DE69424985T2

DE69424985T2 - Transimpedanzverstärkerschaltung mit variablen Rückkopplungs- und Lastwiderstandsschaltungen

Info

Publication number: DE69424985T2
Application number: DE69424985T
Authority: DE
Inventors: Ichiro Hatakeyama; Takeshi Nagahori
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1993-11-24
Filing date: 1994-11-24
Publication date: 2000-10-19
Anticipated expiration: 2014-11-25
Also published as: EP0654896B1; EP0654896A1; AU679791B2; US5525929A; AU7902794A; DE69424985D1; JP2653018B2; JPH07147520A

Description

Diese Erfindung betrifft eine Transimpedanzverstärkerschaltung zur Verwendung als ein Vorverstärker eines an Burstsignale anpassungsfähigen, einen breiten dynamischen Bereich erfordernden optischen Empfängers eines optischen Übertragungssystems in einem passiven optischen Teilnehmernetz-(PON)-System und dergleichen.
Es ist bekannt, daß zum Erhöhen des dynamischen Bereichs eines optischen Empfängers der Rückkopplungswiderstandswert einer als Vorverstärker einer Empfangsschaltung verwendeten Transimpedanzverstärkerschaltung entsprechend der Größe eines Eingangssignalpegels geändert wird. Eine solche Technik ist beispielsweise in JP-A-59(1984)-50632 offenbart.
Es wird nun eine als Beispiel dienende Konfiguration einer herkömmlichen Transimpedanzverstärkerschaltung mit veränderlichem Rückkopplungswiderstand beschrieben. Fig. 1 zeigt eine Transimpedanzverstärkerschaltung mit veränderlichem Rückkopplungswiderstand, wie auf Seite 177 von "Fourth Separated Volume of Collected Lecture Theses from the Spring National Convention by the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers (IEICE) of Japan", 1992 offenbart ist. Bei dieser Transimpedanzverstärkerschaltung mit veränderlichem Rückkopplungswiderstand ist ein Lichtempfangselement, wie eine Photodiode PD, zwischen eine Basis eines ersten Transistors Q10 und die Masse geschaltet. Der Kollektor des ersten Transistors Q10 ist an die Basis eines zweiten Transistors Q20 angeschlossen. Eine Diode D9, ein Widerstand R9 und eine Konstantstromquelle Iee sind in Reihe zwischen einen Emitter des Transistors Q20 und die Stromquelle Vee geschaltet. Weiterhin ist ein Rückkopplungswiderstand Rf zwischen der Basis des Transistors Q10 und dem Verbindungsknoten zwischen den Widerstand R9 und die Konstantstromquelle Iee geschaltet. Eine Diode D1 zum Ändern eines Rückkopplungswiderstandswerts ist parallel zum Rückkopplungswiderstand Rf und zum Widerstand R9 geschaltet, wodurch eine veränderliche Rückkopplungswiderstandsschaltung gebildet ist. Eine Eingangsklemme eines Ausgangspuffers 10 ist an den Emitter des Transistors Q20 angeschlossen, während seine andere Eingangsklemme an eine Bezugsspannungs- Erzeugungsschaltung 20 angeschlossen ist. Eine Ausgangsklemme dieses Ausgangspuffers 10 ist an eine Ausgangsklemme AUS der Transimpedanzverstärkerschaltung angeschlossen. Ein über die Lichtempfangsdiode PD fließender Strom steigt proportional zu einer Erhöhung der Intensität oder des Pegels eines optischen Eingangssignals an, weshalb ein der Transimpedanzverstärkerschaltung zuzuführender Strom ansteigt. Wenn die Diode D1 entsprechend der Erhöhung des in die Transimpedanzverstärkerschaltung fließenden Eingangsstroms leitend wird, nimmt die Transimpedanz ab. Dadurch wird die Verschlechterung einer Ausgangswellenform, die gewöhnlich durch einen hohen Eingangspegel bewirkt wird, verhindert. Gemäß diesem Verfahren wird die Phasenreserve der Rückkopplungsschaltung verringert, wenn die Diode D1 eingeschaltet wird. Daher ist es erforderlich, den Kollektorstrom des Verstärkungsstufentransistors (Q10) zu erhöhen, um eine ausreichende Phasenreserve zu gewährleisten. Dies führt zu einer Erhöhung des Schrotrauschens infolge eines Basisstroms, was zur Verschlechterung der Empfangsempfindlichkeit führt.
Es ist zur Lösung dieses Problems erforderlich, eine Funktion hinzuzufügen, bei der die Verstärkung des Verstärkungsstufentransistors Q20 reduziert wird, während die Diode D1 eingeschaltet wird, so daß eine ausreichende Phasenreserve selbst dann sichergestellt werden kann, wenn die Diode D1 eingeschaltet ist. Ein weiterer Transimpedanzverstärker, der mit einer solchen Funktion versehen ist und mit einem GaAs-FET-Prozeß hergestellt wurde, wurde bereits verwirklicht. Ein solcher Verstärker ist in dem von "Institute of Electronics, Informations and Communication Engineers of Japan" veröffentlichten "Technical Study Report CS92-10" auf den Seiten 61-68 offenbart. Fig. 2 zeigt eine Schaltungskonfiguration dieses Transimpedanzverstärkers. Diese Transimpedanzverstärkerschaltung besteht aus einem Eingangssignal-Verstärkungsabschnitt 6, einer veränderlichen Rückkopplungswiderstandsschaltung 3, wobei ein FET parallel zu einem Rückkopplungswiderstand Rf geschaltet ist und eine Gate-Spannung dieses FETs durch eine Ausgangsspannung der Verstärkerschaltung gesteuert wird, sowie aus einer veränderlichen Lastwiderstandsschaltung 4, die die Verstärkung des Verstärkungsabschnitts 6 entsprechend der Erhöhung der Ausgangsspannung reduziert. Es ist bei dieser Schaltungskonfiguration möglich, sowohl die Transimpedanz als auch die Verstärkung der Verstärkungsstufe auf eine Erhöhung der Ausgangsspannung hin zu reduzieren. Daher kann die durch einen hohen Eingangspegel bewirkte Verschlechterung einer Ausgangswellenform verhindert werden und zugleich eine ausreichende Phasenreserve gewährleistet werden.
Zur Verwirklichung einer solchen Schaltung in Form einer integrierten Schaltung ist es jedoch erforderlich, einen GaAs-FET, der für die Massenproduktion wenig geeignet ist, oder einen Si-MOSFET, der für erhebliche Veränderungen der Schwellenspannungen anfällig ist, zu verwenden. Daher ist es schwierig, eine gute Ausbeute zu erzielen, was die Kosten beträchtlich erhöht.
In EP-A-568 880 ist ein optischer Kommunikationsvorverstärker mit einer Verstärkungssteuerschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 offenbart. In US-A-5 030 925 ist ein Transimpedanzverstärker mit einer veränderlichen Rückkopplungswiderstandsschaltung offenbart.
Im Hinblick auf die vorhergehenden Beobachtungen besteht die Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung darin, eine auf Burstsignale anwendbare Transimpedanzverstärkerschaltung bereitzustellen, die unter Verwendung von für Veränderungen der Eigenschaften von Bauelementen weniger anfälligen Silicium-Bipolarbauelementen hergestellt werden kann und die eine verbesserte Widerstandsfähigkeit gegenüber Versorgungsspannungs- und Temperaturänderungen, einen breiten dynamischen Bereich, eine hohe Herstellbarkeit und niedrige Rauscheigenschaften aufweist. Diese Aufgabe wird mit den Merkmalen der Ansprüche gelöst.
Wenn ein der Transimpedanzverstärkerschaltung zugeführter Strom proportional zu einer Erhöhung der Intensität eines optischen Eingangssignals erhöht wird und die parallel zum Rückkopplungswiderstand geschaltete Diode dann eingeschaltet wird, beginnt ein Strom durch die Diode zu fließen. Daher dient ein Parallelwiderstandswert des Rückkopplungswiderstands und des zur Diode in Reihe geschalteten Widerstands (dessen Widerstandswert kleiner ist als derjenige des Rückkopplungswiderstands) als ein wirksamer Rückkopplungswiderstandswert, und die Transimpedanz wird somit verringert. Die zwischen einen Kollektor des Verstärkungsstufentransistors und die Bezugsspannungsquelle (deren elektrisches Potential im wesentlichen dem Kollektorpotential des Verstärkungsstufentransistors gleicht, wenn ein Eingangsstrom null ist) geschaltete Diode wird fast sofort eingeschaltet. Dadurch wird der Lastwiderstandswert verringert, während der Kollektorvorspannungsstrom des Verstärkungsstufentransistors konstant gehalten wird, und die Verstärkung des Verstärkungsstufentransistors wird ebenfalls verringert. Daher kann eine Verringerung der Phasenreserve einer Rückkopplungsschaltung verhindert werden. Es ist demgemäß möglich, den Kollektorstrom des Verstärkungsstufentransistors ausreichend zu reduzieren, und es ist auch möglich, niedrige Rauscheigenschaften zu gewährleisten, die im wesentlichen denjenigen gleichen, die erhalten werden, wenn die Diode nicht parallel zum Rückkopplungswiderstand geschaltet ist. Weil diese Transimpedanzverstärkerschaltung ein Eingangssignal in logarithmischer Weise verstärkt, ist es möglich, daß sie im Bit-für-Bit-Betrieb arbeitet. Die veränderliche Rückkopplungswiderstandsschaltung und die veränderliche Lastwiderstandsschaltung arbeiten mit Bezug auf eine Diodenspannung der P-N-Übergangsdiode, weshalb die Transimpedanzverstärkerschaltung weniger anfällig für den Einfluß von Veränderungen der Eigenschaften von Bauelementen ist. Weil jeweilige Elemente dieser Transimpedanzverstärkerschaltung unter Verwendung des Si-Bipolarprozesses hergestellt werden können, weist diese Verstärkerschaltung eine verbesserte Massenproduktionsfähigkeit auf. Weiterhin ist es leicht möglich, die Folgeeigenschaften des Kollektorpotentials der gewöhnlichen Emitterschaltung und des Potentials der Bezugsspannungsquelle zu dem Zeitpunkt, zu dem der Eingangsstrom null ist, abzugleichen, weshalb verbesserte Eigenschaften der Stromversorgung und der Widerstandsfähigkeit gegenüber Temperaturänderungen erhalten werden.
Die obenerwähnten und andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden beim Lesen der nachfolgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung mit Bezug auf die anliegende Zeichnung offensichtlich, wobei:
Fig. 1 ein Blockdiagramm zur Darstellung einer Schaltungskonfiguration einer herkömmlichen Transimpedanzverstärkerschaltung mit einem veränderlichen Rückkopplungswiderstand ist,
Fig. 2 ein Blockdiagramm zur Darstellung einer Schaltungskonfiguration einer weiteren herkömmlichen Transimpedanzverstärkerschaltung ist,
Fig. 3 ein Blockdiagramm zur Darstellung einer Schaltungskonfiguration einer Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist,
Fig. 4 ein Blockdiagramm zur Darstellung einer Schaltungskonfiguration einer Transimpedanzverstärkerschaltung ist, wobei eine veränderliche Rückkopplungswider standsschaltung und eine veränderliche Lastwiderstandsschaltung aus der in Fig. 3 dargestellten Schaltung entfernt wurden,
Fig. 5 ein Blockdiagramm zur Darstellung einer Schaltungskonfiguration einer Transimpedanzverstärkerschaltung ist, wobei allein die veränderliche Lastwiderstandsschaltung aus der in Fig. 3 dargestellten Schaltung entfernt wurde,
Fig. 6 eine graphische Darstellung einer Beziehung zwischen einem Eingangsstrom und einer Ausgangsspannung ist, die durch die Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß der in Fig. 3 dargestellten ersten Ausführungsform, durch die in Fig. 4 ohne die veränderliche Rückkopplungswiderstandsschaltung und die veränderliche Lastwiderstandsschaltung dargestellte Transimpedanzverstärkerschaltung und durch die in Fig. 5 ohne die veränderliche Lastwiderstandsschaltung dargestellte Transimpedanzverstärkerschaltung erhalten wurde,
Fig. 7 Ausgangsspannungs-Wellenformen zeigt, die erhalten wurden, wenn ein Eingangsstrom mit einer in Fig. 8 dargestellten Signalwellenform auf drei Eingangspegeln auf die in Fig. 4 dargestellte Transimpedanzverstärkerschaltung ohne die veränderliche Rückkopplungswiderstandsschaltung und die veränderliche Lastwiderstandsschaltung angewendet wurde,
Fig. 8 eine schematische Darstellung einer Wellenform eines Eingangsstromsignals ist,
Fig. 9 Ausgangsspannungs-Wellenformen zeigt, die erhalten wurden, wenn ein Eingangsstrom mit einer in Fig. 8 dargestellten Signalwellenform auf drei Eingangspegeln auf die in Fig. 5 dargestellte Transimpedanzverstärkerschaltung ohne die veränderliche Lastwiderstandsschaltung angewendet wurde,
Fig. 10 Ausgangsspannungs-Wellenformen zeigt, die erhalten wurden, wenn ein Eingangsstrom mit einer in Fig. 8 dargestellten Signalwellenform auf drei Eingangspegeln auf die Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß der in Fig. 3 dargestellten ersten Ausführungsform angewendet wurde,
Fig. 11 eine graphische Darstellung einer Beziehung zwischen einem Eingangsstrom und einer Phasenreserve ist, die durch die Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß der in Fig. 3 dargestellten ersten Ausführungsform und durch die in Fig. 5 dargestellte Transimpedanzverstärkerschaltung ohne die veränderliche Lastwiderstandsschaltung erhalten wurde,
Fig. 12 eine graphische Darstellung einer Beziehung zwischen Frequenzgängen von Eingangsströmen auf verschiedenen Eingangspegeln und einer rückkopplungsfreien Verstärkung (Leerlaufverstärkung) bei der Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß der in Fig. 3 dargestellten ersten Ausführungsform ist,
Fig. 13 ein Blockdiagramm zur Darstellung einer Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist,
Fig. 14 eine graphische Darstellung einer Beziehung zwischen einem Eingangsstrom und einer Ausgangsspannung bei der Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß der in Fig. 13 dargestellten zweiten Ausführungsform ist,
Fig. 15 Ausgangsspannungs-Wellenformen zeigt, die erhalten wurden, wenn ein Eingangsstrom mit einer in Fig. 8 dargestellten Signalwellenform auf drei Eingangspegeln auf die Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß der in Fig. 13 dargestellten zweiten Ausführungsform angewendet wurde,
Fig. 16 ein Blockdiagramm zur Darstellung einer Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist,
Fig. 17 eine graphische Darstellung einer Beziehung zwischen einem Eingangsstrom und einer Ausgangsspannung bei der Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß der in Fig. 16 dargestellten dritten Ausführungsform ist,
Fig. 18 Ausgangsspannungs-Wellenformen zeigt, die erhalten wurden, wenn ein Eingangsstrom mit einer in Fig. 8 dargestellten Signalwellenform auf drei Eingangspegeln auf die Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß der in Fig. 16 dargestellten dritten Ausführungsform angewendet wurde,
Fig. 19 ein Blockdiagramm zur Darstellung einer modifizierten Transimpedanzverstärkerschaltung ist, wobei eine Ausgangsstufe gegenüber der in Fig. 3 dargestellten Schaltung modifiziert ist.
Es werden nun bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben, bei denen eine Transimpedanzverstärkerschaltung als ein Vorverarbeitungsprozessor einer digitalen optischen Empfangsschaltung verwendet wird und bei denen ein Strom an einer "Marke" eines digitalen Signals in die Transimpedanzverstärkerschaltung fließt und an einer "Leerstelle" des digitalen Signals nicht fließt.
Es wird nun eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben. Fig. 3 zeigt eine Schaltungskonfiguration einer Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Transimpedanzverstärkerschaltung umfaßt eine Schaltung, die aus drei Transistoren Q1-Q3, Widerständen R1-R4 und einem Kondensator C1 besteht, einen zwischen eine Eingangsklemme 1 und eine Ausgangsklemme 2 geschalteten Rückkopplungswiderstand Rf, eine veränderliche Rückkopplungswiderstandsschaltung 3 und eine an einen Kollektor des Transistors Q1 der ersten Stufe angeschlossene veränderliche Lastwiderstandsschaltung 4. Die parallel zum Rückkopplungswiderstand Rf geschaltete veränderliche Rückkopplungswiderstandsschaltung 3 besteht aus einer Diode D1 und einem Widerstand R5, die in Reihe geschaltet sind. Bei der in Fig. 3 dargestellten ersten Ausführungsform ist die Polarität eines Eingangsstroms IIN an der Eingangsklemme 1 in der Richtung orientiert, in der der Strom in die Transimpedanzverstärkerschaltung fließt, weshalb eine Anode bzw. eine Kathode der Diode D1 an die Eingangsklemme 1 bzw. die Ausgangsklemme 2 gekoppelt ist. Die veränderliche Lastwiderstandsschaltung 4 besteht aus einer Bezugsspannungsquelle 5 sowie einer Diode 2 und einem Widerstand R6, die zwischen der Bezugsspannungsquelle 5 und dem Kollektor des Transistors Q1 in Reihe geschaltet sind. Bei dieser in Fig. 3 dargestellten Ausführungsform wird ein Kollektorpotential des Transistors Q1 bezüglich des Ausgangspotentials der Bezugsspannungsquelle 5 entsprechend einer Erhöhung des Eingangsstroms IIN abgesenkt. Daher ist eine Anode bzw. eine Kathode der Diode D2 an die Bezugsspannungsquelle 5 bzw. den Kollektor des Transistors Q1 gekoppelt. Die Widerstände R7 und R8 und die Dioden D3-D5 sind zwischen einer Stromversorgungsklemme 6 und einer Masseklemme 7 in Reihe geschaltet. Ein Verbindungsknoten zwischen den Widerständen R7 und R8 wird als eine Ausgangsklemme der Bezugsspannungsquelle 5 verwendet, und ein elektrisches Potential der Bezugsspannungsquelle 5 ist auf einen Wert gelegt, der zu dem Zeitpunkt, zu dem der Eingangsstrom IIN null ist, im wesentlichen dem Kollektorpotential des Transistors Q1 gleicht.
Wenn die Intensität eines optischen Eingangssignals gering ist, ist der der Transimpedanzverstärkerschaltung zugeführte Strom IIN ebenfalls gering. Daher befinden sich die beiden Dioden D1 und D2 im Sperrzustand, und die Transimpedanzverstärkerschaltung führt dementsprechend den normalen Betrieb aus. Wenn jedoch der der Transimpedanzverstärkerschaltung zugeführte Strom IIN im Verhältnis zu einer Erhöhung der Intensität des optischen Eingangssignals ansteigt, wird die Diode D1 eingeschaltet, und ein Strom beginnt in die Diode D1 zu fließen. Dadurch wird der Parallelwiderstandswert des mit der Diode D1 verbundenen Widerstands R5 und des Rückkopplungswiderstands Rf zu einem wirksamen Rückkopplungswiderstandswert, wodurch die Transimpedanz verringert wird. Die Diode D2 wird fast sofort eingeschaltet, und der Lastwiderstandswert wird verringert, während ein Kollektorvorspannungsstrom des Verstärkungsstufentransistors Q1 konstant gehalten wird. Eine Verstärkung des Transistors Q1 wird auch verringert, und es ist daher möglich, eine Verringerung der Phasenreserve der Rück kopplungsschaltung zu verhindern. Daher kann der Kollektorstrom des Verstärkungsstufentransistors Q1 ausreichend gering gemacht werden, und es ist ebenso wie in dem Fall, in dem die Diode D1 nicht parallel zum Rückkopplungswiderstand Rf geschaltet ist, möglich, niedrige Rauscheigenschaften zu gewährleisten. Bei dieser Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß dieser Ausführungsform wird die Steuerung der Verstärkung eines Ausgangs bezüglich des Eingangs nicht durch eine Rückkopplungsschleife ausgeführt, sondern es wird ein Eingangssignal in logarithmischer Weise verstärkt und dann ausgegeben. Daher kann die Transimpedanzverstärkerschaltung im Bit-für-Bit-Betrieb arbeiten.
Weiter unten werden die Ergebnisse der Schaltungssimulation erklärt, die für die folgenden drei Typen von Schaltungen ausgeführt wurde. Fig. 4 zeigt eine erste Transimpedanzverstärkerschaltung (1), bei der die veränderliche Rückkopplungswiderstandsschaltung 3 und die veränderliche Lastwiderstandsschaltung 4 aus der in Fig. 3 dargestellten Transimpedanzverstärkerschaltung entfernt worden sind. Fig. 5 zeigt eine zweite Transimpedanzverstärkerschaltung (2), bei der nur die veränderliche Lastwiderstandsschaltung 4 aus der in Fig. 3 dargestellten Transimpedanzverstärkerschaltung entfernt worden ist. Eine dritte Transimpedanzverstärkerschaltung (3) gleicht derjenigen der in Fig. 3 dargestellten ersten Ausführungsform, bei der die veränderliche Rückkopplungswiderstandsschaltung 3 und die veränderliche Lastwiderstandsschaltung 3 vorgesehen sind. Bei der Simulation wird angenommen, daß eine Stromquelle mit einer parasitären Kapazität von 1 pF an die Eingangsklemme 1 angeschlossen ist und Bauelementparameter der Transistoren Q1-Q3 dieser Schaltungen auf repräsentative Werte eines Si-Bipolartransistors gesetzt sind.
Fig. 6 zeigt die Ergebnisse einer Berechnung von Veränderungen der Ausgangsspannung VOUT bezüglich des Eingangsstroms IIN. Neigungen der Graphen stellen eine Transimpedanz dar. Bei der in Fig. 4 dargestellten ersten Schaltung (1) ohne die veränderliche Rückkopplungswiderstandsschaltung 3 und die veränderliche Lastwiderstandsschaltung 4 wird eine Transimpedanz oberhalb eines bestimmten Eingangsstroms gesättigt, und ein maximal zulässiger Eingangsstromwert wird an diesem Punkt begrenzt. Fig. 7 zeigt Signalwellenformen einer Ausgangsspannung VOUT, die erhalten wurden, wenn ein Eingangsstrom mit einer in Fig. 8 dargestellten Signalwellenform (einem Eingangsmuster "0101010") bei einer Signalrate von 200 Mb/s auf die in Fig. 4 dargestellte erste Transimpedanzverstärkerschaltung (1) angewendet wurde. Es ist ersichtlich, daß sich die Ausgangsspannungs-Wellenformen in dem Fall, in dem der Eingangspegel den maximal zulässigen Eingangsstrom (100 uA) übersteigt, verschlechtern. Wie jedoch aus Fig. 6 ersichtlich ist, werden bei der zweiten und der dritten Schaltung (2) bzw. (3), von denen jede die veränderliche Rückkopplungswiderstandsschaltung aufweist, die Neigungen der Graphen flacher, nachdem die Diode D1 leitend gemacht worden ist, und wird die Transimpedanz verringert. Die Graphen zeigen die Tatsache, daß die veränderliche Rückkopplungswiderstandsschaltung 3 wirksam arbeitet. Fig. 9 zeigt Signalwellenformen einer Ausgangsspannung VOUT, die erhalten wurden, wenn ein Eingangsstrom mit der in Fig. 8 dargestellten Wellenform auf drei Eingangspegeln auf die in Fig. 5 dargestellte zweite Schaltung (2) angewendet wurde, und Fig. 10 zeigt Signalwellenformen einer Ausgangsspannung VOUT, die erhalten wurden, wenn ein Eingangsstrom mit der in Fig. 8 dargestellten Wellenform auf die in Fig. 3 dargestellte dritte Schaltung (3) angewendet wurde. Wie aus den vorhergehenden Ergebnissen ersichtlich ist, führte die Hinzufügung der veränderlichen Rückkopplungswiderstandsschaltung 3 zur Transimpedanzverstärkerschaltung zu einer Erhöhung des Werts des maximal zulässigen Eingangsstroms und somit zu einer Erhöhung des dynamischen Eingangsbereichs. Zugleich wurde der dynamische Ausgangsbereich komprimiert.
Fig. 11 zeigt Berechnungsergebnisse, die eine Beziehung zwischen einem Eingangsstrom und einer Phasenreserve darstellen, die durch die zweite Transimpedanzschaltung (2) ohne die in Fig. 5 dargestellte veränderliche Lastwiderstandsschaltung und durch die dritte Transimpedanzschaltung (3) mit der in Fig. 3 dargestellten veränderlichen Lastwiderstandsschaltung erhalten wurde. Fig. 12 zeigt Ergebnisse der Berechnung einer rückkopplungsfreien Verstärkung (Leerlaufverstärkung) gegenüber den Frequenzeigenschaften, die erhalten wurden, wenn der der in Fig. 3 dargestellten Schaltung zugeführte Eingangsstrom geändert wurde. Nachdem die Diode D2 eingeschaltet wurde, wird der Lastwiderstand entsprechend einer Erhöhung des Eingangsstroms verringert, wodurch die rückkopplungsfreie Verstärkung (Leerlaufverstärkung) ebenfalls verringert wird. Es wird eine Phasenreserve von mehr als 60º eingehalten, und die Fig. 11 und 12 zeigen, daß die veränderliche Lastwiderstandsschaltung 4 wirksam arbeitet.
Die folgende Tabelle 1 zeigt Ergebnisse einer Berechnung einer äquivalenten Eingangsrausch-Stromdichte (beispielsweise einen Wert bei Frequenzen von 1 MHz und 156 MHz), eines RMS- Rauschstroms (einen RMS-Wert im Frequenzbereich von 0-156 MHz der äquivalenten Eingangsrausch-Stromdichte) und eines dynamischen Ein-/Ausgangsbereichs der jeweiligen Schaltungen (1)-(3). Die minimale Eingangsstromamplitude bei der Berechnung eines dynamischen Ein-/Ausgangsbereichs ist als das Zwölffache des RMS-Rauschstroms angegeben. TABELLE 1
Bei einem Vergleich der in Fig. 5 dargestellten Schaltung (2) und der in Fig. 3 dargestellten Schaltung (3) in Tabelle 1 ergibt sich, daß die RMS-Rauschströme beider Schaltungen 29,2 nA betragen. Wie jedoch aus den in Fig. 11 dargestellten Ergebnissen ersichtlich ist, wird die Phasenreserve der in Fig. 3 dargestellten Schaltung (3) nicht verringert, nachdem die Diode D2 eingeschaltet wurde. Mit Hilfe der veränderlichen Lastwiderstandsschaltung 4 kann eine ausreichende Phasenreserve sichergestellt werden, während niedrige Rauscheigenschaften aufrechterhalten werden.
Bei einem Vergleich der in Fig. 4 dargestellten Schaltung (1) und der in Fig. 3 dargestellten Schaltung (3) ergibt sich, daß der dynamische Eingangsbereich von 49,3 dB auf 60,0 dB verbessert ist und daß der dynamische Ausgangsbereich von 49,2 dB auf 48,1 dB verbessert ist. Demgemäß wurden sowohl die Erhöhung der dynamischen Eingangsbereiche als auch die Kompression der dynamischen Ausgangsbereiche verwirklicht.
Nun wird eine Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben. Die gleichen Bezugszahlen sind zur Bezeichnung entsprechender Bauteile gemäß der ersten Ausführungsform vorgesehen, und auf ihre Erklärung wird hier der Kürze halber verzichtet. Wie in Fig. 13 dargestellt ist, ist bei der zweiten Ausführungsform eine als eine Pegelverschiebungsschaltung arbeitende Diode D7 zwischen den Emitter des Verstärkungsstufentransistors Q1 und die Masseklemme 7 geschaltet, wobei ihre Anode an den Emitter des Transistors Q1 und ihre Kathode an die Masseklemme 7 angeschlossen ist. Bei dieser Ausführungsform ist der Widerstand R8 der in Fig. 3 dargestellten Bezugsspannungsquelle 5 durch eine Diode D6 ersetzt. Die folgende Tabelle 2 zeigt Ergebnisse einer Berechnung einer äquivalenten Eingangsrausch- Stromdichte, eines RMS-Rauschstroms sowie dynamischer Ein- /Ausgangsbereiche der Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß dieser Ausführungsform.

TABELLE 2

Äquivalente Eingangsrausch-Stromdichte
1 MHz 1,5 pA/ Hz
156 MHz 3,5 pA/ Hz
RMS-Rauschstrom 29,4 nA
Dynamischer Eingangsbereich 67,8 dB
Minimale Eingangsstromamplitude 353 nApp
Maximale Eingangsstromamplitude 870 uApp
Dynamischer Ausgangsbereich 51,2 dB
Minimale Ausgangsspannungsamplitude 3,36 mVpp
Maximale Ausgangsspannungsamplitude 1,22 Vpp
Fig. 14 zeigt Ergebnisse einer Berechnung von Änderungen der Ausgangsspannung VOUT bezüglich der Änderungen des Eingangsstroms IIN, während Fig. 15 Spannungswellenformen der Ausgangsspannung VOUT zeigt, die erhalten wurden, wenn ein Eingangsstrom mit einer in Fig. 8 dargestellten Signalwellenform auf drei Eingangspegeln auf die in Fig. 13 dargestellte Transimpedanzverstärkerschaltung (1) angewendet wurde. Der dynamische Eingangsbereich beträgt 67,8 dB, und der dynamische Ausgangsbereich beträgt 51,2 dB. Das Kompressionsverhältnis des dynamischen Ausgangsbereichs ist geringer als dasjenige der in Fig. 3 dargestellten Transimpedanzverstärkerschaltung (3). Der dynamische Eingangsbereich ist jedoch um 19,7 dB vergrößert.
Es wird nun eine Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben. Fig. 16 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der Konfiguration der Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß dieser Ausführungsform.
Bei dieser Ausführungsform sind die Transimpedanzverstärkerschaltungen gemäß der zweiten Ausführungsform in zwei Stufen mit einem als eine Spannung-Strom-Umwandlungs schaltung arbeitenden zwischen sie geschalteten Widerstand R9 in Kaskade geschaltet. Eine Transimpedanzverstärkerschaltung an der ersten Stufe ist mit einem Rückkopplungswiderstand Rf1 und einer zum Rückkopplungswiderstand Rf1 parallel geschalteten veränderlichen Rückkopplungswiderstandsschaltung versehen. Diese veränderliche Rückkopplungswiderstandsschaltung 31 besteht aus eine Diode D11 und einem Widerstand 51, die miteinander in Reihe geschaltet sind. Der Wert des Widerstands 51 ist geringer als derjenige des Rückkopplungswiderstands Rf1. Eine Transimpedanzverstärkerschaltung an der zweiten Stufe ist mit einem Rückkopplungswiderstand Rf2 und einer parallel zum Rückkopplungswiderstand Rf2 geschalteten veränderlichen Rückkopplungswiderstandsschaltung 32 versehen. Die veränderliche Rückkopplungswiderstandsschaltung 32 besteht aus einer Diode D12 und einem in Reihe geschalteten Widerstand 52. Der Wert des Widerstands 52 ist geringer als derjenige des Rückkopplungswiderstands Rf2. Die Polarität eines Eingangsstroms an der Transimpedanzverstärkerschaltung an der zweiten Stufe ist derjenigen eines Eingangsstroms an der Transimpedanzverstärkerschaltung an der ersten Stufe entgegengesetzt, weshalb die Polarität der Diode D12 der veränderlichen Rückkopplungswiderstandsschaltung 32 an der zweiten Stufe so eingestellt ist, daß sie derjenigen der Diode D11 der veränderlichen Rückkopplungswiderstandsschaltung 31 an der ersten Stufe entgegengesetzt ist. Bei dieser Schaltungskonfiguration sind die Transimpedanzverstärkerschaltungen in zwei Stufen geschaltet. Daher ist der dynamische Eingangsbereich erhöht, der dynamische Ausgangsbereich ist jedoch im Vergleich zu denjenigen der in Fig. 3 oder Fig. 13 dargestellten Transimpedanzverstärkerschaltung (1) komprimiert. Die folgende Tabelle 3 zeigt Ergebnisse einer Berechnung einer äquivalenten Eingangsrausch-Stromdichte, eines RMS-Rauschstroms sowie dynamischer Ein- und Ausgangsbereiche der Zweistufen-Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß dieser Ausführungsform.

TABELLE 3

Äquivalente Eingangsrausch-Stromdichte
1 MHz 2,4 pA/ Hz
156 MHz 3,9 pA/ Hz
RMS-Rauschstrom 37,1 nA
Dynamischer Eingangsbereich 65,1 dB
Minimale Eingangsstromamplitude 445 nApp
Maximale Eingangsstromamplitude 800 uApp
Dynamischer Ausgangsbereich 45,4 dB
Minimale Ausgangsspannungsamplitude 3,91 mVpp
Maximale Ausgangsspannungsamplitude 727 mVpp
Fig. 17 zeigt Ergebnisse einer Berechnung von Änderungen der Ausgangsspannung VOUT bezüglich eines Eingangsstroms IIN, während Fig. 18 Spannungswellenformen der Ausgangsspannung VOUT zeigt, wenn ein Eingangsstrom mit der in Fig. 8 dargestellten Signalwellenform auf drei Eingangspegeln auf die Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß dieser Ausführungsform angewendet wird. Die äquivalente Eingangsrausch-Stromdichte ist etwas größer als die durch die in Fig. 3 oder Fig. 13 dargestellte Transimpedanzverstärkerschaltung erhaltene. Der dynamische Eingangsbereich ist auf 29,5 dB erhöht, der dynamische Ausgangsbereich ist jedoch auf 19,7 dB komprimiert.
Bei den oben beschriebenen Ausführungsformen ist die Polarität des Eingangsstroms IIN an der Eingangsklemme 1 nur in die Richtung orientiert, in der der Strom in die Verstärkerschaltung fließt. Bei der entgegengesetzten Polarität des Eingangsstroms kann jedoch bei der Zweistufen- Transimpedanzverstärkerschaltung gemäß dieser Ausführungsform eine solche Situation durch Umkehren der Polaritäten der Dioden D1(D12) und D2(D12) gemeistert werden. Weiterhin werden bei den oben beschriebenen Ausführungsformen die gepaarten Darlington-Transistoren Q2 und Q3 als ein Verstärker an der Ausgangspegel-Verschiebungsstufe der Transimpedanzverstärkerschaltung verwendet, es kann jedoch eine Pegelverschiebungsschaltung ohne den Transistor Q3 und den Widerstand R4 anstelle des Darlington-Paars verwendet werden, wobei der Emitter des Transistors Q2 über eine Diode D8 und einen Widerstand R3 an die Masseklemme 7 angeschlossen ist, wie in Fig. 19 dargestellt ist.
Wie oben beschrieben wurde, bezieht sich die vorliegende Erfindung auf die in einem Bit-für-Bit-Betrieb arbeitende Transimpedanzverstärkerschaltung, bei der P-N-Übergangsdioden in der veränderlichen Rückkopplungswiderstandsschaltung und der veränderlichen Lastwiderstandsschaltung verwendet werden. Es ist mit dieser Transimpedanzverstärkerschaltung möglich, einen erhöhten dynamischen Eingangsbereich zu erzielen, und es ist auch möglich, eine ausreichende Phasenreserve zu gewährleisten, während niedrige Rauscheigenschaften aufrechterhalten werden. Überdies ist die Transimpedanzverstärkerschaltung weniger anfällig für den Einfluß von Veränderungen der Eigenschaften von Bauelementen und weist auch eine verbesserte Massenproduktionsfähigkeit sowie eine verbesserte Widerstandsfähigkeit gegenüber Versorgungsspannungs- und Temperaturänderungen auf.

Claims

1. Transimpedanzverstärker zum Umwandeln eines Eingangsstroms in eine Ausgangsspannung, aufweisend:

eine Eingangsklemme (1) und eine Ausgangsklemme (2),

einen Verstärkungstransistor (Q1) mit einer an die Eingangsklemme angeschlossenen Basis, einem über eine Pegelverschiebungsschaltung (R2, D7) an eine Klemme (7) für ein niedrigeres Potential angeschlossenen Emitter und einem über einen Lastwiderstand (R1) an eine Klemme (6) für ein höheres Potential angeschlossenen Kollektor,

einen Rückkopplungswiderstand (Rf), der zwischen die Eingangsklemme und die Ausgangsklemme geschaltet ist,

eine parallel zum Rückkopplungswiderstand geschaltete veränderliche Rückkopplungswiderstandsschaltung (3) zum Ändern des wirksamen Werts des Rückkopplungswiderstands, wenn der Pegel eines der Eingangsklemme zugeführten Eingangssignals höher ist als ein vorgegebener Pegel, und

eine an den Kollektor des Verstärkungstransistors angeschlossene veränderliche Lastwiderstandsschaltung (4) zum Ändern des wirksamen Lastwiderstandswerts des Verstärkungstransistors, wenn der Pegel eines der Eingangsklemme zugeführten Eingangssignals höher ist als ein vorgegebener Pegel,

dadurch gekennzeichnet, daß

die veränderliche Rückkopplungswiderstandsschaltung (3) einen Widerstand (R5) und eine Diode (D1) aufweist, die in Reihe geschaltet sind, daß der Wert des Widerstands kleiner ist als derjenige des Rückkopplungswiderstands (Rf) und daß die Diode derart geschaltet ist, daß sie entsprechend einer am Rückkopplungswiderstand abfallenden Spannung in Durchlaß richtung vorgespannt ist, die durch die Polarität eines an der Eingangsklemme (1) fließenden Eingangsstroms bestimmt ist, und daß

die veränderliche Lastwiderstandsschaltung (4) aufweist:

eine Bezugsspannungsquelle (5) zum Ausgeben eines Ausgangspotentials an einem Ausgangsknoten, das im wesentlichen dem Kollektorpotential des Verstärkungstransistors (Q1) gleicht, wenn der Eingangsstrom an der Eingangsklemme null oder sehr gering ist, und

eine Reihenschaltung einer P-N-Übergangsdiode (D2) und eines Widerstands (R6), die zwischen den Ausgangsknoten der Bezugsspannungsquelle und den Kollektor des Verstärkungstransistors geschaltet sind, wobei der Wert des Widerstands kleiner ist als derjenige des Lastwiderstands (R1) und wobei die P-N-Übergangsdiode derart geschaltet ist, daß sie in Übereinstimmung mit einer zwischen dem Kollektor des Verstärkungstransistors (Q1) und dem Ausgangsknoten der Bezugsspannungsquelle auftretenden Spannung entsprechend einer Erhöhung des Eingangsstroms in Durchlaßrichtung vorgespannt ist.

2. Verstärker nach Anspruch 1, wobei die Diode eine P-N- Übergangsdiode (D1) ist.

3. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Bezugsspannungsquelle mehrere Dioden (D3, D4, D5; D3, D4, D5, D6) und wenigstens einen Widerstand (R7) aufweist, die in Reihe zwischen die Klemme (6) für ein höheres Potential und die Klemme (7) für ein niedrigeres Potential geschaltet sind.

4. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Pegelverschiebungsschaltung zum Erzeugen eines konstanten Potentials zwischen dem Emitter des Verstärkungstransistors (Q1) und der Klemme (7) für ein niedrigeres Potential einen Emitterwiderstand (R2) aufweist.

5. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Pegelverschiebungsschaltung zum Erzeugen eines konstanten Potentials zwischen dem Emitter des Verstärkungstransistors (Q1) und der Klemme (7) für ein niedrigeres Potential eine Diode aufweist, deren Anode an den Emitter des Verstärkungstransistors angeschlossen ist und deren Kathode an die Klemme für ein niedrigeres Potential angeschlossen ist.

6. Transimpedanzverstärkerschaltung zum Umwandeln eines Eingangsstroms in eine Ausgangsspannung, welche aufweist:

wenigstens einen Transimpedanzverstärker der ersten Stufe und einen Transimpedanzverstärker der zweiten Stufe, beide nach einem der Ansprüche 1 bis 5, und mit:

einer Spannung-Strom-Umwandlungsschaltung, die zwischen die Ausgangsklemme des Transimpedanzverstärkers der ersten Stufe und die Eingangsklemme des Transimpedanzverstärkers der zweiten Stufe geschaltet ist.

7. Schaltung nach Anspruch 6, wobei die Spannung-Strom- Umwandlungsschaltung einen Widerstand (R9) aufweist.