过所述第一偏置电路(209、211，210、212)与所述输入匹配电路连接，输出端与所述第二级放大电路的输入端及所述分流晶体管(203，204)的漏端连接；
所述分流晶体管(203，204)，栅端通过所述第二偏置电路(205、207，206、208)与所述输入匹配电路连接。
可选地，在所述第二级放大电路中跨接两组N路径滤波器，所述两组N路径滤波器分别跨接在所述第二级放大电路的差分输入端口和输出端口。
可选地，在所述第二级放大电路中跨接一组N路径滤波器，所述N路径滤波器跨接在所述第二级放大电路的差分输入端口。
可选地，所述第一级放大电路包括：第一级放大晶体管(201、202)和第一偏置电路(209、211，210、212)，其中，
所述第一级放大晶体管(201、202)，输入端通过第一偏置电路(209、211，210、212)与所述输入匹配电路连接，输出端与所述第二级放大电路的输入端连接。
可选地，在所述第二级放大电路中跨接两组N路径滤波器，所述两组N路径滤波器分别跨接在所述第二级放大电路的差分输入端口和输出端口。
可选地，在所述第二级放大电路中跨接一组N路径滤波器，所述N路径滤波器跨接在所述第二级放大电路的差分输入端口。
可选地，N的取值为3、4、5、或8。
可选地，所述级联的多级放大电路为级联的两级放大电路。
可选地，所述第二级放大电路包括：第二级放大晶体管(301，302)、电流复用晶体管(303，304)、第三偏置电路(309，310)、第四偏置电路(305、307，306、308)和跨导增强电路(311，312)，其中，
所述第二级放大晶体管(301，302)，源端与所述第一级放大电路的输出端连接，漏端与所述电流复用晶体管(303，304)的漏端连接，栅极与所述第三偏置电路(309，310)连接；
所述电流复用晶体管(303，304)，源端与直流电源连接，漏端与所述第二级放大晶体管(301，302)的漏端连接，栅极与所述第四偏置电路(309，310)连接；
跨导增强电路(311)的两端分别与所述第二级放大晶体管(302)的栅极和所述第二级放大晶体管(301)的源端连接，跨导增强电路(312)的两端分别与所述第二级放大晶体管(301)的栅极和所述第二级放大晶体管(302)的源端连接。
综上，本公开提供一种低噪声放大器电路，为适用于非先进工艺的低成本、低功耗LNA，既能够适用于非先进工艺，又能够弥补插入损耗带来的损失。
附图说明
图1为本公开的LNA电路的示意图；
图2为本公开实施例一的LNA电路图；
图3为本公开实施例二的LNA电路图；
图4为本公开实施例三的LNA电路图；
图5为本公开实施例四的LNA电路图。
具体实施方式
为使本公开的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下文中将结合附图对本公开的实施例进行详细说明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互任意组合。
本公开实施例提供一种低噪声放大器电路，如图1所示，本公开实施例的低噪声放大器电路包括级联的M级放大电路，其中，
在第二级放大电路中跨接一组或两组N路径滤波器。
其中，M大于等于2，N大于2。通常取3、4、5或8等。
本公开提供的一种低噪声放大器电路，可以实现替代SAW滤波器的功能，并且能够有效控制功耗和成本。
以下以两级放大电路为实施例对本公开的低噪声放大器电路进行详细说明。
实施例一
本实施例的低噪声放大器电路为级联的两级放大电路。如图2所示，本公开实施例的低噪声放大器电路包括：输入匹配电路101～102、初级放大电路201～212、次级放大电路301～312、共模反馈电路401和N路径滤波器501～502组成。其中，
输入匹配电路101和102，实现片外电路与LNA的阻抗匹配功能，主要是对初级放大电路中晶体管201～204的输入阻抗进行变换，这在射频电路设计中是常见的功能，不对匹配电路具体实现形式做限制。
其中，输入匹配电路101和102可能分别实现，也可能融合为同一匹配电路。
初级放大电路包括：第一级放大晶体管201～202，分流晶体管203～204，第一偏置电路209～211、210～212和第二偏置电路205～207、206～208，其中，第一级放大晶体管201～202，分流晶体管203～204可以作为电流复用的晶体管，电流复用的晶体管201～204和偏置电路205～212，可以与前级输入匹配电路101～102实现输入匹配，对信号进行低噪声放大并实现反相隔离。
所述第一级放大晶体管201～202，输入端通过所述第一偏置电路209～211、210～212与输入匹配电路101～102连接，输出端与所述第二级放大电路的输入端及分流晶体管203～204的漏端连接；分流晶体管203～204，栅端通过所述第二偏置电路205～207、206～208与输入匹配电路101～102连接。具体电路连接关系可以如下：
第一级放大晶体管M1p 201的栅极与电容209及电阻211连接，第一级放大晶体管201的源极与分流晶体管M3p 203的源极及第二级放大电路的输入端(即第二级放大晶体管M2p 301的源极)连接，第一级放大晶体管M1p 201的源极接地，电容209与电容207及输入匹配电路101连接，输入匹配电路101接入输入电压Vip，电阻211连接偏置电压Vbn。分流晶体管M3p 203的栅级与电阻205及电容207连接，电阻205连接偏置电压Vbp。
第一级放大晶体管M1n 202的栅级与电容210及电阻212连接，第一级放大晶体管M1n 202的源极与分流晶体管M3n 204的源极及第二级放大电路的输入端(即第二级放大晶体管M2n 302的源极)连接，第一级放大晶体管M1n 202的源极接地，电容210与电容208及输入匹配电路102连接，输入匹配电路102接入输入电压Vin，电阻212连接偏置电压Vbn。分流晶体管M3n 204的栅级与电阻206及电容208连接，电阻206连接偏置电压Vbp。
第二级放大电路包括：第二级放大晶体管301～302、电流复用晶体管303～304、第三偏置电路309～310、第四偏置电路305～307，306～308和跨导增强电路311，312，其中，
所述第二级放大晶体管301～302，输入端与所述第一级放大电路的输出端连接，输出端与所述电流复用晶体管303～304的输出端连接，栅极与所述第三偏置电路309～310连接；
所述电流复用晶体管303～304，源端与直流电源连接，输出端与所述第二级放大晶体管301～302的输出端连接，栅极与所述第四偏置电路309～310连接；
跨导增强电路311的两端分别与所述第二级放大晶体管302的栅极和所述第二级放大晶体管301的源极连接，跨导增强电路312的两端分别与所述第二级放大晶体管301的栅极和所述第二级放大晶体管302的源极连接。
第二级放大电路能够进一步对信号进行低噪声放大并实现反向隔离。具体电路连接关系可以如下：
第二级放大晶体管M2p 301的栅极与电阻309、电容307和电容312连接，第二级放大晶体管M2p 301的源极与电容311和第一级放大晶体管M1p 201的源极连接，第二级放大晶体管M2p 301的源极与电流复用晶体管M3p 303的源极连接；电流复用晶体管M3p 303的栅极与电阻305及电容307连接，电流复用晶体管M3p 303的源极连接直流电源VDD，电阻309连接偏置电压Vb；
第二级放大晶体管M2n 302的栅极与电阻310、电容308和电容311连接，第二级放大晶体管M2n 302的源极与电容312和第一级放大晶体管M1n 202的源极连接，第二级放大晶体管M2n 302的源极与电流复用晶体管M3n 304的源极连接；电流复用晶体管M3n 304的栅极与电阻306及电容308连接，电流复用晶体管M3n 304的源极连接直流电源VDD，电阻310连接偏置电压Vb；
共模反馈电路401接入第二级放大晶体管M2p 301的源极的输出Vop和第二级放大晶体管M2n 302的源极的输出Von，共模反馈电路401的输出端与电阻305和306连接。共模反馈电路401采集LNA输出共模电平，并反馈控制输出电平。
N路径滤波器501～502，分别包括N组开关电容路径，跨接在次级放大电路的输入端和输出端，实现窄带滤波功能。具体电路连接关系可以如下：
N路径滤波器501连接第二级放大晶体管M2n 302的源极和第二级放大晶体管M2p301的源极，N路径滤波器502连接第二级放大晶体管M2n 302的源极和第二级放大晶体管M2p301的源极。
本实施例的初级放大电路中，主放大管为NMOS管201和NMOS管202，PMOS管203和PMOS管204分走部分电流，剩余电流通过次级放大器。这样，初级放大电路中的设计电流与次级放大电路设计电流不会相互制约，有利于单独优化初级放大电路的匹配和噪声性能。虽然PMOS管203和PMOS管204引入了电流通路，但是这部分电流在201～204管都产生了跨导，被高效率地使用，不会带来额外功耗开销。
次级放大电路中，NMOS管301和NMOS管302充当cascode(共源共栅放大器)管的角色，能够起到反向隔离作用。不过，通过引入交流耦合电容311和交流耦合电容312，NMOS管的等效跨导被增强，同时，通过交流耦合电容307和交流耦合电容308可以让PMOS管303和PMOS管304产生跨导。类似地，流过次级放大电路的电流被晶体管303和晶体管304、晶体管301和晶体管302、晶体管201和晶体管202复用3次。
共模反馈电路401在差分电路设计中为常见设计，用于稳定差分输出的共模电平，具体实现方式这里不做限制。
N路径滤波器501和502分别跨接在次级放大电路的差分输入端和输出端，能够在本振信号频率处产生带通滤波功能。其中，N个路径被N路不交叠时钟控制，依次导通。为了满足不同的滤波需求，N的常见取值为4或8。在一些有特定谐波抑制需求的场景下，N也可能会取3或5等值。次级放大器为反相放大器，会对N路径滤波器中电容产生密勒效应，可以提升等效电容值，有助于降低电容面积。此外，N路径滤波器所跨接的两端是MOS管的源漏端节点，相比于将N路径滤波器置于射频输入端口的做法，该方式能够更好地容忍N路径滤波器的寄生电容影响。所以，在相同工作频率下，该方式可以适用于非先进工艺；在相同工艺节点下，该方式可以适用于更高工作频率。
实施例二
本实施例的电路示意图如图3所示，下面做相关说明。
相比于图2中的LNA设计，本实施例在N路径滤波器部分的拓扑结构有所不同，其他输入匹配、初级放大电路、次级放大电路和共模反馈部分均一致。
N路径滤波器部分采用更为简单的实现方式：跨接在初级放大电路输出差分端口(即次级放大器差分输入端口)。具体电路连接关系可以如下：
N路径滤波器501连接第二级放大晶体管M2p 301的射极和第二级放大晶体管M2n302的射极。
本实施例的好处在于，只需要一组N路径滤波器501，而实施例一的方式需要两组N路径滤波器。利用差分结构，电容值可以降低为单端结构的1/4，有效节省电容面积，降低成本。
与实施例一中降低电容的方式相比，当次级放大电路的增益超过3时，比实施例一更节省面积；当次级放大电路的增益低于3时，实施例二更节省面积。
实施例三
该实施例的电路结构示意图如图4所示，下面做相关说明。
相比于图2中的LNA设计，本实施例在初级放大电路部分有所不同，其他输入匹配、次级放大电路、共模反馈和N路径滤波器部分均一致。
该实施例中，初级放大器简化为只有NMOS放大管及其偏置电路，没有PMOS管部分。由于在同样偏置条件下，产生同样的跨导所需的PMOS管尺寸更大，寄生电容更大，所以该简化有利于减小寄生电容，提升放大器的工作频率。所以，该实施例更适用于较高频率的场景。
如实施例一中所述，初级放大电路中的PMOS管起到分流作用，能够单独设计初级放大电路和次级放大电路。在该实施例中，所有放大管201、202、301、302、303和304的直流电流相同。通常情况下，该直流电流会取决于输入匹配电路对201和202管的要求，虽然不利于单独设计每一级放大电路，但是保证所有电流被复用了3次，效率更高。而且，所有电流流过301～304管，有助于提升次级放大电路的增益，节约N路径滤波器501和502中电容的面积。
实施例四
本实施例的电路结构示意图如图5所示，下面做相关说明。
相比于图4中的LNA设计，本实施例在N路径滤波器部分的拓扑结构有所不同，其他输入匹配、主级放大电路、次级放大电路和共模反馈部分均一致。
N路径滤波器部分采用简单的实现方式，与实施例二类似：跨接在初级放大电路输出差分端口(次级放大器输入差分端口)。该方式只需要一组N路径滤波器501，利用差分结构，电容值可以降低为单端结构的1/4，有效节省电容面积，降低成本。
与实施例三中降低电容的方式相比，当次级放大电路的增益超过3时，实施例三中更节省面积；当次级放大电路的增益低于3时，实施例四更节省面积。
如果是3级或以上的放大电路，第3级及其后级放大电路串联在所述前两级放大电路后面，即第3级放大电路的输入端连接前一级的输出端Vop和Von，第4级放大电路的输入端连接第3级的输出端Vop和Von。
本公开实施例的LNA具有以下优点：
1、分级实现匹配和滤波效果，大大降低了N路径滤波器寄生电容对输入匹配性能的影响，使得该电路能够适用于非先进工艺节点，可以显著降低成本。
2、充分复用了电流，电源至地通路上的电流被2～3次用于产生跨导，能够有效弥补N路径滤波器带来的插入损耗，在维持LNA的噪声性能和增益的前提下，节省LNA的功耗。
3、N路径滤波器跨接在次级放大器输入和输出端，利用了反向放大器的密勒效应，所需要的电容C0值降低，面积消耗减少，进一步提升了成本优势。
本领域普通技术人员可以理解上述方法中的全部或部分步骤可通过程序来指令相关硬件完成，所述程序可以存储于计算机可读存储介质中，如只读存储器、磁盘或光盘等。可选地，上述实施例的全部或部分步骤也可以使用一个或多个集成电路来实现。相应地，上述实施例中的各模块/单元可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。本公开不限制于任何特定形式的硬件和软件的结合。
以上仅为本公开的优选实施例，当然，本公开还可有其他多种实施例，在不背离本公开精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本公开作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本公开所附的权利要求的保护范围。

Claims (9)

1.一种低噪声放大器电路，其特征在于，包括级联的多级放大电路，其中，
在第二级放大电路中跨接一组或两组N路径滤波器，其中，N大于2；
在第一级放大电路的输入端接连有用于对所述第一级放大电路的输入阻抗进行变换的输入匹配电路；
所述第一级放大电路包括：第一级放大晶体管、分流晶体管、第一偏置电路和第二偏置电路，其中，
所述第一级放大晶体管包括初级第一NMOS管（201）和初级第二NMOS管（202），所述分流晶体管包括初级第一PMOS管（203）和初级第二PMOS管（204），所述第一偏置电路包括第一偏置第一电容（209）、第一偏置第一电阻（211）、第一偏置第二电容（210）和第一偏置第二电阻（212），所述第二偏置电路包括第二偏置第一电阻（205）、第二偏置第一电容（207）、第二偏置第二电阻（206）和第二偏置第二电容（208）；
所述初级第一NMOS管（201）的输入端和初级第二NMOS管（202）的输入端分别通过相应的所述第一偏置电路与相应的所述输入匹配电路连接，
所述初级第一NMOS管（201）的输出端与初级第一PMOS管（203）的漏端、以及第二级放大电路的一个输入端电连接，所述初级第二NMOS管（202）的输出端与所述初级第二PMOS管（204）的漏端以及所述第二级放大电路的另一输入端连接；
所述初级第一PMOS管（203）和初级第二PMOS管（204）栅端分别通过相应的所述第二偏置电路与相应的所述输入匹配电路连接。
2.如权利要求1所述的低噪声放大器电路，其特征在于：
在所述第二级放大电路中跨接两组N路径滤波器，所述两组N路径滤波器分别跨接在所述第二级放大电路的差分输入端口和输出端口。
3.如权利要求1所述的低噪声放大器电路，其特征在于：
在所述第二级放大电路中跨接一组N路径滤波器，所述N路径滤波器跨接在所述第二级放大电路的差分输入端口。
4.如权利要求1所述的低噪声放大器电路，其特征在于：所述第一级放大电路包括：第一级放大晶体管（201、202）和第一偏置电路（209、211，210、212），其中，
所述第一级放大晶体管（201、202），输入端通过第一偏置电路（209、211，210、212）与所述输入匹配电路连接，输出端与所述第二级放大电路的输入端连接。
5.如权利要求4所述的低噪声放大器电路，其特征在于：
在所述第二级放大电路中跨接两组N路径滤波器，所述两组N路径滤波器分别跨接在所述第二级放大电路的差分输入端口和输出端口。
6.如权利要求4所述的低噪声放大器电路，其特征在于：
在所述第二级放大电路中跨接一组N路径滤波器，所述N路径滤波器跨接在所述第二级放大电路的差分输入端口。
7.如权利要求1所述的低噪声放大器电路，其特征在于：
N的取值为3、4、5、或8。
8.如权利要求1-7任一项所述的低噪声放大器电路，其特征在于：
所述级联的多级放大电路为级联的两级放大电路。
9.如权利要求8所述的低噪声放大器电路，其特征在于：
所述第二级放大电路包括：第二级放大晶体管（301，302）、电流复用晶体管（303，304）、第三偏置电路（309，310）、第四偏置电路（305、307，306、308）和跨导增强电路（311，312），其中，
所述第二级放大晶体管（301，302），源端与所述第一级放大电路的输出端连接，漏端与所述电流复用晶体管（303，304）的漏端连接，栅极与所述第三偏置电路（309，310）连接；
所述电流复用晶体管（303，304），源端与直流电源连接，漏端与所述第二级放大晶体管（301，302）的漏端连接，栅极与所述第四偏置电路（305、307，306、308）连接；
跨导增强电路（311）的两端分别与所述第二级放大晶体管（302）的栅极和所述第二级放大晶体管（301）的源端连接，跨导增强电路（312）的两端分别与所述第二级放大晶体管（301）的栅极和所述第二级放大晶体管（302）的源端连接。
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