JP6148894B2

JP6148894B2 - 発振回路

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Publication number: JP6148894B2
Application number: JP2013086551A
Authority: JP
Inventors: 正樹廣瀬; 赤澤　幸雄; 幸雄赤澤; 浩規濱口; 武仁石井; 悟利木村
Original assignee: Nihon Dempa Kogyo Co Ltd
Current assignee: Nihon Dempa Kogyo Co Ltd
Priority date: 2013-04-17
Filing date: 2013-04-17
Publication date: 2017-06-14
Anticipated expiration: 2033-04-17
Also published as: JP2014212389A

Description

本発明は、発振する周波数を調整できる発振回路に関するものである。

従来、共振周波数が異なる複数の水晶振動子を用いることにより、単一の水晶振動子で調整可能な周波数範囲よりも広い周波数範囲で反共振周波数を調整できる反共振回路を用いた発振回路が知られている（例えば、特許文献１を参照）。

図１１は、従来の反共振回路４００の構成例を示す。図１１において、反共振回路４００は、交流信号源４３０の出力抵抗４４０と負荷抵抗４５０とに接続されている。

反共振回路４００は、出力抵抗４４０と負荷抵抗４５０との間における異なる経路に接続された水晶振動子４１１及び水晶振動子４２１を備える。水晶振動子４１１が接続された第１の経路には、減衰器４１２、インダクタ４１３及びキャパシタ４１４が直列に設けられている。水晶振動子４１１は、インダクタ４１３とキャパシタ４１４との接続点とグランドとに接続されている。同様に、水晶振動子４２１が接続された第２の経路には、減衰器４２２、インダクタ４２３及びキャパシタ４２４が直列に設けられている。水晶振動子４２１は、インダクタ４２３とキャパシタ４２４との接続点とグランドとに接続されている。

水晶振動子４１１及び水晶振動子４２１は、それぞれ異なる共振周波数を有しており、キャパシタ４１４及びキャパシタ４２４を介して互いに接続されることにより、反共振回路４００は水晶振動子４１１の共振周波数と水晶振動子４２１の共振周波数との間の周波数において反共振が形成される。減衰器４１２及び減衰器４２２の減衰率を変化させることにより、反共振回路４００の共振周波数が変化する。この反共振回路４００を、利得を持つ増幅器の負帰還パスに適用することにより、発振回路が形成され、発振周波数が変化する。

特開２００７−２９５２５６号公報

ところで、水晶振動子、ＭＥＭＳ（Micro-Electro-Mechanical Systems）振動子等の高いＱを有する共振子の共振周波数は、ｆ_Ｌ＝（１／２π）√｛（Ｃ_１＋Ｃ_Ｌ）／Ｌ_１Ｃ_１Ｃ_Ｌ｝で表される。ここで、Ｃ_１は振動子の等価回路のモーショナルキャパシタンス、Ｃ_Ｌは負荷容量、Ｌ_１は振動子の直列インダクタンスである。

Ｃ_１が比較的小さいＭＥＭＳ振動子を用いた発振回路においては、振動子に印加するバイアス電圧を調整することによって周波数の調整が行われる。これは、集積回路や個別部品において実現できる数ｐＦオーダーの容量値に対してＣ_１が非常に小さい振動子を発振回路に用いた場合、Ｃ_Ｌ＞＞Ｃ_１の関係に基づいてｆ_Ｌ＝（１／２π）√（１／Ｌ_１Ｃ_１）と近似できるので、共振周波数は、振動子が有するＬ_１及びＣ_１に基づいて定められるためである。したがって、上記の振動子を発振回路に用いる場合、Ｃ_Ｌによる温度補償では、振動子の共振周波数の温度特性が、そのまま発振周波数の温度特性に反映されてしまう。

特に、ＭＥＭＳ振動子の共振周波数の温度特性は−３０ｐｐｍ／℃程度であり、温度変化に対する周波数変化範囲が比較的大きい。したがって、ＭＥＭＳ振動子を用いた発振回路においては、バイアス電圧による周波数調整でも、温度変化を相殺して安定した発振周波数を得ることが困難である。

図１１に示した反共振回路４００においては、単一のＭＥＭＳ振動子のバイアス電圧を調整する場合よりも広い周波数範囲で反共振周波数を変化させることができる。しかし、反共振回路４００において、反共振周波数におけるＱの値を発振回路に用いることができる程度に大きな値にするために、インダクタ４１３及びインダクタ４２３のインダクタンス値を十分に大きな値にしなければならなかった。具体的には、特許文献１においては、インダクタ４１３及びインダクタ４２３のインダクタンス値として２７μＨが例示されている。

しかし、インダクタは、温度変化に応じてインダクタンス値が大きく変化する。また、振動子のばらつきに応じてインダクタンス値を調整することも困難である。したがって、インダクタを用いた反共振回路においては、安定した発振周波数を得ることができなかった。さらに、μＨオーダーのインダクタンス値を有するインダクタは、集積回路に内蔵することが困難であった。したがって、従来の反共振回路４００を用いて、安定した発振周波数を得られる発振回路を、低コストで量産することができなかった。

そこで、本発明はこれらの点に鑑みてなされたものであり、集積回路に内蔵することが可能であり、かつ、広い周波数範囲で発振周波数を変化させることができる発振信号を発生する発振回路を提供することを目的とする。

本発明においては、第１振動子と、第１振動子と共振周波数が異なる第２振動子と、第１振動子が接続された第１経路を流れる第１電流の第１電流値を調整する第１調整部と、第２振動子が接続された第２経路を流れる第２電流の第２電流値を調整する第２調整部と、第１電流及び第２電流を、第１電流値及び第２電流値に応じた電圧に変換する変換部と、変換部により変換された電圧を増幅し、増幅した電圧を第１振動子及び第２振動子に印加する増幅部と、を備える発振回路を提供する。

上記の発振回路は、第１電流値と第２電流値との比を調整する比率調整部をさらに備えてもよい。上記の第１調整部は、第１電流を流す第１トランジスタと、第１電流値を調整する第１可変抵抗と、を有し、上記の第２調整部は、第２電流を流す第２トランジスタと、第２電流値を調整する第２可変抵抗と、を有してもよい。

上記の第１振動子は、例えば、増幅部と第１調整部との間の第１経路において第１調整部と直列に接続されており、第２振動子は、増幅部と第２調整部との間の第２経路において第２調整部と直列に接続されており、第１振動子の反共振周波数及び第２振動子の反共振周波数は、第１振動子の共振周波数及び第２振動子の共振周波数よりも高い。

上記の第１振動子は、増幅部と第１調整部との間の第１経路において第１調整部と直列に接続されており、第２振動子は、増幅部と第２調整部との間の第２経路とグランドとに接続されており、第１振動子の反共振周波数及び第２振動子の共振周波数は、第１振動子の共振周波数と第２振動子の反共振周波数との間の周波数であってもよい。

本発明に係る発振回路によれば、集積回路に内蔵することが可能であり、かつ、広い周波数範囲で発振周波数を変化させることができるという効果を奏する。

第１の実施形態に係る発振回路の構成例を示す。第１の実施形態に係る発振回路のノッチフィルタにおける第１振動子及び第２振動子のインピーダンスの周波数特性を示す。ノッチフィルタの利得特性を示す。ノッチフィルタの位相特性を示す。ノッチフィルタの利得の周波数特性を示す。ノッチフィルタの回路構成例を示す。振動子電流ｉ_１及び振動子電流ｉ_２の周波数特性の一例を示す。電流ｉ_ｏｐ１及び電流ｉ_ｏｐ２の周波数特性の一例を示す。ノッチフィルタの利得の周波数特性を示す。ノッチフィルタの位相の周波数特性を示す。第２の実施形態に係る発振回路の構成例を示す。第２の実施形態に係る発振回路のノッチフィルタにおける経路Ａ及び経路Ｂの利得の周波数特性を示す。第３の実施形態に係る発振回路の構成例を示す。従来の広周波数可変発振回路に適用される反共振回路の構成例を示す。

＜第１の実施形態＞
図１は、第１の実施形態の発振回路１００の構成例を示す。発振回路１００は、第１振動子１、第２振動子２、第１調整部３、第２調整部４、変換部５及び増幅部６を備え、出力端子９０から発振信号を出力する。第１振動子１、第２振動子２、第１調整部３、第２調整部４及び変換部５は、所定の周波数の信号を通過させないノッチフィルタ１０として機能する。

第１振動子１は、増幅部６と第１調整部３との間の経路Ａにおいて第１調整部３と直列に接続されており、第２振動子２は、増幅部６と第２調整部４との間の経路Ｂにおいて第２調整部４と直列に接続されている。第１振動子１の反共振周波数及び第２振動子２の反共振周波数は、第１振動子１の共振周波数及び第２振動子２の共振周波数よりも高い。発振回路１００は、第１振動子１の反共振周波数から第２振動子２の反共振周波数までの周波数範囲で発振周波数を変化させることができる。

第１振動子１及び第２振動子２は、例えばＡＴカット水晶振動子、ＳＣカット水晶振動子及びＭＥＭＳ振動子である。第１振動子１及び第２振動子２は、それぞれ異なる共振周波数（直列共振周波数）及び反共振周波数（並列共振周波数）を有する。第１振動子１の共振周波数はｆｒ_１であり、反共振周波数はｆａ_１である。第２振動子２の共振周波数はｆｒ_２であり、反共振周波数はｆａ_２である。

第１調整部３は、第１調整部３の出力と変換部５との間に流れる第１電流の第１電流値を調整する。第２調整部４は、第２調整部４の出力と変換部５との間に流れる第２電流の第２電流値を調整する。第１調整部３及び第２調整部４は、例えば、負帰還抵抗Ｒ_ｆを備える帰還増幅器である。第１調整部３及び第２調整部４の増幅率は、負帰還抵抗Ｒ_ｆの大きさにより調整される。

変換部５は、第１調整部３が調整した第１電流と第２調整部４が調整した第２電流とを、第１電流値及び第２電流値に応じた電圧に変換する。例えば、変換部５は、第１電流及び第２電流を、第１電流値と第２電流値との合計値に応じた電圧に変換する。第１調整部３、第２調整部４及び変換部５の詳細な構成例については後述する。

増幅部６は、差動増幅部６１、インピーダンス６２及びインピーダンス６３を有する。変換部５により第１電流及び第２電流が変換された電圧は、差動増幅部６１の反転入力端子に入力される。インピーダンス６２は、差動増幅部６１の非反転入力端子とグランドとに接続されている。インピーダンス６３は、差動増幅部６１の非反転入力端子と、出力端子とに接続されている。

増幅部６は、変換部５により変換された電圧を増幅し、増幅した電圧を第１振動子１及び第２振動子２に印加することにより、発振回路１００の発振条件を満足させる。つまり、増幅部６は、変換部５により変換された電圧を増幅して第１振動子１及び第２振動子２に印加することにより、ゲインが１以上の発振ループを形成する。

すなわち、発振回路１００は、増幅部６の負帰還部にノッチフィルタ１０が設けられた構成を有し、第１振動子１の反共振周波数ｆａ_１から第２振動子２の反共振周波数ｆａ_２までの周波数において発振する。ここで、出力端子９０における出力電圧をＶｏｕｔとし、差動増幅部６１の反転入力端子９１における電圧をＶｎとすると、ノッチフィルタ１０の伝達特性は、

によって表される。すなわち、ＶｎとＶｏｕｔとの間には、

の関係がある。ここで、Ａは第１調整部３及び第２調整部４のオープンループ利得であり、Ｚ_１は第１振動子１のインピーダンス、Ｚ_２は第２振動子２のインピーダンス、Ｒ_ｆは第１調整部３及び第２調整部４における帰還抵抗値を示す。

例えば、第１振動子１のインピーダンスＺ_１及び第２振動子２のインピーダンスＺ_２のいずれかが所定の値よりも大きい周波数においては、伝達特性は、Ｚ_１及びＺ_２により決定される。上記の式から明らかなように、ノッチフィルタ１０の伝達特性は、第１振動子１のインピーダンスＺ_１及び第２振動子２のインピーダンスＺ_２、第１調整部３及び第２調整部４のオープンループ利得Ａ、及び負帰還抵抗Ｒ_ｆの大きさにより定められる。これにより、位相の発振条件を満たす周波数において増幅部６で利得を得ることにより、発振条件が満たされる。したがって、発振回路１００は、集積回路に内蔵することができない大きな値のインダクタを使用することなく発振信号を出力できることがわかる。

図２は、図１に示したノッチフィルタ１０における第１振動子１及び第２振動子２のインピーダンスの周波数特性を示す。図２における点線は、経路Ａにおける第１振動子１のインピーダンスの周波数特性を示しており、鎖線は経路Ｂにおける第２振動子２のインピーダンスの周波数特性を示している。第１振動子１のインピーダンスは、第１振動子１の反共振周波数ｆａ_１において最大になり、第２振動子２のインピーダンスは、第２振動子２の反共振周波数ｆａ_２において最大になる。

したがって、仮にノッチフィルタ１０が第２振動子２及び第２調整部４を有しない場合には、発振回路１００は反共振周波数ｆａ_１において発振し、ノッチフィルタ１０が第１振動子１及び第１調整部３を有しない場合には、発振回路１００は反共振周波数ｆａ_２において発振する。ノッチフィルタ１０が、第１振動子１、第２振動子２、第１調整部３及び第２調整部４を有する場合には、反共振周波数ｆａ_１と反共振周波数ｆａ_２との間の周波数ｆ_０においてインピーダンスが最大になりノッチを形成し、増幅部６を介してノッチを反転することで、発振回路１００は、周波数ｆ_０において発振する。

図３は、ノッチフィルタ１０の利得特性の一例を示す。図４は、ノッチフィルタ１０の位相特性の一例を示す。図３における点線は、ノッチフィルタ１０が第１振動子１のみを有する場合の利得の周波数特性を示しており、鎖線は第２振動子２のみを有する場合の利得の周波数特性を示している。実線は、ノッチフィルタ１０が第１振動子１及び第２振動子２を有する場合の利得の周波数特性を示している。同様に、図４における点線は、ノッチフィルタ１０が第１振動子１のみを有する場合の位相の周波数特性を示しており、鎖線は第２振動子２のみを有する場合の位相の周波数特性を示している。実線は、ノッチフィルタ１０が第１振動子１及び第２振動子２を有する場合の位相の周波数特性を示している。

例えば、第１振動子１の反共振周波数ｆａ_１は４．１０ＭＨｚであり、第２振動子２の反共振周波数ｆａ_２は４．１１ＭＨｚである。この場合に、ノッチフィルタ１０が第１振動子１及び第２振動子２を有する場合の利得は、４．１０５ＭＨｚにおいて最小になっている。また、例えば、ノッチフィルタ１０が第１振動子１のみを有する場合に位相が１８０度変化する周波数は４．１０３ＭＨｚ、ノッチフィルタ１０が第２振動子２のみを有する場合に位相が１８０度変化する周波数は４．１１３ＭＨｚ、ノッチフィルタ１０が第１振動子１及び第２振動子２を有する場合に位相が１８０度変化する周波数は４．１０８ＭＨｚである。ノッチフィルタ１０が第１振動子１及び第２振動子２を有する場合、周波数４．１０８ＭＨｚにおいて、ノッチフィルタ１０の位相が１８０度となるので、この信号を増幅部６に負帰還信号として適用することにより、位相が３６０度となり、かつ、ループゲインが１以上となることにより、発振条件が満たされる。したがって、発振回路１００は、第１振動子１の反共振周波数から第２振動子２の反共振周波数までの周波数で発振することがわかる。

図５は、第１調整部３に用いられるトランジスタの電圧電流変換率と第２調整部４に用いられるトランジスタの電圧電流変換率との和を一定にした状態で、第１調整部３に用いられるトランジスタの電圧電流変換率と第２調整部４に用いられるトランジスタの電圧電流変換率との比（以下、変換率比という）を変化させた場合の、ノッチフィルタ１０の利得の周波数特性を示す。図５における実線は、変換率比が１：０である場合を示し、点線は、変換率比が０：１である場合を示し、鎖線は、変換率比が１：０と０：１との間にある場合を示している。第１調整部３に用いられるトランジスタの電圧電流変換率と第２調整部４に用いられるトランジスタの電圧電流変換率との比を変化させることにより、第１調整部３のノッチ特性及び第２調整部４のノッチ特性のそれぞれが寄与する度合いが変化し、第１振動子１の反共振周波数と第２振動子２の反共振周波数との間で、反共振周波数を変化させられることがわかる。

図６Ａは、ノッチフィルタ１０の回路構成例を示す。
第１調整部３は、第１電流を流す第１トランジスタとして機能するトランジスタ３５と、第１電流値を調整する第１可変抵抗として機能する抵抗３７とを有する。具体的には、第１調整部３は、トランジスタ３４、トランジスタ３５、抵抗３６、抵抗３７及び抵抗３８を有する。抵抗３８は、図１に示した第１調整部３における帰還抵抗Ｒ_ｆに対応し、主に抵抗３８によって第１調整部３の増幅率が定められる。

トランジスタ３４のベース及び抵抗３８の一端は第１振動子１に接続されている。トランジスタ３４のエミッタはグランドに接続され、コレクタはトランジスタ３５のベースに接続されているとともに、抵抗３６を介して電源に接続されている。トランジスタ３５のエミッタは、抵抗３８の他端に接続されているとともに、抵抗３７を介してグランドに接続されている。トランジスタ３５のコレクタは、変換部５が有する抵抗５２を介して電源に接続されているとともに、トランジスタ４５のコレクタ及びトランジスタ５３のベースに接続されている。

同様に、第２調整部４は、第２電流を流す第２トランジスタとして機能するトランジスタ４５と、第２電流値を調整する第２可変抵抗として機能する抵抗４７とを有する。具体的には、第２調整部４は、トランジスタ４４、トランジスタ４５、抵抗４６、抵抗４７及び抵抗４８を有する。抵抗４８は、図１に示した第２調整部４における帰還抵抗Ｒ_ｆに対応し、主に抵抗４８によって第２調整部４の増幅率が定められる。

トランジスタ４４のベース及び抵抗４８の一端は第２振動子２に接続されている。トランジスタ４４のエミッタはグランドに接続され、コレクタはトランジスタ４５のベースに接続されているとともに、抵抗４６を介して電源に接続されている。トランジスタ４５のエミッタは、抵抗４８の他端に接続されているとともに、抵抗４７を介してグランドに接続されている。トランジスタ４５のコレクタは、変換部５が有する抵抗５２を介して電源に接続されているとともに、トランジスタ３５のコレクタ及びトランジスタ５３のベースに接続されている。

変換部５は、抵抗５２、トランジスタ５３、抵抗５４及び抵抗５５を有する。トランジスタ５３のベースには、トランジスタ３５のコレクタを流れる第１電流及びトランジスタ４５のコレクタを流れる第２電流に基づいて定まるベース電圧が印加される。

以下、図６Ａに示したノッチフィルタ１０の動作について説明する。
第１調整部３には、第１振動子１から、振動子電流ｉ_１が流れ込み、第２調整部４には、第２振動子２から、振動子電流ｉ_２が流れ込む。

ここで、抵抗３７の抵抗値をＲ_２１、抵抗３８の抵抗値をＲ_ｆ１、抵抗４７の抵抗値をＲ_２２、抵抗４８の抵抗値をＲ_ｆ２とする。この場合、第１調整部３に振動子電流ｉ_１が流れ込むと、トランジスタ３５のコレクタには、抵抗５２を介して振動子電流ｉ_１のＲ_ｆ１／Ｒ_２１倍の電流ｉ_ｏｐ１が流れる。また、第２調整部４に振動子電流ｉ_２が流れ込むと、トランジスタ４５のコレクタには、抵抗５２を介して振動子電流ｉ_２のＲ_ｆ２／Ｒ_２２倍の電流ｉ_ｏｐ２が流れる。電流ｉ_ｏｐ１及び電流ｉ_ｏｐ２は抵抗５２を流れて合成され、電圧に変換され、図１に示した増幅部６に入力される。

図６Ｂは、振動子電流ｉ_１及び振動子電流ｉ_２の周波数特性の一例を示す。図６Ｃは、電流ｉ_ｏｐ１及び電流ｉ_ｏｐ２の周波数特性の一例を示す。図６Ｃは、第１調整部３の利得が、第２調整部４の利得よりも大きい場合を示している。図６Ｃに示した電流ｉ_ｏｐ１と電流ｉ_ｏｐ２とが合成されることにより、第１振動子１の反共振周波数と第２振動子２の反共振周波数との間に反共振周波数が生じることがわかる。

また、第１調整部３の利得と第２調整部４の利得との比が変化すると、図６Ｃに示した電流ｉ_ｏｐ１を示す曲線と電流ｉ_ｏｐ２を示す曲線がシフトするので、反共振周波数が変化する。具体的には、抵抗３７の抵抗値及び抵抗４７の抵抗値を変化させることによって、第１調整部３の利得と第２調整部４の利得との比が変化するので、発振回路１００が発振する周波数を、第１振動子１の反共振周波数から第２振動子２の反共振周波数までの範囲で変化させることができる。なお、抵抗３８及び抵抗４８の抵抗値を変化させることによっても、発振回路１００が発振する周波数を、第１振動子１の反共振周波数から第２振動子２の反共振周波数までの範囲で変化させることができる。

図７Ａは、図６Ａの回路における抵抗３７の抵抗値及び抵抗４７の抵抗値を変化させた場合のノッチフィルタ１０の利得の周波数特性を示す。図７Ｂは、図６Ａの回路における抵抗３７の抵抗値及び抵抗４７の抵抗値を変化させた場合のノッチフィルタ１０の位相の周波数特性を示す。

図７Ａ及び図７Ｂにおける点線は、抵抗３７の抵抗値と抵抗４７の抵抗値との比が１：３の場合を示し、実線は、抵抗３７の抵抗値と抵抗４７の抵抗値との比が１：１の場合を示し、鎖線は、抵抗３７の抵抗値と抵抗４７の抵抗値との比が３：１の場合を示している。抵抗３７の抵抗値と抵抗４７の抵抗値との比を変化させることにより、抵抗３７を流れる電流と抵抗４７を流れる電流との比が変化し、発振回路１００が発振する周波数が変化することがわかる。

したがって、図６Ａにおける抵抗３７及び抵抗４７が可変抵抗である場合には、抵抗３７及び抵抗４７は、第１電流に相当するトランジスタ３５のコレクタ電流と第２電流に相当するトランジスタ４５のコレクタ電流との比を調整する比率調整部として機能する。例えば、抵抗３７の抵抗値と抵抗４７の抵抗値との比が１：３の場合には、第１電流の値と第２電流の値との比が３：１になる。

なお、抵抗３７及び抵抗４７が、外部からの制御信号に応じて抵抗値を変化させるデジタルポテンショメータである場合には、外部からの制御信号に応じて、第１振動子１の反共振周波数と第２振動子２から反共振周波数までの範囲で発振回路１００の発振周波数を変化させることができる。また、抵抗３８及び抵抗４８を可変抵抗にして、抵抗３８及び抵抗４８を比率調整部として機能させてもよい。

以上のとおり、第１の実施形態に係る発振回路１００によれば、第１振動子１と、第１振動子１と共振周波数が異なる第２振動子２と、第１調整部３と、第２調整部４と、変換部５と、変換部５により変換された電圧を増幅して第１振動子１及び第２振動子２に印加する増幅部６とを備えることにより、集積回路への内蔵が困難なインダクタを用いることなく、第１振動子１の反共振周波数から第２振動子２の反共振周波数までの広い範囲で発振周波数を変化させることができる。なお、第１の実施形態の応用として、第１振動子１及び第２振動子２の共振周波数ｆｒ_１、ｆｒ_２の間に生成される反共振を用いて発振回路１００を構成してもよい。

＜第２の実施形態＞
図８は、第２の実施形態に係る発振回路２００の構成例を示す。発振回路２００は、図１に示した発振回路１００の経路Ｂにおいて第２調整部４と直列に設けられていた第２振動子２が、経路Ｂとグランドとの間に設けられている点で異なる。すなわち、発振回路２００において、第１振動子１は、増幅部６と第１調整部３との間の経路Ａにおいて第１調整部３と直列に接続されており、第２振動子２は、増幅部６と第２調整部４とを接続する経路Ｂとグランドとに接続されている。

また、経路Ａには、増幅部６の出力側と第１振動子１との間に抵抗５０１が設けられ、経路Ｂには、増幅部６の出力側と第２調整部４との間に抵抗５０４が設けられている。第１調整部３は、抵抗５０２及び反転回路５０３を有し、第２調整部４は、抵抗５０５及び反転回路５０６を有する。抵抗５０２は、第１振動子１と反転回路５０３との接続点とグランドとの間に設けられている。抵抗５０５は、第２振動子２と反転回路５０６との接続点とグランドとの間に設けられている。反転回路５０３及び反転回路５０６からの出力信号は、変換部５に入力される。

図９は、発振回路２００のノッチフィルタ１０における経路Ａ及び経路Ｂの利得の周波数特性を示す。図９における点線は、第１振動子１が設けられている経路Ａの利得の周波数特性を示しており、鎖線は第２振動子２が設けられている経路Ｂの利得の周波数特性を示している。経路Ａの利得は、第１振動子１の反共振周波数ｆａ_１において最小になり、経路Ｂの利得は、第２振動子２の共振周波数ｆｒ_２において最小になる。したがって、発振回路１００は、第１振動子１の反共振周波数ｆａ_１から第２振動子２の共振周波数ｆｒ_２までの範囲で、発振する周波数を変化させることができる。

以上のとおり、第２の実施形態に係る発振回路２００によれば、第１振動子１は、増幅部６と第１調整部３との間の経路Ａにおいて第１調整部３と直列に接続されており、第２振動子２は、増幅部６と第２調整部４とを接続する経路Ｂとグランドとに接続されているので、第１振動子１の反共振周波数から第２振動子２の共振周波数までの範囲において発振周波数を変化させることができる。

＜第３の実施形態＞
図１０は、第３の実施形態に係る発振回路３００の構成例を示す。発振回路３００におけるノッチフィルタ１０は、経路Ｃに接続された第３振動子７と第３変換部８とをさらに有する点で、図１に示した発振回路１００と異なる。

第３変換部８は、第３振動子７が出力する信号を、第３電流値を有する第３信号に変換する。例えば、第１振動子１の反共振周波数＜第２振動子２の反共振周波数＜第３振動子７の反共振周波数の関係がある場合、第１調整部３、第２調整部４及び第３変換部８の出力電流を変化させる抵抗の値を調整することにより、第１振動子１の反共振周波数から第３振動子７の反共振周波数までの周波数で発振回路３００を発振させることができる。

発振回路３００は、３個よりも多い数の振動子を備えてもよい。振動子の数を増やすことにより、より広い周波数範囲にわたって細かく周波数を変化させることができる。また、振動子１個あたりの周波数変化範囲を小さくできるので、ノイズの影響を受けにくくなるという効果も生じる。なお、図１０においては、第３振動子７が経路Ｃにおいて第３変換部８と直列に接続されているが、第３振動子７は、経路Ｃとグランドとに接続されていてもよい。

このように、複数の振動子は、それぞれが接続されている経路において変換部と直列に接続されていてもよく、経路とグランドとに接続されていてもよい。ノッチフィルタ１０が、経路において変換部と直列に接続された直列振動子と経路とグランドとに接続された並列振動子とを備える場合、直列振動子の反共振周波数及び並列振動子の共振周波数のうちで最も小さい周波数と、直列振動子の反共振周波数及び並列振動子の共振周波数のうちで最も大きい周波数との間に、直列振動子の共振周波数及び並列振動子の反共振周波数が含まれないことが、ノッチフィルタ１０が設けられた発振回路が発振する条件になる。

以上のとおり、第３の実施形態に係る発振回路３００によれば、３つ以上の振動子と変換回路とを備えることにより、変化させることができる周波数範囲をさらに広くすることができるとともに、ノイズの影響を受けにくくすることができる。

以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更又は改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。そのような変更又は改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。

例えば、増幅部６の構成は、上記の実施形態における構成に限定されるものではなく、ノッチフィルタ１０から出力される電圧を増幅してノッチフィルタ１０に印加することができる他の構成を用いることができる。例えば、上記の実施形態においては、変換部５及び増幅部６を異なる回路ブロックとして説明したが、変換部５が増幅部６の増幅機能を有してもよい。

また、上記の実施形態においては、変換部５が第１電流及び第２電流を電圧に変換する構成について説明したが、このような構成に限定されない。例えば、第１調整部３において第１電流を電圧に変換し、第２調整部４において第２電流を電圧に変換し、変換部５において第１調整部３及び第２調整部４において第１電流及び第２電流から変換された複数の電圧を合成してもよい。

また、発振回路１００において、第１振動子が経路Ａとグランドとに接続され、第２振動子が経路Ｂとグランドとに接続されていてもよい。

また、上記の実施形態においては、バイポーラトランジスタが用いられる例について説明したが、バイポーラトランジスタの代わりに電界効果トランジスタが用いられてもよい。この場合、バイポーラトランジスタのコレクタは電界効果トランジスタのドレインによって代替され、バイポーラトランジスタのエミッタは電界効果トランジスタのソースによって代替され、バイポーラトランジスタのベースは電界効果トランジスタのゲートによって代替される。

１・・・第１振動子、２・・・第２振動子、３・・・第１調整部、４・・・第２調整部、５・・・変換部、６・・・増幅部、７・・・第３振動子、８・・・第３変換部、１０・・・ノッチフィルタ、１１・・・等価直列キャパシタ、１２・・・等価直列インダクタ、１３・・・等価直列抵抗、１４・・・等価並列キャパシタ、２０・・・ノッチフィルタ、２１・・・等価直列キャパシタ、２２・・・等価直列インダクタ、２３・・・等価直列抵抗、２４・・・等価並列キャパシタ、３１・・・抵抗、３２・・・電圧電流変換部、３３・・・抵抗、３４・・・トランジスタ、３５・・・トランジスタ、３６・・・抵抗、３７・・・抵抗、３８・・・抵抗、４１・・・抵抗、４２・・・電圧電流変換部、４３・・・抵抗、４４・・・トランジスタ、４５・・・トランジスタ、４６・・・抵抗、４７・・・抵抗、４８・・・抵抗、５１・・・抵抗、５２・・・抵抗、５３・・・トランジスタ、５４・・・抵抗、５５・・・抵抗、６１・・・反転増幅器、６２・・・インピーダンス、６３・・・インピーダンス、９０・・・出力端子、９１・・・反転入力端子、１００・・・発振回路、２００・・・発振回路、２２４・・・キャパシタ、３００・・・発振回路、４００・・・反共振回路、４１１・・・振動子、４１２・・・減衰器、４１３・・・インダクタ、４１４・・・キャパシタ、４２１・・・振動子、４２２・・・減衰器、４２３・・・インダクタ、４２４・・・キャパシタ、４３０・・・交流信号源、４４０・・・出力抵抗、４５０・・・負荷抵抗、５０１・・・抵抗、５０２・・・抵抗、５０３・・・反転回路、５０４・・・抵抗、５０５・・・抵抗、５０６・・・反転回路

Claims

第１振動子と、
前記第１振動子と共振周波数が異なる第２振動子と、
前記第１振動子が接続された第１経路を流れる第１電流の第１電流値を調整する第１調整部と、
前記第２振動子が接続された第２経路を流れる第２電流の第２電流値を調整する第２調整部と、
前記第１電流及び前記第２電流を、前記第１電流値及び前記第２電流値に応じた電圧に変換する変換部と、
前記変換部により変換された電圧を増幅し、増幅した電圧を前記第１振動子及び前記第２振動子に印加する増幅部と、
を備え、
前記第１振動子は、前記増幅部と前記第１調整部との間の前記第１経路において前記第１調整部と直列に接続されており、
前記第２振動子は、前記増幅部と前記第２調整部との間の前記第２経路において前記第２調整部と直列に接続されており、
前記第１振動子の反共振周波数及び前記第２振動子の反共振周波数が、前記第１振動子の共振周波数及び前記第２振動子の共振周波数よりも高い発振回路。
第１振動子と、
前記第１振動子と共振周波数が異なる第２振動子と、
前記第１振動子が接続された第１経路を流れる第１電流の第１電流値を調整する第１調整部と、
前記第２振動子が接続された第２経路を流れる第２電流の第２電流値を調整する第２調整部と、
前記第１電流及び前記第２電流を、前記第１電流値及び前記第２電流値に応じた電圧に変換する変換部と、
前記変換部により変換された電圧を増幅し、増幅した電圧を前記第１振動子及び前記第２振動子に印加する増幅部と、
を備え、
前記第１振動子は、前記増幅部と前記第１調整部との間の前記第１経路において前記第１調整部と直列に接続されており、
前記第２振動子は、前記増幅部と前記第２調整部との間の前記第２経路とグランドとに接続されており、
前記第１振動子の反共振周波数及び前記第２振動子の共振周波数が、前記第１振動子の共振周波数と前記第２振動子の反共振周波数との間の周波数である発振回路。
前記第１電流値と前記第２電流値との比を調整する比率調整部をさらに備える請求項１又は２に記載の発振回路。
前記第１調整部は、前記第１電流を流す第１トランジスタと、前記第１電流値を調整する第１可変抵抗と、を有し、
前記第２調整部は、前記第２電流を流す第２トランジスタと、前記第２電流値を調整する第２可変抵抗と、を有する、
請求項１から３のいずれか一項に記載の発振回路。