JP4214863B2 - 圧電発振回路 - Google Patents

Description

本発明は、圧電発振回路に関し、特に高周波帯で大きい負性抵抗を有するコルピッツ型水晶発振回路に関する。

従来、広く通信機器やＯＡ機器の周波数基準として用いられる水晶発振器の発振回路の代表的なものにコルピッツ型発振回路がある。
図５の（ａ）は典型的なコルピッツ型発振回路の電気回路図を、（ｂ）、（ｃ）は前記コルピッツ型発振回路の等価回路を示す。
図５（a）において、抵抗Ｒ _Ａ 、Ｒ_ＢはトランジスタＱ１の固定バイアス用抵抗であり、コンデンサＣ１及びＣ２は、水晶振動子Ｙ両端の信号を分圧し、一方をトランジスタＱ１の入力側へ、他方を出力側へ印加する。
抵抗Ｒ_ＣはトランジスタＱ１のコレクタに接続された負荷抵抗であり、抵抗Ｒ_ＥはトランジスタＱ１のエミッタに接続された負帰還抵抗である。
このコルピッツ型発振回路は、図５（ｂ）に示すように、定電流源を有する等価回路で表わされ、トランジスタＱ１の小信号時の入力電圧をＶｂ'ｅとすると、前記定電流源はｇ_ｍＶｂ'ｅで表わされる。容量Ｃ_π、抵抗Ｒ_πはトランジスタＱ１の入力インピーダンスである。
図５（ｂ）は、さらに、図５（ｃ）に示すように、水晶振動子Ｙの端子（1−2）からみた発振回路側は等価的に等価入力容量Ｃｉと等価入力抵抗Ｒｉの直列回路で表わされ、水晶振動子Ｙ側は等価的に、実効インダクタンスＬｅと実効抵抗Ｒｅの直列回路で表わされる。

前記図５（ｃ）の発振回路における水晶発振条件は、位相条件として式（１）、振幅条件として式（２）が与えられる。
ωＬ_ｅ−1／ωＣ_ｉ＝０ （１）
Ｒ_ｅ≦｜Ｒ_ｉ｜ （２）
ただし、 Ｒ_ｉは負性抵抗
式（１）で与えられる位相条件は、発振周波数を決定し、式（２）で与えられる振幅条件は、発振の立ち上りと定常発振持続条件である。
式（２）の等価入力抵抗（負性抵抗）Ｒｉは、前記図５（ｂ）の発振回路のＣ１、Ｃ２のリアクタンスが並列抵抗素子より比較的小さい高周波数帯では、周知の式（３）となる。
｜Ｒ_ｉ｜＝ｇ_ｍ／ω^２Ｃ_１'Ｃ_２ （３）
ここで、 Ｃ_１'＝Ｃ１＋Ｃ_πであり、また、ｇ_ｍはコレクタ電流Ｉ_ＣＯと次の関係を有する。即ち、
ｇ_ｍ＝（ｑ／κＴ）× Ｉ_ＣＯ
ただし、ｑ：電子の電荷量、κ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度
そして、この回路の負性抵抗の絶対値｜Ｒ_ｉ｜は、発振周波数近傍及び立ち上り時の小信号時において、水晶振動子Ｙの実効抵抗Ｒｅよりも十分に大きな値（通常３〜１０倍）に設定される必要がある。

図６は、従来のコルピッツ型水晶発振器の一例を示す図で、（ａ）は電気回路図であり、（ｂ）は（ａ）の発振回路の回路定数表である。
同図に示されるように、本発振回路は、共振周波数が155.55ＭＨｚの水晶振動子Ｙと、利得帯域幅積ｆ_Ｔが８ＧＨｚ(typ.)、直流電流増幅率ｈ_ＦＥが８０〜１６０のシリコン型のトランジスタＱ１とで構成されるコルピッツ型水晶発振回路の出力を、トランジスタＱ３による増幅回路で増幅し、該トランジスタＱ３のコレクタより出力を取出すものである。

図７は、図６の水晶発振器の発振回路の負性抵抗が７００ＭＨｚでどのような値を示すかを調べるために測定した負性抵抗特性図である。
同図７示されるように、本発振回路の負性抵抗は７００ＭＨｚでは−１４０Ωを示しており、このような高周波帯で、更に大きな負性抵抗値を実現するためには、通常、以下に述べる４手段のうちのいずれかによって発振回路を構成する。
（１）コンデンサＣ１の容量値を小さくする
（２）コンデンサＣ２の容量値を小さくする
（３）抵抗Ｒ４の抵抗値を小さくする
（４）トランジスタＱ１を利得帯域幅積ｆ_Ｔが高く、直流電流増幅率ｈ_ＦＥの大きいトランジスタに変更する。

しかしながら、上記（1）の、コンデンサＣ１の容量を小さくすると、トランジスタＱ１のべース−エミツタ間容量Ｃ_πの影響が大きくなり、電源変動特性が劣化する可能性が高い。また、上記（2）、（3）の、Ｃ２の容量を小さくし、抵抗Ｒ４の抵抗値を小さくすると、水晶振動子Ｙ１のドライブレベルが大きくなり、エージング特性・位相雑音特性・電源変動特性の劣化が懸念される。
上記（4）の、トランジスタＱ１をより利得帯域幅積ｆ_Ｔが高く、直流電流増幅率ｈ_ＦＥの大きいトランジスタにすることは最も有効な手段であるが、そのため、例えばシリコン・ゲルマントランジスタを使用する場合は高価格であり、且つ該シリコン・ゲルマントランジスタは従来のシリコントランジスタより大型であるので発振器が大型になってしまうおそれがある。
日本水晶デバイス工業会技術委員会編「水晶デバイスの解説と応用」 株式会社テクノ 1996年

解決しようとする問題点は、発振回路特性に悪影響を与えることなく、高い周波数帯で大きい負性抵抗値をもつ水晶発振回路を構成するためには、高コストを要する点である。

上記課題を解決するため、請求項１の圧電発振回路においては、トランジスタ２段によるコルピッツ型の圧電発振回路であって、圧電振動子と第１のトランジスタとを有し発振信号を出力する発振部と、第２のトランジスタを有し前記第１のトランジスタのエミッタから出力される発振信号を電流増幅するコレクタ接地回路とを備え、前記第２のトランジスタのエミッタから出力される信号を前記第１のトランジスタのコレクタに正帰還したことを特徴とする。
また、請求項２においては、請求項１に記載の圧電発振回路において、前記圧電発振回路の出力を前記第１のトランジスタのコレクタより取出したことを特徴とする。
また、請求項３においては、請求項１に記載の圧電発振回路において、前記圧電発振回路の出力を前記第２のトランジスタのエミッタより取出したことを特徴とする。
また、請求項４においては、請求項３に記載の圧電発振回路において、前記第１のトランジスタのコレクタが、コレクタ抵抗を介さずに電源に接続されていることを特徴とする。
更に、請求項５においては、請求項１、請求項２、請求項３、または請求項４のいずれかに記載の圧電発振回路において、前記圧電振動子は水晶振動子またはＳＡＷ共振子であることを特徴とする。

本発明の水晶発振回路は、従来と同じ構成のトランジスタ発振部の次段にコレクタ接地トランジスタ回路を構成し、そのエミツタ電流を前記発振部トランジスタのコレクタに正帰還するようにしたので、前記発振部トランジスタの見かけの直流電流増幅率ｈ_ＦＥを大きくすることができる。
そのため、従来のシリコントランジスタによって、負性抵抗値の大きな６００ＭＨｚの高周波帯の水晶発振器を構成することができる。したがって、本発明の水晶発振回路は、高周波帯の優れた水晶発振器を低コストで提供する上で大いに貢献することができる。

本発明は、６００ＭＨｚの高周波域の水晶発振回路を構成するにあたって、従来の１５０ＭＨｚ帯発振回路用のトランジスタを用いて電流帰還型水晶発振回路を構成し、目標とする７００ＭＨｚで負性抵抗絶対値が１５０Ω以上を満たす発振回路を実現した。

図１は、本発明に係わる電流帰還型水晶発振回路の実施の一形態例を示す図で、（ａ）は電気回路図であり、（ｂ）の表は（ａ）の発振回路の回路定数を示す。
同図に示すように、本発振回路のトランジスタＱ１（第１のトランジスタ）で構成される発振部は、図５に示す従来のコルピッツ型水晶発振回路の発振部と全く同じ回路構成及び回路定数である。本発振回路においては、前記発振部トランジスタＱ１のエミツタ回路出力を次段のトランジスタＱ２（第２のトランジスタ）で構成されるコレクタ接地回路で電流増幅し、そのエミッタ出力を前記発振部トランジスタＱ１のコレクタ回路へ電流帰還を行っている。本回路の負性抵抗を測定した結果、図２に示されるように、７００ＭＨｚで負性抵抗値は−１７０Ωとなり、目標（−１５０Ω）を達成できた。これは、発振部のトランジスタＱ１のエミツタ出力電流が、次段のコレタタ接地回路のトランジスタＱ２のべースに入力され、該トランジスタＱ２のエミッタ出力が発振部のトランジスタＱ１のコレクタに帰還されることにより、発振部のトランジスタＱ１の見かけの直流電流増幅率ｈ_ＦＥが増加し、負性抵抗絶対値を増大させたものである。

つぎに、６００ＭＨｚ帯のＳＡＷ共振子を用いて前記図１の電流帰還形発振回路を構成し、実際の６００ＭＨｚ帯のＳＡＷ発振回路として動作させたときの特性評価を行った。このときの発振回路は、図１（ａ）、（ｂ）の電流帰還型水晶発振回路の水晶振動子Ｙ１を共振周波数 622.099ＭＨｚのＳＡＷ共振子に置き換え、それ以外は全く同じ回路構成及び回路定数の発振回路である。

共振周波数が 622.099 ＭＨｚのＳＡＷ共振子を用いた電流帰還形発振回路の電気的特性を測定した結果はつぎの通りである。なお、電源電圧（Ｖｃｃ）は＋3.3Ｖである。
（1）ＳＡＷ共振子のドライブレベルは、2.3 ｍＡで、通常のレベルである。
（2）スプリアス特性は、図３（ａ）に示す通りである。電流帰還形水晶発振回路の特徴として、３及び４倍波の成分が大きく出ている。なお、本発振回路は、Ｌ１と、Ｃ８及びＣ９とから成る共振回路を有しており、共振回路を増やすことによって高調波は更に低減可能である。
（3）電源変動特性は、図３（ｂ）に示す通りで、電源電圧＋3.3Ｖ時の周波数を基準としたときの周波数変化率を示している。発振回路の負荷容量を変更することで周波数変化率を低減できると思われる。
（4）図３（ｃ）に、電源電圧に対する消費電流特性を示す。電源電圧０〜＋５Ｖの範囲において、消費電流が電源電圧に対して比例関係であることから、発振回路が正常に動作していると考えられる。
図３（ｄ）に、電源電圧に対する出力レベル特性を示す。同図より、電源電圧＋3.5Ｖ以上で、発振回路出力が飽和していることがわかる。

上述のように、図１に示す電流帰還型発振回路を用いて６００ＭＨｚのＳＡＷ発振回路を構成し、その電気的特性を評価した結果、本電流帰還型水晶発振回路が十分に高周波帯の発振回路として有効であることを確認することができた。

図４は、図１の電流帰還形水晶発振回路の変形実施例である。
図１の電流帰還型水晶発振回路の発振出力は、１段目のコルピッツ型発振回路のトランジスタＱ１のコレクタより取出されている。そして、２段目のコレタタ接地回路は、前段のコルピッツ型発振回路に正帰還をかけてトランジスタＱ１の負性抵抗を増大させると共に、交流的にトランジスタＱ１のコレクタと２段目のコレクタ接地トランジスタＱ２のエミツタとをコンデンサＣ５によってショ−トしていることがわかる。
そこで、図４（ａ）に示すように、コルピッツ型発振回路の発振部に図１と同様に２段目のコレクタ接地回路より正帰還をかけると共に、発振出力を２段目のコレタタ接地回路のエミツタより取出すことが可能である。

この場合、コルピッツ型発振回路のトランジスタＱ１のコレクタより出力をとる必要が無いため、図４（ｂ）に示すように、図４（ａ）のコレタタ抵抗Ｒ３を省いて直接トランジスタＱ１のコレクタを電源回路（Ｖｃｃ）と接続することが可能となる。
本来、図１、図４（ａ）のコルピッツ型発振回路はコレクタ接地の増幅回路であるにも関わらず、増幅率の高いコレクタより出力を得るためにコレクタ抵抗を接続していたものである。しかるに、図４（ｂ）に示す電流帰還型の発振回路とすることによって、従来のコルピッツ型発振回路を本来のコレクタ接地回路とすることができ、位相雑音等の特性の向上を図ることができる。

本発明に係わる電流帰還型水晶発振回路の実施の一形態例を示す図で、（ａ）は電気回路図、（ｂ）は（ａ）の発振回路の回路定数表。 図１の発振回路の負性抵抗特性図。 図１の発振回路の水晶振動子をＳＡＷ共振子に置き換えたＳＡＷ発振回路の特性図で、（ａ）はスプリアス特性図、（ｂ）は周波数の電源変動特性、（ｃ）は電源電圧に対する消費電流特性、（ｄ）は電源電圧に対する出力レベル特性。 図１の電流帰還型水晶発振回路の変形実施例を示す電気回路図。 （ａ）は典型的なコルピッツ型発振回路の電気回路図であり、（ｂ）、（ｃ）は前記コルピッツ型発振回路の等価回路。 従来のコルピッツ型の水晶発振器の一例を示す図で、（ａ）は電気回路図、（ｂ）は（ａ）の発振回路の回路定数表。 図６の発振回路の負性抵抗特性図。

符号の説明

Ｃ１〜Ｃ１３・・コンデンサ、 Ｃｉ・・発振回路の等価入力コンデンサ、
Ｃπ・・トランジスタベース・エミッタ間容量、 Ｌ１・・インダクタ、
Ｌｅ・・振動子の実効インダクタンス、 Ｑ１〜Ｑ３・・トランジスタ、
Ｒ１〜Ｒ１０、ＲＡ、ＲＢ、ＲＣ、ＲＥ・・抵抗、 Ｒｅ・・振動子の実効抵抗、
Ｒｉ・・発振回路の等価入力抵抗（負性抵抗）、 Ｒπ・・トランジスタ入力抵抗、
Ｙ、Ｙ１・・水晶振動子、 ｇｍＶｂ'ｅ・・定電流源

Claims (5)

1. トランジスタ２段によるコルピッツ型の圧電発振回路であって、圧電振動子と第１のトランジスタとを有し発振信号を出力する発振部と、第２のトランジスタを有し前記第１のトランジスタのエミッタから出力される発振信号を電流増幅するコレクタ接地回路とを備え、前記第２のトランジスタのエミッタから出力される信号を前記第１のトランジスタのコレクタに正帰還したことを特徴とする圧電発振回路。
2. 前記圧電発振回路の出力を前記第１のトランジスタのコレクタより取出したことを特徴とする請求項１に記載の圧電発振回路。
3. 前記圧電発振回路の出力を前記第２のトランジスタのエミッタより取出したことを特徴とする請求項１記載の圧電発振回路。
4. 前記第１のトランジスタのコレクタが、コレクタ抵抗を介さずに電源に接続されていることを特徴とする請求項３に記載の圧電発振回路。
5. 前記圧電振動子を水晶振動子またはＳＡＷ共振子としたことを特徴とする請求項１、請求項２、請求項３、または請求項４のいずれかに記載の圧電発振回路。

Images