JP4729123B1 - 並列−直列形電流帰還増幅器、光学機器、及び光学ドライブ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】フォトダイオードから出力される電流信号を入力信号とする並列−直列形電流帰還増幅器において、ノイズを低減しつつ、帯域も維持しかつ信号歪も抑制する。
【解決手段】並列−直列形電流帰還増幅器２ａは、ベースがフォトダイオード５０の出力端に接続され、エミッタが抵抗２０を介して接地端に接続され、コレクタが抵抗１２を介して電源配線に接続されるトランジスタ１０と、ベースがトランジスタ１０のコレクタに接続され、コレクタが電源配線に接続されるトランジスタ３０と、ベースがトランジスタ３０のエミッタに接続され、エミッタが抵抗２２を介して接地端に接続され、コレクタから出力信号が取り出されるトランジスタ１１と、一端がトランジスタ１１のエミッタに接続され、他端がトランジスタ１０のベースに接続される帰還抵抗１６と、抵抗２０と並列に接続されるキャパシタ２１と、抵抗２２と並列に接続されるキャパシタ２３とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は並列−直列形電流帰還増幅器、光学機器、及び光学ドライブ装置に関し、特にフォトダイオードから出力される電流信号を電流増幅する並列−直列形電流帰還増幅器、光学機器、及び光学ドライブ装置に関する。

帰還増幅器の一種に並列−直列形電流帰還増幅器がある（例えば特許文献１を参照）。並列−直列形電流帰還増幅器は、比較的高い周波数帯においても良好な特性を得られることで知られている。

図１５は、並列−直列形電流帰還増幅器１３０の具体的な回路構成を示す図である。同図に示すように、並列−直列形電流帰還増幅器１３０は、基本増幅器１３１と帰還回路１３２を備えて構成される。

基本増幅器１３１は、それぞれ抵抗値Ｒ_Ｌ，ｚ_Ｌの抵抗１４０，１４１と、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ１４２，１４３とを有する。並列−直列形電流帰還増幅器１３０の入力である電流信号ｉ_ｓは、基本増幅器１３１のトランジスタ１４２のベースと帰還回路１３２とに入力される。トランジスタ１４２のエミッタは接地され、コレクタは抵抗１４０を介して電源配線に接続される。トランジスタ１４３のベースはトランジスタ１４２のコレクタに接続され、コレクタは抵抗１４１を介して電源配線に接続される。トランジスタ１４３のコレクタからは、並列−直列形電流帰還増幅器１３０の出力である電圧信号ｖ_ｏが取り出される。帰還回路１３２は、一端がトランジスタ１４３のエミッタに接続され、他端がトランジスタ１４２のベースに接続される抵抗値Ｒ_Ｆの抵抗１４４と、一端がトランジスタ１４３のエミッタに接続され、他端が接地される抵抗値Ｒ_Ｅ２の抵抗１４５とを有する。

特開昭６１−１９９６５３号公報

ところで、光ディスクの記録・再生などを行うための光学ドライブ装置では、光ディスクで反射した光ビームを受光するためにフォトダイオードが用いられる。フォトダイオードから出力される電流信号は、電流電圧変換回路により電圧信号に変換され、さらに増幅回路にて増幅された後、後段の処理回路に入力される。

近年、光ディスクの大容量化に伴って読み出し・書き込み速度が高速化しており、そのためにフォトダイオードから出力される電流信号の広帯域化が進行していることから、上記電流電圧変換回路及び上記増幅回路にも広帯域化が求められている。そのための１つの方法として、本願発明の発明者は、上述した並列−直列形電流帰還増幅器の使用を検討している。

しかしながら、図１５に示した一般的な並列−直列形電流帰還増幅器を実際に使用してみたところ、ノイズが多くてＳ／Ｎ比が悪化してしまうという問題があることが判明した。そこで、本願発明の発明者は、帰還抵抗１４４の抵抗値Ｒ_Ｆを従来より大きくするとともに、図１６に示すように、トランジスタ１４２のエミッタと接地端の間に抵抗値Ｒ_Ｅ１の抵抗１４６を挿入することを考えている。以下、詳しく説明する。

図１５に示した並列−直列形電流帰還増幅器１３０のノイズの大きさは、式（１）に示す入力換算雑音電流ｉ_ｉ ^２／Δｆによって表される。ただし、右辺１項目，２項目，３項目はそれぞれ基本増幅器１３１の入力換算雑音電流源による項，入力換算雑音電圧源による項，帰還抵抗の熱雑音による項である。また、ｑは素電荷、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、Δｆは測定周波数帯域（Ｈｚ）である。また、ｇ_ｍ１はトランジスタ１４２単体での伝達コンダクタンスであり、ｇ_ｍ１＝１／ｒ_ｅ１（ｒ_ｅ１はトランジスタ１４２のエミッタ抵抗）で表される。ｒ_ｂ１はトランジスタ１４２の入力直列抵抗であり、βはトランジスタ１４２のエミッタ接地電流増幅率である。

式（１）から理解されるように、ノイズの低減を行うためには、まずは抵抗値Ｒ_Ｆを大きくすればよい。抵抗値Ｒ_Ｆを大きくすることにより、式（１）右辺の２項目（入力換算雑音電圧源による項）と３項目（帰還抵抗の熱雑音による項）が低減される。さらに１項目（入力換算雑音電流源）も低減するためには、トランジスタ１４２のエミッタと接地端の間に抵抗値Ｒ_Ｅ１の抵抗１４６を挿入することでトランジスタ１４２の伝達コンダクタンスを小さくすればよい。すなわち、抵抗１４６が挿入された場合のトランジスタ１４２の伝達コンダクタンスＧ_ｍ１は、Ｇ_ｍ１＝１／（Ｒ_Ｅ１＋１／ｇ_ｍ１）となり、ｇ_ｍ１に比べて小さくなる。これによりトランジスタ１４２のベース電流Ｉ_Ｂ１とコレクタ電流Ｉ_Ｃ１が小さくなることから、１項目（入力換算雑音電流源）が低減される。なお、式（１）の２項目（入力換算雑音電圧源による項）のｇ_ｍ１がＧ_ｍ１に置き換わるため、２項目は大きくなるが、それ以上に帰還抵抗Ｒ_Ｆを大きくすることで、全体としてノイズが低減されるようにすることができる。

しかしながら、並列−直列形電流帰還増幅器１３０の入力信号をフォトダイオードから出力される電流信号とする場合、抵抗１４６を用いると、並列−直列形電流帰還増幅器１３０の出力帯域は大幅に狭帯域化してしまう。抵抗１４６を用いることによる出力帯域の変化は、帰還抵抗１４４の抵抗値Ｒ_Ｆが大きいほど大きくなる。また、抵抗１４６を挿入することは、信号歪増加の原因ともなる。以下、それぞれについて詳しく説明する。

フォトダイオードは寄生容量を有しており、この寄生容量は、帰還抵抗１４４とトランジスタ１４２の入力抵抗（β・Ｒ_Ｅ１＋β／ｇ_ｍ１）とともにローパスフィルタを構成し、そのカットオフ周波数ｆ_Ｃ１は、次の式（２）で表される。ただし、Ｃ_ＰＤはフォトダイオードの寄生容量である。

式（２）より、帰還抵抗１４４（抵抗値：Ｒ_Ｆ）とトランジスタ１４２の入力抵抗（抵抗値：β・Ｒ_Ｅ１＋β／ｇ_ｍ１）は、カットオフ周波数ｆ_Ｃ１に同じ割合で寄与し、いずれも抵抗値が大きくなるほどカットオフ周波数ｆ_Ｃ１が小さくなる。ここで、Ｒ_Ｆ≫β/ｇ_ｍ１である場合を考える。Ｒ_Ｅ１＝０であるとき（抵抗１４６を用いないとき）には、抵抗値Ｒ_Ｆを大きくしても、１／（β/ｇ_ｍ１）の項が支配的で大きいため、カットオフ周波数ｆ_Ｃ１の変化は小さい。一方、抵抗１４６を挿入した場合、１／（βＲ_Ｅ１＋β/ｇ_ｍ１）の項は、抵抗値Ｒ_Ｅ１がβ倍されていることから急激に小さくなり、カットオフ周波数ｆ_Ｃ１も急激に小さくなる。特に、帰還抵抗１４４の抵抗値Ｒ_Ｆが大きい場合には、抵抗１４６を挿入した状態では、並列−直列形電流帰還増幅器１３０の出力帯域は急激に狭帯域化する。

次に、並列−直列形電流帰還増幅器１３０の電流増幅率｜Ａ｜は、次の式（３）で表される。ただし、Ｇ_ｍ２はトランジスタ１４３（抵抗１４５を含む）の伝達コンダクタンスであり、Ｇ_ｍ２＝１／（Ｒ_Ｅ２＋１／ｇ_ｍ２）で表される。ここで、ｇ_ｍ２はトランジスタ１４３単体での伝達コンダクタンスであり、ｇ_ｍ２＝１／ｒ_ｅ２（ｒ_ｅ２はトランジスタ１４３のエミッタ抵抗）で表される。Ｖ_Ａはアーリー電圧である。

式（３）から、電流増幅率｜Ａ｜は、抵抗値Ｒ_Ｅ１が大きくなるほど小さくなることが理解される。したがって、抵抗１４６の挿入後にも電流増幅率｜Ａ｜を維持するためには、低下分をどこかで補う必要がある。具体的には出力抵抗１４１の抵抗値ｚ_Ｌを大きくすることや、抵抗１４０の抵抗値Ｒ_Ｌを大きくすることが考えられる。このうち、抵抗値ｚ_Ｌを大きくすることは、最終的に出力雑音Ｖ_ｏ ^２／Δｆ＝｛ｉ_ｉ ^２／Δｆ｝・（｜Ａ｜・ｚ_Ｌ）^２（ｉ_ｉ ^２／Δｆは式（１）に示した入力換算雑音電流。｜Ａ｜は式（３）に示した電流増幅率。）の増大を招くので好ましくない。一方、抵抗値Ｒ_Ｌを大きくすると、式（１）に示した入力換算雑音電流ｉ_ｉ ^２／Δｆの１項目（入力換算雑音電流源による項）を低減できる。つまり、まず第一に１項目の分母に抵抗値Ｒ_Ｌが含まれるため、抵抗値Ｒ_Ｌが大きくなると１項目が小さくなる。第二に、抵抗値Ｒ_Ｌを大きくするとトランジスタ１４２のベース電圧が小さくなるため、トランジスタ１４２のベース電流Ｉ_Ｂ１とコレクタ電流Ｉ_Ｃ１とが小さくなり、したがって１項目が小さくなる。したがって、抵抗１４６の挿入後にも電流増幅率｜Ａ｜を維持するためには、出力抵抗１４１の抵抗値ｚ_Ｌではなく抵抗１４０の抵抗値Ｒ_Ｌを大きくすることが好ましいが、一方で抵抗１４０の抵抗値Ｒ_Ｌを大きくするとトランジスタ１４３のベース電流の影響でトランジスタ１４２のコレクタ−エミッタ間電圧が小さくなるため、トランジスタ１４２が飽和してきて、信号が歪むことになる。すなわち、抵抗値Ｒ_Ｆが十分に大きい状態（Ｒ_Ｆ≫β/ｇ_ｍ１）で抵抗値Ｒ_Ｅ１を追加し、さらにこれに伴い抵抗値Ｒ_Ｌを大きくすると、ノイズは十分に低減される一方で、帯域と信号歪が大幅に悪化してくる。

したがって、本発明の目的の一つは、フォトダイオードから出力される電流信号を入力信号とする場合に、ノイズを低減しつつ、帯域も維持しかつ信号歪も抑制できる並列−直列形電流帰還増幅器、光学機器、及び光学ドライブ装置を提供することにある。

上記目的を達成するための本発明による並列−直列形電流帰還増幅器は、ベースがフォトダイオードの出力端に接続され、エミッタが第１の抵抗を介して接地端に接続され、コレクタが第３の抵抗を介して電源配線に接続される第１のトランジスタと、ベースが前記第１のトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが前記電源配線に接続される第２のトランジスタと、ベースが前記第２のトランジスタのエミッタに接続され、エミッタが第２の抵抗を介して接地端に接続され、コレクタから出力信号が取り出される第３のトランジスタと、一端が前記第３のトランジスタのエミッタに接続され、他端が前記第１のトランジスタのベースに接続される第１の帰還抵抗と、前記第１の抵抗と並列に接続される第１のキャパシタと、前記第２の抵抗と並列に接続される第２のキャパシタとを備えることを特徴とする。

本発明によれば、第１の抵抗を用いたことでノイズが低減される一方、第１及び第２のキャパシタを用いたことで帯域が広げられ（ブーストされ）、さらに第２のトランジスタを用いたことで第１のトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧が大きくなって信号歪が抑制される。したがって、ノイズを低減しつつ、帯域も維持しかつ信号歪も抑制できる

上記並列−直列形電流帰還増幅器において、前記第１のトランジスタの伝達関数のゼロ点周波数である第１のゼロ点周波数の、前記第１のトランジスタの入力での伝達関数の一方の極点周波数に対する比は、０．５１以上２．３７以下であることが好ましく、第１のゼロ点周波数の前記一方の極点周波数に対する比は、０．５１以上１．９９以下であることがより好ましい。

また、前記第２のトランジスタの伝達関数のゼロ点周波数である第２のゼロ点周波数の、前記第１のトランジスタの入力での伝達関数の他方の極点周波数に対する比は、１．０４以上３．１１以下であることが好ましい。

また、前記第２のゼロ点周波数の、前記第２のキャパシタの静電容量を０とした場合の前記出力信号のカットオフ周波数に対する比は、１．３以上２．８以下であることが好ましい。

また、本発明による光学機器は、上記各並列−直列形電流帰還増幅器のいずれかを備えることを特徴とする。

上記光学機器において、非反転入力端子にリファレンス電圧が供給されるオペアンプと、前記オペアンプの反転入力端子と出力端子の間に接続される第２の帰還抵抗とをさらに備え、前記第３のトランジスタのコレクタは前記反転入力端子に接続され、前記第３のトランジスタのコレクタの電位は、前記オペアンプの仮想短絡により前記リファレンス電圧となることとしてもよい。これによれば、フォトダイオードから出力される電流信号の増幅率を上げることが可能になる。

また、上記光学機器において、前記非反転入力端子に接続され、前記フォトダイオードから電流信号が入力されない場合の前記並列−直列形電流帰還増幅器の出力電流を出力するレプリカ回路と、一端が前記非反転入力端子に接続され、他端にリファレンス電圧が供給される第４の抵抗とをさらに備え、前記第４の抵抗の抵抗値は前記第２の帰還抵抗の抵抗値に等しいこととしてもよい。これによれば、電流信号が入力されない場合であっても並列−直列形電流帰還増幅器の出力電流が流れ続けることによってオペアンプの出力電圧に生ずるオフセットを、キャンセルすることが可能になる。

また、本発明による光学ドライブ装置は、上記各光学機器のうちのいずれかであることを特徴とする。

本発明によれば、フォトダイオードから出力される電流信号を入力信号とする並列−直列形電流帰還増幅器において、ノイズを低減しつつ、帯域も維持しかつ信号歪も抑制できる。

本発明の第１の実施の形態による光学機器の回路図である。 （ａ）は、本発明の第１の実施の形態による並列−直列形電流帰還増幅器２と背景技術による並列−直列形電流帰還増幅器それぞれについて、対周波数でノイズの大きさをシミュレートした結果を示す図である。 本発明の第１の実施の形態による出力信号の出力レベルをシミュレートした結果を示す図である。 図１の光学機器においてＣ_１＝０とした場合の出力雑音電圧をプロットした図である。 本発明の第１の実施の形態による第１のトランジスタの入力回路を示す図である。 本発明の第１の実施の形態による伝達関数Ｇ１（ｓ），Ｇ２（ｓ），Ｇ３（ｓ）のシミュレーション結果の一例を示す図である。 （ａ）は、本発明の第１の実施の形態によるｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−とｆ_３ｚ／ｆ_１ｐ＋の関係を示すグラフである。（ｂ）は、本発明の第１の実施の形態によるｆ_１ｐ＋／ｆ_ａとｆ_３ｚ／ｆ_１ｐ＋の関係を示すグラフである。 本発明の第１の実施の形態によるｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−とｆ_３ｚ／ｆ_ａの関係を示すグラフである。 （ａ）（ｂ）はそれぞれ、本発明の第１の実施の形態による出力信号の出力レベルをシミュレートした結果を示す図である。 （ａ）（ｂ）はそれぞれ、本発明の第１の実施の形態による出力信号の出力レベルをシミュレートした結果を示す図である。 本発明の第１の実施の形態による出力信号の出力レベルをシミュレートした結果を示す図である。 本発明の第２の実施の形態による光学機器の回路図である。 本発明の第３の実施の形態による光学機器の回路図である。 本発明の第２の実施の形態の変形例による光学機器の回路図である。 背景技術による並列−直列形電流帰還増幅器の具体的な回路構成を示す図である。 背景技術による並列−直列形電流帰還増幅器において、１段目のトランジスタのエミッタと接地端の間に抵抗を挿入した例を示す図である。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施の形態について詳細に説明する。

図１は、本発明の第１の実施の形態による光学機器１の回路図である。同図に示すように、光学機器１は並列−直列形電流帰還増幅器２ａとフォトダイオード５０とを備えている。並列−直列形電流帰還増幅器２ａはフォトダイオード５０と接続されており、フォトダイオード５０から出力される電流信号ｉ_ｓを電流電圧変換するとともに増幅し、電圧信号ｖ_ｏを出力する。なお、図１には、フォトダイオード５０の寄生容量５０ａも回路要素の一部として記載している。

光学機器１は、例えば光ディスクを再生する光学ドライブ装置であることが好適である。この場合、フォトダイオード５０は、光ディスクで反射した光ビームを受光するために設けられる光検出器を構成する。ただし、本発明の適用範囲は光学ドライブ装置である光学機器に限られるものではなく、本発明は、フォトダイオードを備える各種の光学機器に適用可能である。また、図１では、フォトダイオードの一端は電源電圧ＶＤＤに接続されており、電流を流し込むタイプとなっているが、一端が接地端（ＧＮＤ）に接続され、電流を引き込むタイプでも同様に考えることができる。

図１に示すように、並列−直列形電流帰還増幅器２ａは、ベースがフォトダイオード５０の出力端に接続されるバイポーラトランジスタ１０（第１のトランジスタ）と、コレクタから出力信号ｖ_ｏが取り出されるバイポーラトランジスタ１１（第３のトランジスタ）と、トランジスタ１０のエミッタと接地端との間に接続されるゼロ点補償素子１４と、トランジスタ１１のエミッタと接地端との間に接続されるゼロ点補償素子１５と、トランジスタ１１のエミッタとトランジスタ１０のベースとの間に接続される抵抗値Ｒ_Ｆの帰還抵抗１６（第１の帰還抵抗）とを有している。トランジスタ１０のコレクタは、抵抗値Ｒ_Ｌの抵抗１２（第３の抵抗）を介して電源電圧ＶＤＤが供給される電源配線に接続される。また、トランジスタ１１のコレクタは、抵抗値ｚ_Ｌの出力負荷抵抗１３を介して電源電圧ＶＤＤが供給される電源配線に接続される。出力信号ｖ_ｏは、トランジスタ１１のコレクタ電流をｉ_ｏとすると、ｖ_ｏ＝ＶＤＤ−ｚ_Ｌ×ｉ_ｏとなる。

ゼロ点補償素子１４は、トランジスタ１０のエミッタと接地端との間に接続される抵抗値Ｒ_Ｅ１の抵抗２０（第１の抵抗）と、抵抗２０と並列に接続される静電容量Ｃ_１のキャパシタ２１（第１のキャパシタ）とによって構成される。同様に、ゼロ点補償素子１５は、トランジスタ１１のエミッタと接地端との間に接続される抵抗値Ｒ_Ｅ２の抵抗２２（第２の抵抗）と、抵抗２２と並列に接続される静電容量Ｃ_２のキャパシタ２３（第２のキャパシタ）とによって構成される。

トランジスタ１０とトランジスタ１１との間には、エミッタフォロワを構成するバイポーラトランジスタ３０（第２のトランジスタ）が挿入される。トランジスタ３０のベースはトランジスタ１０のコレクタに接続され、エミッタは定電流源３１を介して接地端に接続され、コレクタは電源電圧ＶＤＤが供給される電源配線に接続される。トランジスタ３０のエミッタはトランジスタ１１のベースにも接続される。

並列−直列形電流帰還増幅器２ａによれば、図１５に示した背景技術による並列−直列形電流帰還増幅器１３０に比べ、ノイズを低減しつつ、帯域も維持しかつ信号歪も抑制できる。具体的には、抵抗２０を用いたことでノイズが低減される一方、キャパシタ２１，２２を用いたことで広帯域を実現でき、さらにトランジスタ３０を用いたことでトランジスタ１０のコレクタ−エミッタ間電圧が大きくなって信号歪が抑制されると同時にノイズもさらに低減される。また、電流増幅率｜Ａ｜も、並列−直列形電流帰還増幅器１３０と同程度の大きさを維持している。以下、効果ごとに詳しく説明する。

まず、ノイズの低減について説明する。並列−直列形電流帰還増幅器２ａの出力信号ｖ_ｏに現れるノイズの大きさは、式（４）に示す出力雑音電圧（Ｖ_ｏ ^２／Δｆ）^０．５によって表される。式（４）中、ｉ_ｉ ^２／Δｆは入力換算雑音電流であり、式（５）で表される。｜Ａ｜・ｚ_Ｌは電流電圧変換ゲインである。式（５）において、右辺１項目，２項目，３項目はそれぞれ入力換算雑音電流源による項，入力換算雑音電圧源による項，帰還抵抗１６及びゼロ点補償素子１５の熱雑音による項である。また、ｑは素電荷、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、Δｆは測定周波数帯域（Ｈｚ）である。ｒ_ｅ１，ｒ_ｂ１はそれぞれトランジスタ１０のエミッタ抵抗，入力直列抵抗であり、βはトランジスタ１０のエミッタ接地電流増幅率（＞１）である。Ｚ_１，Ｚ_２はそれぞれゼロ点補償素子１４，１５のインピーダンスである（Ｚ_１＝Ｒ_Ｅ１｜｜Ｃ_１，Ｚ_２＝Ｒ_Ｅ２｜｜Ｃ_２）。Ｉ_Ｃ１，Ｉ_Ｂ１はそれぞれトランジスタ１０のコレクタ電流，ベース電流であり、Ｉ_Ｂ３はトランジスタ３０のベース電流である。

式（５）の１項目は、式（１）の１項目と同様に、抵抗２０の挿入と抵抗１２を大きくし、トランジスタ１０のコレクタ電流，ベース電流を小さくすることによって、小さくなる。すなわち、図１５の並列−直列形電流帰還増幅器１３０では、出力雑音電圧は１ＭＨｚで３．３３８×１０^−８（Ｖ／Ｈｚ^０．５）であるのに対し、図１６に示すように、まず抵抗１４６を挿入した時は、１ＭＨｚで２．６８４×１０^−８（Ｖ／Ｈｚ^０．５）と低減され、さらに抵抗１４０を大きくすると、１ＭＨｚで２．０３×１０^−８（Ｖ／Ｈｚ^０．５）とさらに低減される。また、この状態から、エミッタフォロワを構成するバイポーラトランジスタ３０を追加したことにより、出力雑音電圧はさらに低減される。すなわち、図１の並列−直列形電流帰還増幅器２aにおいて、トランジスタ１０のベース電圧が小さくなって、トランジスタ１０のコレクタ電流Ｉ_Ｃ１，ベース電流Ｉ _Ｂ１ をさらに小さくすることができると同時に、トランジスタ３０のベース電流Ｉ_Ｂ３はＩ_Ｂ３＝Ｉ_Ｂ２／βと小さくなるため、式（５）の１項目が低減される。また、トランジスタ３０のベース電流Ｉ_Ｂ３が小さくなるため、さらに抵抗２０と抵抗１２の値を大きくすることができ、出力雑音電圧が低減される。このように、トランジスタ３０の追加により、抵抗２０のように直接的に電流増幅率｜Ａ｜を小さくすることなしに、出力雑音電圧の低減が行える。図１６の状態から、トランジスタ３０の追加後の出力雑音電圧は１ＭＨｚで１．５８×１０^−８（Ｖ／Ｈｚ^０．５）となり、さらに低減されていることが分かる。

式（５）の２項目については、｜Ｚ_１｜＝Ｒ_Ｅ１／｛１＋（ω・Ｃ_１・Ｒ_Ｅ１）^２｝^０．５、｜Ｚ_２｜＝Ｒ_Ｅ２／｛１＋（ω・Ｃ_２・Ｒ_Ｅ２）^２｝^０．５より、Ｒ_Ｆ≫｜Ｚ_２｜である場合、分母の値には高周波でもほとんど変化がなく、分子の｜Ｚ_１｜が高周波になるほど小さくなってくるため、キャパシタ２１を追加してゼロ点補償素子とすることで高周波でのノイズが小さくなってくる。式（５）の３項目についても、Ｒ_Ｆ≫｜Ｚ_２｜である場合には分母の値には高周波でもほとんど変化がなく、ノイズの増加はほとんどない。

図２（ａ）は、並列−直列形電流帰還増幅器２ａと図１５に示した並列−直列形電流帰還増幅器１３０それぞれについて、対周波数でノイズの大きさをシミュレートした結果を示す図である。図２（ａ）において、横軸は周波数（Ｈｚ）であり、縦軸は式（４）に示した出力雑音電圧（Ｖ_ｏ ^２／Δｆ）^０．５の大きさ（Ｖ／Ｈｚ^０．５）である。ただし、横軸は対数軸としている。

並列−直列形電流帰還増幅器２ａのシミュレーションには式（５）を用い、並列−直列形電流帰還増幅器１３０のシミュレーションには式（１）を用いた。シミュレーション条件としては、帯域を１５０ＭＨｚ以上（６倍速ブルーレイディスク用）とするとともに、電源電圧４．５Ｖ〜５．５Ｖかつ温度０℃〜１００℃の下でプロセスモデルの条件をふった時の信号歪のワースト値が３％を超えないようにし、この条件でできる限りノイズが小さくなるように設計した。並列−直列形電流帰還増幅器１３０では帯域と信号歪の観点から、並列−直列形電流帰還増幅器２ａと比べて、抵抗値Ｒ_Ｆは０．６倍、抵抗値Ｒ_Ｌは０．２倍と小さくなっているが、その分抵抗値ｚ_Ｌは１．４５倍と大きくなっていて、電流電圧変換ゲイン｜Ａ｜・ｚ_Ｌは同じ値９３．９７ｄＢになっている。また、Ｃ_ＰＤは０．１ｐＦとした。

図２（ａ）に示すように、少なくとも約２×１０^８Ｈｚ（２００ＭＨｚ）以下では、並列−直列形電流帰還増幅器２ａのノイズの大きさは、並列−直列形電流帰還増幅器１３０のそれに比べて小さくなっている。６倍速ブルーレイディスクの信号帯域が９７．２ＭＨｚ（１倍速の信号帯域１６．２ＭＨｚの６倍）であることを考慮すると、並列−直列形電流帰還増幅器２ａではノイズが低減されていると言える。出力雑音電圧を比較すると、並列−直列形電流帰還増幅器１３０では、１ＭＨｚで３．３３８×１０^−８（Ｖ／Ｈｚ^０．５）、１００ＭＨｚで２．９５８×１０^−８（Ｖ／Ｈｚ^０．５）、並列−直列形電流帰還増幅器２ａでは、１ＭＨｚで１．５７５×１０^−８（Ｖ／Ｈｚ^０．５）、１００ＭＨｚで１．９３４×１０^−８（Ｖ／Ｈｚ^０．５）となっており、低減されている。

なお、より広帯域な信号帯域を有する光ディスク（例えば信号帯域が約１６２ＭＨｚである１０倍速ブルーレイディスク）を用いる場合、Ｒ_Ｆ，Ｒ_Ｅ１，Ｒ_Ｅ２，ｚ_Ｌ，Ｃ_ＰＤ，Ｃ_１，Ｃ_２，Ｒ_Ｌの各値を適宜調節することで、帯域２５３ＭＨｚを実現するこができ、信号帯域に応じた広帯域で、並列−直列形電流帰還増幅器１３０に比べて低いノイズを実現することが可能になる。

次に、信号歪の抑制について説明する。

信号歪は、特にトランジスタ３０を設けたことによって抑制される。すなわち、トランジスタ３０を設けたことによって抵抗１２での電圧降下が小さくなるので、トランジスタ１０が余裕を持って動作できるようになり、信号歪が抑制される。以下、詳しく説明する。

図１５に示した背景技術による並列−直列形電流帰還増幅器１３０では、抵抗１４０での電圧降下はＲ_Ｌ×（Ｉ_Ｃ１＋Ｉ_Ｂ２）である。これに対し、本実施の形態による並列−直列形電流帰還増幅器２ａでは、抵抗１２での電圧降下はＲ_Ｌ×（Ｉ_Ｃ１＋Ｉ_Ｂ２／β）となる。ただし、トランジスタ３０のコレクタ接地電流増幅率がトランジスタ１０のエミッタ接地電流増幅率β（＞１）と同一であるとしている。

以上の結果から明らかなように、並列−直列形電流帰還増幅器２ａでは、抵抗１２での電圧降下が背景技術に比べてＩ_Ｂ２（１−１／β）だけ小さくなっている。したがって、その分トランジスタ１０のコレクタ−エミッタ間電圧が背景技術に比べて大きくなり、信号歪が抑制される。図１５に示した並列−直列形電流帰還増幅器１３０において、図１６に示したように抵抗１４６を挿入し、かつ抵抗１４０を大きくしてノイズの低減を行った状態で信号歪をシミュレートしてみると、１ＭＨｚで１．４９％となる。これに対し、図１６の状態から、エミッタフォロワを追加した場合は同じようにシミュレートを行うと、信号歪は１ＭＨｚで０．５８％となる。このように、エミッタフォロワを追加すれば、信号歪が小さくなる。

図３は、並列−直列形電流帰還増幅器２ａにおいてトランジスタ３０が（ａ）ある場合と（ｂ）ない場合のそれぞれについて、電流信号ｉ_ｓを正弦波信号（０μＡ〜４μＡで振動する正弦波信号）とした場合のトランジスタ１０のコレクタ、ベース、エミッタの電圧変化をシミュレートした結果を示している。図３（ａ）（ｂ）において、横軸は時間（μｓｅｃ）であり、縦軸は電圧（Ｖ）である。なお、Ｒ_Ｆ，Ｒ_Ｅ１，Ｒ_Ｅ２，Ｒ_Ｌ，ｚ_Ｌ，Ｃ_ＰＤ，Ｃ_１，Ｃ_２の各値は、図２（ａ）と同じものを使用した。

図３（ａ）（ｂ）それぞれにおいてコレクタ−エミッタ間の最小電位差に着目すると、トランジスタ３０がある場合（ａ）では約０．５２５Ｖであり、この値に基づいて算出される信号歪は１ＭＨｚで０．４８％、１００ＭＨｚで１．１４％であるのに対し、トランジスタ３０がない場合（ｂ）では約０．２６７Ｖしかなく、この値に基づいて算出される信号歪は１ＭＨｚで０．８４％、１００ＭＨｚで４．６２％と、周波数が高くなるほど大幅に悪化する。このように、並列−直列形電流帰還増幅器２ａではトランジスタ１０のコレクタ−エミッタ間電圧を大きくすることが実現されている。したがって、トランジスタ１０は並列−直列形電流帰還増幅器１３０のトランジスタ１４２に比べて余裕を持って動作でき、信号歪が抑制される。

次に、帯域の維持について説明する。

並列−直列形電流帰還増幅器２ａにおいてキャパシタ２１，２３がないとした場合、前述のようにノイズと信号歪は十分に改善される一方で、帯域は、式（２）から理解されるように、主に抵抗値２０の追加により大幅に悪化する。並列−直列形電流帰還増幅器２ａでは、キャパシタ２１，２３を設けたことにより帯域の改善も実現している。その原理については後述することとし、ここでは結果のみを示す。

図２（ｂ）は、キャパシタ２１，２３の静電容量の５つの組み合わせについて、出力信号ｖ_ｏの出力レベルをシミュレートした結果を示す図である。図２（ｂ）において、横軸は周波数（Ｈｚ）であり、縦軸は出力レベル（ｄＢ）である。ただし、横軸は対数軸としている。Ｒ_Ｆ，Ｒ_Ｅ１，Ｒ_Ｅ２，Ｒ_Ｌ，ｚ_Ｌ，Ｃ_ＰＤの各値は、図２（ａ）と同じものを使用した。キャパシタ２１，２３のあり、なしの５種類の組み合わせと、組み合わせごとの出力のカットオフ周波数ｆ_Ｃの値を表１に示す。表の左端の数字は、図２（ｂ）中の丸囲み数字と対応している。

図２（ｂ）に示すように、低周波数帯における出力信号ｖ_ｏの出力レベルは、Ｃ_１，Ｃ_２の静電容量によらず９３．９７ｄＢである。出力レベルがこの９３．９７ｄＢから３ｄＢ下がる周波数をカットオフ周波数ｆ_Ｃという。

図２（ｂ）及び表１に示したｆ_Ｃから理解されるように、Ｃ_１，Ｃ_２を両方とも設けない場合（３）には、帯域が大幅に悪化している。これは、抵抗値Ｒ_Ｅ１を追加したことによる影響である（式（２）を参照）。また、（４）（５）はＣ_１，Ｃ_２のいずれか一方を設けた場合において、帯域の盛り上がりがなく出力帯域がフラットになる条件、すなわち、信号歪が悪化しない条件で値を定めた場合であるが、表１に示したように、カットオフ周波数ｆ_Ｃが１５０ＭＨｚ以上にならない。Ｃ_１のみを設けた場合（４）については、値を大きくしてブーストさせ、信号歪が２％になった状態でも、カットオフ周波数ｆ_Ｃは最大で１３５ＭＨｚまでにしかならない。Ｃ_２のみを設けた場合（５）については、帯域は盛り上がりがなくフラットな特性になるが、ノイズが大幅に悪化する。図４は、この場合の出力雑音電圧をプロットした図である。同図に示すように、Ｃ_２のみを設けた場合の出力雑音電圧は、大幅にブーストされて悪化する。具体的な出力雑音電圧は１００ＭＨｚで８．３７８×１０^−８（Ｖ／Ｈｚ^０．５）となっており、また信号歪も６０ＭＨｚで７．７４％と大幅に悪化している。すなわち、最終段の出力のみで帯域を改善しようとすると、ノイズと信号歪が大幅に悪化するため、好ましくない。

なお、後ほど詳しく説明するが、Ｃ_１のみを設けた場合には、新たに極点が発生するために広帯域を実現することができない。これに対し、Ｃ_１，Ｃ_２を後述のように適切に決めれば、６倍速ブルーレイディスクに必要なカットオフ周波数ｆ_Ｃ＝１５０ＭＨｚや１０倍速ブルーレイディスク必要なカットオフ周波数ｆ_Ｃ＝２５０ＭＨｚを実現することが可能になる。

以上説明したように、本実施の形態による光学機器１によれば、ノイズを低減しつつ、帯域も維持しかつ信号歪も抑制できる。

次に、Ｒ_Ｅ１，Ｒ_Ｅ２，Ｃ_１，Ｃ_２の好ましい値について、詳しく説明する。

Ｒ_Ｅ１，Ｒ_Ｅ２，Ｃ_１，Ｃ_２の好ましい値は、トランジスタ１０の入力での伝達関数Ｇ１（ｓ）、トランジスタ１０の伝達関数Ｇ２（ｓ）、及びトランジスタ１１の伝達関数Ｇ３（ｓ）を利用して求めることが可能である。

図５は、トランジスタ１０の入力での等価回路を示す図である。同図に示すように、トランジスタ１０の入力での等価回路は、帰還抵抗１６と、寄生容量５０ａと、トランジスタ１０の入力抵抗１０ａとからなるＲＣフィルタで構成される。帰還抵抗１６は、入力と出力を結ぶ配線Ｌに間挿される。寄生容量５０ａは、配線Ｌと接地端の間に挿入される。入力抵抗１０ａは、配線Ｌと接地端の間に直列に挿入されたトランジスタ１０のエミッタ抵抗１０ｅとゼロ点補償素子１４とを有している。なお、図５に示すように、実際には入力抵抗１０ａにはトランジスタ１０の入力直列抵抗（抵抗値ｒ_ｂ１）も含まれるが、抵抗値ｒ_ｂ１は他の回路要素に比べて極めて大きい値を有するために無視して差し支えないことから、伝達関数の計算では抵抗値ｒ_ｂ１を無視している。また、伝達関数の計算において、エミッタ抵抗１０ｅとゼロ点補償素子１４内の抵抗２０の各抵抗値はβ倍され、ゼロ点補償素子１４内のキャパシタ２１の静電容量は１／β倍される。以下では、図５にも示すように、β／ｇ_ｍ１（＝βｒ_ｅ１）をｒ_πと記述する。

トランジスタ１０の入力での伝達関数Ｇ１（ｓ）は入力信号Ｖｉと出力信号Ｖｏの比であり、具体的には次の式（６）のように表される。ただし、Ａ_０，Ａ_１，Ａ_２はそれぞれ式（７），式（８），式（９）で表される。

伝達関数Ｇ１（ｓ）は、１つのゼロ点周波数ｆ_１ｚと２つの極点周波数ｆ_１ｐ±とを有する。これらはそれぞれ、次の式（１０）〜式（１２）で表される。ここで、ゼロ点周波数は、出力レベル（ｄＢ）が低域の時と比べて３ｄＢ大きくなる周波数であり、極点周波数は、出力レベル（ｄＢ）が低域の時と比べて３ｄＢ小さくなる周波数である。

トランジスタ１０の伝達関数Ｇ２（ｓ）は、次の式（１３）で表される。また、伝達関数Ｇ２（ｓ）は１つのゼロ点周波数ｆ_２ｚと１つの極点周波数ｆ_２ｐとを有し、これらはそれぞれ、次の式（１４）及び式（１５）で表される。

トランジスタ１１の伝達関数Ｇ３（ｓ）は、次の式（１６）で表される。また、伝達関数Ｇ３（ｓ）も１つのゼロ点周波数ｆ_３ｚと１つの極点周波数ｆ_３ｐとを有し、これらはそれぞれ、次の式（１７）及び式（１８）で表される。

Ｃ_１がないとした場合、伝達関数Ｇ１（ｓ）の極点周波数は式（２）に示される周波数ｆ_Ｃ１の１つのみであるが、帯域改善のためにＣ_１を追加した場合、式（１０）〜式（１２）に示したように、１つのゼロ点周波数ｆ_１ｚと２つの極点周波数ｆ_１ｐ±とが生成されることになる。一方、トランジスタ１０の伝達関数Ｇ２（ｓ）は、１つのゼロ点周波数ｆ_２ｚと１つの極点周波数ｆ_２ｐを生成するため、伝達関数Ｇ１（ｓ）の２つの極点周波数のうちの１つしか打ち消すことができない。このことが、Ｃ_１のみの追加では帯域を改善することができなかった理由である。

よって、 Ｒ_Ｅ１，Ｒ_Ｅ２，Ｃ_１，Ｃ_２の値は、伝達関数Ｇ１（ｓ）の２つの極点周波数ｆ_１ｐ±が、伝達関数Ｇ２（ｓ），Ｇ３（ｓ）のゼロ点周波数ｆ_２ｚ，ｆ_３ｚによって打ち消されるように決定する。

図６は、伝達関数Ｇ１（ｓ），Ｇ２（ｓ），Ｇ３（ｓ）のシミュレーション結果の一例を示す図である。ただし、横軸は周波数（Ｈｚ）の対数軸としている。同図には、ゼロ点周波数ｆ_１ｚ，ｆ_２ｚ，ｆ_３ｚと、極点周波数ｆ_１ｐ＋，ｆ_１ｐ−，ｆ_２ｐの位置も示している。極点周波数ｆ_３ｐについては、この例では１ＧＨｚを超える値となるので、図には現れていない。また、同図には、伝達関数Ｇ１（ｓ）とＧ２（ｓ）の加算関数Ｇ１（ｓ）＋Ｇ２（ｓ）、伝達関数Ｇ１（ｓ）乃至Ｇ３（ｓ）の加算関数Ｇ１（ｓ）＋Ｇ２（ｓ）＋Ｇ３（ｓ）についても同様に示している。加算関数Ｇ１（ｓ）＋Ｇ２（ｓ）は負帰還のループの伝達関数を表しており、位相補償の観点からも、Ｇ１（ｓ）とＧ２（ｓ）で極点周波数とゼロ点周波数が打ち消すように、Ｒ_Ｅ１，Ｃ_１の値を設定することが好ましい。こうすることにより、負帰還ループにおいて、位相が回りすぎて、位相余裕がなくなるのを防ぐことができ、発振することなく安定的に動作することができる。また、加算関数Ｇ１（ｓ）＋Ｇ２（ｓ）＋Ｇ３（ｓ）は、図５のＶ_ｉから並列−直列形電流帰還増幅器２ａの出力までの伝達関数を表している。

図６の例では、極点周波数ｆ_１ｐ−とゼロ点周波数ｆ_２ｚとが等しくなるように、Ｒ_Ｅ１，Ｃ_１の値を設定している。Ｒ_Ｅ１が大きい場合には、ｆ_１ｐ−は、Ｒ_ＦとＣ_ＰＤのみで決まるカットオフ周波数と近い値となる。ｆ_１ｐ−とｆ_２ｚの具体的な値は、ともに約３．２ＭＨｚである。このようにしているため、伝達関数Ｇ１（ｓ）の極点が伝達関数Ｇ２（ｓ）のゼロ点によって打ち消され、加算関数Ｇ１（ｓ）＋Ｇ２（ｓ）や加算関数Ｇ１（ｓ）＋Ｇ２（ｓ）＋Ｇ３（ｓ）は、約３．２ＭＨｚのところでほぼ０となってフラットな特性になっている。また、式（１５）より、伝達関数Ｇ１（ｓ）のゼロ点周波数ｆ_１ｚと伝達関数Ｇ２（ｓ）の極点周波数ｆ_２ｐが等しくなるため、加算関数Ｇ１（ｓ）＋Ｇ２（ｓ）や加算関数Ｇ１（ｓ）＋Ｇ２（ｓ）＋Ｇ３（ｓ）でもこれらが打ち消されている。このことは、極点周波数ｆ_１ｐ−とゼロ点周波数ｆ_２ｚとが等しくなるようにＲ_Ｅ１，Ｃ_１の値を設定したことにより、並列−直列形電流帰還増幅器２ａの出力帯域が広帯域化したことを意味している。すなわち、同じ負帰還のループ内で極点とゼロ点とで打ち消すことによって、広帯域が実現できる。なお、極点周波数ｆ_１ｐ−をＧ３（ｓ）のゼロ点周波数ｆ_３ｚで打ち消そうとしても、負帰還がかかって回路が動作している状態ではうまく打ち消せず、前述のように、ノイズと信号歪が大幅に悪化する。

また、図６の例ではさらに、極点周波数ｆ_１ｐ＋がゼロ点周波数ｆ_３ｚによって打ち消されるように、Ｒ_Ｅ２，Ｃ_２の値を設定している。極点周波数ｆ_１ｐ＋は、極点周波数ｆ_１ｐ−よりかなり大きい値となっている。本来は、上記同様に、同じ負帰還のループ内で打ち消すのが好ましいが、ここでは、最終出力段のゼロ点周波数ｆ_３ｚで極点周波数ｆ_１ｐ＋の影響を打ち消そうとしている。もちろん、同じ負帰還のループ内で打ち消せるように、トランジスタ３０やトランジスタ１１のベースと接地端の間に抵抗とキャパシタを直列に接続して、別のゼロ点を新たに生成するようにしてもよい。その結果、図６に示すように、加算関数Ｇ１（ｓ）＋Ｇ２（ｓ）＋Ｇ３（ｓ）では、加算関数Ｇ１（ｓ）＋Ｇ２（ｓ）に比べてカットオフ周波数が高くなっている。このことは、極点周波数ｆ_１ｐ＋がゼロ点周波数ｆ_３ｚによって打ち消されるようにＲ_Ｅ２，Ｃ_２の値を設定したことにより、並列−直列形電流帰還増幅器２ａの出力帯域がさらに広帯域化したことを意味している。

このように、伝達関数Ｇ１（ｓ）乃至Ｇ３（ｓ）の極点周波数とゼロ点周波数を利用すれば、並列−直列形電流帰還増幅器２ａの出力帯域が広帯域化するよう、Ｒ_Ｅ１，Ｒ_Ｅ２，Ｃ_１，Ｃ_２の値を決定することが可能になる。具体的には、使用する光ディスクで必要とされる出力帯域まで高帯域化しつつ、かつ信号歪が所定値以下となるように、Ｒ_Ｅ１，Ｒ_Ｅ２，Ｃ_１，Ｃ_２の値を決定することが好ましい。以下、具体的な決定手順について説明する。

前提として、ここでは光ディスクを６倍速のブルーレイディスクを用いることにすると、必要とされる出力帯域の条件はｆ_Ｃ（出力信号ｖ_ｏのカットオフ周波数）≧１５０ＭＨｚとなる。また、一般的に、電源電圧が５Ｖ、温度が２７℃でプロセスモデルがノミナルの条件の時の信号歪は２％以下であることが好ましい。なお、信号歪(Total Harmonic Distortion)は、出力信号ｖ_ｏをフーリエ級数展開することにより得られる２次以降の高調波の出力レベルの、１次の基本波の出力レベルに対する割合により表される。

まず、抵抗値Ｒ_Ｅ１と静電容量Ｃ_１を調節することによりｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−を１、すなわち極点周波数ｆ_１ｐ−とゼロ点周波数ｆ_２ｚとが等しくなる近傍で離散的に変化させる。そして、ｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−の値ごとに、抵抗値Ｒ_Ｅ２と静電容量Ｃ_２を調節することによりｆ_３ｚ／ｆ_１ｐ＋の値を離散的に変化させ、その都度カットオフ周波数ｆ_Ｃと信号歪を算出する。その結果、ｆ_Ｃ≧１５０ＭＨｚであり、かつ信号歪が２％以下であるようなｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−とｆ_３ｚ／ｆ_１ｐ＋の組み合わせが見い出されたら、その組み合わせに対応するＲ_Ｅ１，Ｒ_Ｅ２，Ｃ_１，Ｃ_２の各値を採用する。実際は、電流増幅率｜Ａ｜やノイズの観点から抵抗値Ｒ_Ｅ１と抵抗値Ｒ_Ｅ２はほぼ決まっているため、この値に合わせて、ｆ_２ｚ、ｆ_３ｚの値を決めるために、Ｃ_１，Ｃ_２の各値を決めることになる。これらｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−とｆ_３ｚ／ｆ_１ｐ＋の値は、帯域と信号歪にとって、重要な指標となる。すなわち、これらが打ち消しあっていて１に近いことが帯域と信号歪両方にとって好ましいが、１より大きくてゼロ点周波数が大きくなると、帯域の落ち込みが大きくなって帯域を改善することができなくなり、１より小さくてゼロ点周波数が小さくなると、帯域の盛り上がり（過度なブースト）が生じ、信号歪が悪化してくる。信号歪の観点からは、ｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−とｆ_３ｚ／ｆ_１ｐ＋の値は１以上となるのが好ましい。このことは、ノイズについても言え、ブーストが大きいとその分ノイズは悪化する。

図７（ａ）は、Ｒ_Ｆ，Ｒ_Ｌ，ｚ_Ｌ，Ｃ_ＰＤの値として図２（ａ）と同じものを使用した場合の、ｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−とｆ_３ｚ／ｆ_１ｐ＋の関係を示すグラフである。同図には、ｆ_Ｃ＝１５０ＭＨｚとなる点と、信号歪が２％となる点とをプロットしてある。

図７（ａ）に示す領域Ｓ１では、ｆ_Ｃ≧１５０ＭＨｚであり、かつ信号歪が２％以下となっている。したがって、Ｒ_Ｅ１，Ｒ_Ｅ２，Ｃ_１，Ｃ_２の各値は、ｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−とｆ_３ｚ／ｆ_１ｐ＋とが領域Ｓ１内の値を取るよう決定すればよい。具体的には、図７から明らかなように、０．５１≦ｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−≦２．３７となるようにＲ_Ｅ１，Ｃ_１の各値を決定し、さらに決定したＲ_Ｅ１，Ｃ_１の各値を用いて算出されるｆ_３ｚ／ｆ_１ｐ＋が領域Ｓ１内に入るよう、Ｒ_Ｅ２，Ｃ_２の各値を決定すればよい。こうすることで、ｆ_Ｃ≧１５０ＭＨｚであり、かつ信号歪が２％以下となる並列−直列形電流帰還増幅器２ａを実現することが可能になる。信号歪の観点からは１≦ｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−が好ましいとしたが、信号歪が２％以下の条件では、上記のようになる。

ｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−を用いずにＲ_Ｅ１，Ｒ_Ｅ２，Ｃ_１，Ｃ_２の各値を決定してもよい。この場合、１．０４≦ｆ_３ｚ／ｆ_１ｐ＋≦３．１１を満たすように、Ｒ_Ｅ１，Ｒ_Ｅ２，Ｃ_１，Ｃ_２の各値を決定すればよい。以下、詳しく説明する。

図７（ｂ）は、Ｒ_Ｆ，Ｒ_Ｌ，ｚ_Ｌ，Ｃ_ＰＤの値として図２（ａ）と同じものを使用した場合の、ｆ_１ｐ＋／ｆ_ａとｆ_３ｚ／ｆ_１ｐ＋の関係を示すグラフである。ただし、ｆ_aは、並列−直列形電流帰還増幅器２ａにおいてキャパシタ２３の静電容量Ｃ_２＝０とした場合の出力信号のカットオフ周波数である。同図にも、図７（ａ）と同様、ｆ_Ｃ＝１５０ＭＨｚとなる点と、信号歪が２％となる点とをプロットしてある。

極点周波数ｆ_１ｐ−とゼロ点周波数ｆ_２ｚとが適切に打ち消しあっていない時や寄生容量などの影響が大きい時には、極点周波数ｆ_１ｐ＋とカットオフ周波数ｆ_aが一致しなくなる。そして、極点周波数ｆ_１ｐ＋とカットオフ周波数ｆ_aが大きくずれてくると、ｆ_３ｚ／ｆ_１ｐ＋の値も、ｆ_１ｐ＋／ｆ_ａ＝１の時にｆ_３ｚ／ｆ_１ｐ＋がとる値から大きくずれてくることになる。ｆ_３ｚ／ｆ_１ｐ＋の値が大きくずれることは、帯域や信号歪の観点から好ましくない。よって、ｆ_３ｚ／ｆ_１ｐ＋の好ましい範囲を、極点周波数ｆ_１ｐ＋とカットオフ周波数ｆ_aが概ね等しくなる範囲内で決定すればよい。具体的には、０．７≦ｆ_１ｐ＋／ｆ_ａ≦１．３（±３０％）の範囲でｆ_３ｚ／ｆ_１ｐ＋の好ましい範囲を決定することが好適である。図７から明らかなように、この範囲内で許容されるｆ_３ｚ／ｆ_１ｐ＋の範囲は１．０４≦ｆ_３ｚ／ｆ_１ｐ＋≦３．１１である。したがって、１．０４≦ｆ_３ｚ／ｆ_１ｐ＋≦３．１１となるようにＲ_Ｅ１，Ｒ_Ｅ２，Ｃ_１，Ｃ_２の各値を決定することで、ｆ_Ｃ≧１５０ＭＨｚであり、かつ信号歪が２％以下となるとともに、極点周波数ｆ_１ｐ−とゼロ点周波数ｆ_２ｚとが適切に打ち消される並列−直列形電流帰還増幅器２ａを実現することが可能になる。

また、上記の考えに基づいて、Ｃ_２がない状態でのカットオフ周波数ｆ_aとの比を用いて、ｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−の範囲を決めることもできる。ｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−の値が０．５１≦ｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−≦１．９９を満たすように、Ｒ_Ｅ１，Ｃ_１の各値を決めることもできる。以下、これらの点について説明する。

図８は、Ｒ_Ｆ，Ｒ_Ｌ，ｚ_Ｌ，Ｃ_ＰＤの値として図２（ａ）と同じものを使用した場合の、ｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−とｆ_３ｚ／ｆ_ａの関係を示すグラフである。同図にも、図７（ａ）などと同様、ｆ_Ｃ＝１５０ＭＨｚとなる点と、信号歪が２％となる点とをプロットしている。

図８に示すように、０．５１≦ｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−≦１．９９の領域ではｆ_３ｚ／ｆ_ａの値はｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−の変化に対して平坦であるが、ｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−が１．９９を超えるとｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−の変化に対して急激に変化するようになる。安定した特性を得るためにはｆ_３ｚ／ｆ_ａの値がｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−の変化に対してあまり変化しないことが好ましいことから、０．５１≦ｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−≦１．９９とすることが好ましい。ｆ_３ｚ／ｆ_ａの値が急激に大きくなる場合について説明する。Ｃ_１が小さくなって、ゼロ点周波数ｆ_２ｚが大きくなり、ｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−が１．９９を超えてくると、途中の帯域の落ち込みをカバーできなくなるため、ｆ_ａの値が急激に小さくなり、ｆ_３ｚ／ｆ_ａの値は急激に大きくなってくる。即ち、この時、帯域が悪化する。一方、Ｃ_１が大きくなって、ゼロ点周波数ｆ_２ｚが小さくなり、ｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−が０．５１より小さくなってくると、帯域の盛り上がりが出てくる一方、もう１つの極点周波数ｆ_１ｐ＋が小さくなってくるため、Ｃ_１を大きくしても、ｆ_ａの変化が小さくなり、ｆ_ａの値は大きくならない。この時、帯域と信号歪の観点から、Ｃ_１が大きくなってくると、Ｃ_２を小さくしていく必要があり、ｆ_３ｚは大きくなるため、ｆ_３ｚ／ｆ_ａの値は同様に急激に大きくなってくる。即ち、この時、帯域と信号歪が悪化する。よって、ｆ_３ｚ／ｆ_ａの値が急激に大きくなる場合は、帯域と信号歪が悪化する時であるため、ｆ_３ｚ／ｆ_ａの値が安定しているｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−の範囲、即ち０．５１≦ｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−≦１．９９の範囲が好ましい。

図８からまずｆ_３ｚ／ｆ_ａを決めてもよい。この場合、帯域と信号歪の観点から、ｆ_３ｚ／ｆ_ａの変化が少ない範囲として、１．３≦ｆ_３ｚ／ｆ_ａ≦２．８となるようにＲ_Ｅ２，Ｃ_２の各値を決定し、その上でｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−が図８に示した領域Ｓ２内に入るよう、Ｒ_Ｅ１，Ｃ_１の各値を決定すればよい。もともと信号歪の観点からは、１≦ｆ_３ｚ／ｆ_ａが好ましいが、上記はこの条件を満たしている。

図９（ａ）〜図１１は、静電容量Ｃ_１，Ｃ_２の１３通りの組み合わせについて、出力信号ｖ_ｏの出力レベルをシミュレートした結果を示す図である。ただし、Ｒ_Ｆ，Ｒ_Ｅ１，Ｒ_Ｅ２，Ｒ_Ｌ，ｚ_Ｌ，Ｃ_ＰＤの値は、図２（ａ）と同じものを使用している。Ｃ_１は、図９（ａ）、図９（ｂ）、図１０（a）、図１０（ｂ）、図１１の順に大きい値となっている。つまり、Ｃ_１は、ｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−が小さいほど大きな値となる。また、Ｃ_２は、ｆ_３ｚ／ｆ_１ｐ＋が大きいほど小さい値となる。これらの各図において、ｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−等の具体的な値は次の表２のようになっている。なお、表２において、信号歪の単位は％、周波数の単位はＭＨｚである。信号歪については、ｆ_Ｃが概ね１５０ＭＨｚ以上である場合のみを掲載し、他は省略している。

図９（ａ）の例では、静電容量Ｃ_１が小さすぎてｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−＝２．６２とゼロ点周波数ｆ_２ｚが大きいため、帯域の落ち込みが大きくなり、静電容量Ｃ_２をいかなる値としても、信号歪が２％以下の条件ではカットオフ周波数ｆ_Ｃの向上が望めない。また、図１１の例では、静電容量Ｃ_１が大きすぎて、ｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−＝０．５とゼロ点周波数ｆ_２ｚが小さいため、帯域の盛り上がりが大きくなり、信号歪が悪化するとともに、極点周波数ｆ_１ｐ＋が小さくなり、静電容量Ｃ_２をいかなる値としても、信号歪が２％以下の条件ではカットオフ周波数ｆ_Ｃの向上が望めない。一方、図９（ｂ）、図１０（ａ）、図１０（ｃ）の例では、ｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−が１に近く、適度な値を有しており、ｆ_３ｚ／ｆ_１ｐ＋を適切に選択することにより、１５０ＭＨｚ以上のｆ_Ｃを得ることができる。中でも、図１０（ａ）に示したｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−＝１の例では、カットオフ周波数ｆ_Ｃ以下の領域で出力レベルがほぼ平坦となっており、最も好ましいと言える。

以上説明してきたように、Ｒ_Ｅ１，Ｒ_Ｅ２，Ｃ_１，Ｃ_２の好ましい値は、伝達関数Ｇ２（ｓ）のゼロ点周波数ｆ_２ｚの伝達関数Ｇ１（ｓ）の一方の極点周波数ｆ_１ｐ−に対する比ｆ_２ｚ／ｆ_１ｐ−と、伝達関数Ｇ３（ｓ）のゼロ点周波数ｆ_３ｚの伝達関数Ｇ１（ｓ）の他方の極点周波数ｆ_１ｐ＋に対する比ｆ_３ｚ／ｆ_１ｐ−とを指標として決定することが好適である。

図１２は、本発明の第２の実施の形態による光学機器１の回路図である。同図に示すように、本実施の形態による光学機器は、並列−直列形電流帰還増幅器２ａに代えて並列−直列形電流帰還増幅器２ｂを備える他、Ｉ−Ｖアンプ４０も備えている。

並列−直列形電流帰還増幅器２ｂは、出力負荷抵抗１３を有しない点で並列−直列形電流帰還増幅器２ａと相違している。Ｉ−Ｖアンプ４０は、オペアンプ４１と抵抗値ｚ_Ｌの帰還抵抗４２（第２の帰還抵抗）とを有している。並列−直列形電流帰還増幅器２ｂ内のトランジスタ１１のコレクタは、オペアンプ４１の反転入力端子に接続されている。出力信号ｖ_ｏは、オペアンプ４１の出力端子から取り出される。

オペアンプ４１の非反転入力端子には、定電圧源からリファレンス電圧Ｖｒｅｆが供給される。したがって、オペアンプ４１の非反転入力端子の電圧Ｖ_＋は常時Ｖｒｅｆに等しくなっており、オペアンプ４１の仮想短絡により、オペアンプ４１の反転入力端子の電圧Ｖ₋も常時Ｖｒｅｆに等しくなっており、トランジスタ１１のコレクタ電圧も同様に常時リファレンス電圧Ｖｒｅｆに等しくなっている。出力信号ｖ_ｏは、並列−直列形電流帰還増幅器２ｂの出力電流をｉ_ｏとすると、Ｖｒｅｆ＋ｚ_Ｌ×ｉ_ｏとなる。

以上の構成において、並列−直列形電流帰還増幅器２ｂの電流増幅率｜Ａ｜は、次の式（１９）で表される。

式（１９）を式（３）と比較すると、抵抗値Ｒ_Ｅ１，Ｒ_Ｅ２がそれぞれインピーダンスＺ_１，Ｚ_２で置き換わっていることの他に、式（３）で登場していた抵抗値ｚ_Ｌが式（１９）には現れていないことが理解される。つまり、並列−直列形電流帰還増幅器２ｂの電流増幅率｜Ａ｜から、出力負荷抵抗１３の抵抗値ｚ_Ｌに対する依存性が取り除かれている。これは、Ｉ−Ｖアンプ４０を設け、トランジスタ１１のコレクタ電圧を一定にしたことによるものである。

以上説明したように、本実施の形態による光学機器１によれば、並列−直列形電流帰還増幅器２ｂの電流増幅率｜Ａ｜から、出力負荷抵抗の抵抗値に対する依存性を取り除くことが可能になる。

図１３は、本発明の第３の実施の形態による光学機器１の回路図である。本実施の形態による光学機器１は、Ｉ−Ｖアンプ４０の非反転入力端子に並列−直列形電流帰還増幅器２ｂのレプリカ回路３が設けられるとともに、リファレンス電圧Ｖｒｅｆの供給源とＩ−Ｖアンプ４０の非反転入力端子との間に抵抗値ｚ_Ｌの抵抗４３（第４の抵抗）が設けられている点で、第２の実施の形態による光学機器１と相違する。以下、相違点を中心に説明する。

レプリカ回路３は、フォトダイオード５０から電流信号ｉ_ｓが入力されない場合の並列−直列形電流帰還増幅器２ｂの出力電流を出力する回路である。具体的には、並列−直列形電流帰還増幅器２ｂからキャパシタ２１，２３を取り除いた構成を有しており、その出力端子（トランジスタ１１のコレクタ）には、常にｉ_ｓ＝０のときの並列−直列形電流帰還増幅器２ｂの出力電流ｉ_ｏに等しい電流が流れている。以下、この電流をｉ_ｏ（ｉ_ｓ＝０）と記述する。

以上の構成により、オペアンプ４１の非反転入力端子の電圧Ｖ_＋は常時Ｖｒｅｆ−ｚ_Ｌ×ｉ_ｏ（ｉ_ｓ＝０）となる。したがって、オペアンプ４１の反転入力端子の電圧Ｖ₋も常時Ｖｒｅｆ−ｚ_Ｌ×ｉ_ｏ（ｉ_ｓ＝０）となるので、出力信号ｖ_ｏは、Ｖｒｅｆ−ｚ_Ｌ×ｉ_ｏ（ｉ_ｓ＝０）＋ｚ_Ｌ×ｉ_ｏとなる。

ここで、並列−直列形電流帰還増幅器２ｂの出力電流ｉ_ｏには、オフセットが生ずる場合がある。つまり、電流信号ｉ_ｓが０であるにも関わらず、出力電流ｉ_ｏが０とならない場合がある。第２の実施の形態による光学機器においてこのオフセットが生ずると、出力信号ｖ_ｏ＝Ｖｒｅｆ＋ｚ_Ｌ×ｉ_ｏにも同様のオフセットが生ずることになる。これに対し、本実施の形態による光学機器１では、出力信号ｖ_ｏからｉ_ｓ＝０のときの出力電流ｉ_ｏに応じた電圧ｚ_Ｌ×ｉ_ｏ（ｉ_ｓ＝０）が予め差し引かれているので、出力信号ｖ_ｏにはオフセットが生じない。

以上説明したように、本実施の形態による光学機器１によれば、電流信号ｉ_ｓが入力されない場合であっても並列−直列形電流帰還増幅器２ｂの出力電流ｉ_ｏが流れ続けることによってオペアンプ４１の出力電圧ｖ_ｏに生ずるオフセットを、キャンセルすることが可能になる。

以上、本発明の好ましい実施の形態について説明したが、本発明はこうした実施の形態に何等限定されるものではなく、本発明が、その要旨を逸脱しない範囲において、種々なる態様で実施され得ることは勿論である。

例えば、図１４は、本発明の第２の実施の形態の変形例による光学機器の回路図である。本実施の形態による光学機器は、並列−直列形電流帰還増幅器２ｂの基本増幅器部分に２段のアンプ３２が追加された構成を有し、それによって負帰還とされた並列−直列形電流帰還増幅器２ｃを備えている。追加されたアンプ３２は、それぞれエミッタフォロワを伴ってもよい。このような構成にすることにより、基本増幅器のゲインを大きくすることができ、したがって抵抗値ｚ_Ｌを小さくすることが可能になる。なお、アンプ３２は２段に限られるものではなく偶数段であればよい。例えば、４段、６段などより多数のアンプ３２を追加してもよい。偶数段としているのは、負帰還を実現するためである。また、負帰還のループ内で極点を全て打ち消すのが好ましいため、追加したアンプ３２のトランジスタのエミッタにも同様にゼロ点補償素子を追加してもよい。

また、上記実施の形態では基本増幅器のトランジスタとしてバイポーラトランジスタを用いたが、ＭＯＳトランジスタを用いてもよい。つまり、ＭＯＳトランジスタのソースにゼロ点補償素子を追加したり、ＭＯＳトランジスタの出力にソースフォロワを追加しても、上記同様にノイズの低減を行うことが可能になる。

また、本実施の形態ではフォトダイオードを例に説明したが、フォトダイオードに変えて、電流源や電流出力アンプなどの電流信号の増幅に適用してもよい。電流源や電流出力の素子には一般的に寄生容量が存在するので、周波数特性が必要とされる電流増幅器に適用することも可能である。

１ 光学機器
２ａ，２ｂ 並列−直列形電流帰還増幅器
３ レプリカ回路
１０ バイポーラトランジスタ（第１のトランジスタ）
１０ バイポーラトランジスタ（第３のトランジスタ）
１０ａ 入力抵抗
１０ｅ エミッタ抵抗
１２ 抵抗
１３ 出力負荷抵抗
１４，１５ ゼロ点補償素子
１６ 第１の帰還抵抗
２０ 第１の抵抗
２１ 第１のキャパシタ
２２ 第２の抵抗
２３ 第２のキャパシタ
３０ バイポーラトランジスタ（第２のトランジスタ）
３１ 定電流源
３２ アンプ
４０ Ｉ−Ｖアンプ
４１ オペアンプ
４２ 第２の帰還抵抗
４３ 第４の抵抗
５０ フォトダイオード
５０ａ フォトダイオードの寄生容量

Claims (9)

1. 寄生容量を有するフォトダイオードから出力される電流信号を増幅する並列−直列形電流帰還増幅器であって、
   ベースが前記フォトダイオードの出力端に接続され、エミッタが第１の抵抗を介して接地端に接続され、コレクタが第３の抵抗を介して電源配線に接続される第１のトランジスタと、
   ベースが前記第１のトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが前記電源配線に接続される第２のトランジスタと、
   ベースが前記第２のトランジスタのエミッタに接続され、エミッタが第２の抵抗を介して接地端に接続され、コレクタから出力信号が取り出される第３のトランジスタと、
   一端が前記第３のトランジスタのエミッタに接続され、他端が前記第１のトランジスタのベースに接続される第１の帰還抵抗と、
   前記第１の抵抗と並列に接続される第１のキャパシタと、
   前記第２の抵抗と並列に接続される第２のキャパシタと
   を備え、
   前記第１の抵抗の抵抗値、前記第２の抵抗の抵抗値、前記第１のキャパシタの静電容量、及び前記第２のキャパシタの静電容量は、前記第１の帰還抵抗、前記寄生容量、及び前記第１のトランジスタの入力抵抗によって構成される第１の伝達関数に現れる第１及び第２の極点周波数が、前記第１のトランジスタの伝達関数である第２の伝達関数のゼロ点周波数である第１のゼロ点周波数及び前記第３のトランジスタの伝達関数である第３の伝達関数のゼロ点周波数である第２のゼロ点周波数によって打ち消されるよう決定されることを特徴とする並列−直列形電流帰還増幅器。
2. 前記第１のゼロ点周波数の、前記第１の極点周波数に対する比は、０．５１以上２．３７以下である
   ことを特徴とする請求項１に記載の並列−直列形電流帰還増幅器。
3. 前記第１のゼロ点周波数の前記第１の極点周波数に対する比は、０．５１以上１．９９以下である
   ことを特徴とする請求項２に記載の並列−直列形電流帰還増幅器。
4. 前記第２のゼロ点周波数の、前記第２の極点周波数に対する比は、１．０４以上３．１１以下である
   ことを特徴とする請求項２又は３に記載の並列−直列形電流帰還増幅器。
5. 前記第２のゼロ点周波数の、前記第２のキャパシタの静電容量を０とした場合の前記出力信号のカットオフ周波数に対する比は、１．３以上２．８以下である
   ことを特徴とする請求項４に記載の並列−直列形電流帰還増幅器。
6. 請求項１乃至５のいずれか一項に記載の並列−直列形電流帰還増幅器を備えることを特徴とする光学機器。
7. 非反転入力端子にリファレンス電圧が供給されるオペアンプと、
   前記オペアンプの反転入力端子と出力端子の間に接続される第２の帰還抵抗とをさらに備え、
   前記第３のトランジスタのコレクタは前記反転入力端子に接続され、
   前記第３のトランジスタのコレクタの電位は、前記オペアンプの仮想短絡により前記リファレンス電圧となる
   ことを特徴とする請求項６に記載の光学機器。
8. 前記非反転入力端子に接続され、前記フォトダイオードから電流信号が入力されない場合の前記並列−直列形電流帰還増幅器の出力電流を出力するレプリカ回路と、
   一端が前記非反転入力端子に接続され、他端にリファレンス電圧が供給される第４の抵抗とをさらに備え、
   前記第４の抵抗の抵抗値は前記第２の帰還抵抗の抵抗値に等しい
   ことを特徴とする請求項７に記載の光学機器。
9. 請求項６乃至８のいずれか一項に記載の光学機器であることを特徴とする光学ドライブ装置。

Images