JP6047058B2

JP6047058B2 - 発振回路

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Publication number: JP6047058B2
Application number: JP2013086552A
Authority: JP
Inventors: 正樹廣瀬; 赤澤　幸雄; 幸雄赤澤; 浩規濱口; 武仁石井; 悟利木村
Original assignee: Nihon Dempa Kogyo Co Ltd
Current assignee: Nihon Dempa Kogyo Co Ltd
Priority date: 2013-04-17
Filing date: 2013-04-17
Publication date: 2016-12-21
Anticipated expiration: 2033-04-17
Also published as: JP2014212390A

Description

本発明は、発振する周波数を調整できる発振回路に関するものである。

従来、共振周波数が異なる複数の水晶振動子を用いることにより、単一の水晶振動子で調整可能な周波数範囲よりも広い周波数範囲で発振周波数を調整できる反共振回路が知られている（例えば、特許文献１を参照）。

図１５は、従来の反共振回路４００の構成例を示す。図１５において、反共振回路４００は、交流信号源４３０の出力抵抗４４０と負荷抵抗４５０とに接続されている。

反共振回路４００は、出力抵抗４４０と負荷抵抗４５０との間における異なる経路に接続された水晶振動子４１１及び水晶振動子４２１を備える。水晶振動子４１１が接続された第１の経路には、減衰器４１２、インダクタ４１３及びキャパシタ４１４が直列に設けられている。水晶振動子４１１は、インダクタ４１３とキャパシタ４１４との接続点とグランドとに接続されている。同様に、水晶振動子４２１が接続された第２の経路には、減衰器４２２、インダクタ４２３及びキャパシタ２２４が直列に設けられている。水晶振動子４２１は、インダクタ４２３とキャパシタ４２４との接続点とグランドとに接続されている。

水晶振動子４１１及び水晶振動子４２１は、それぞれ異なる共振周波数を有しており、キャパシタ４１４及びキャパシタ４２４を介して互いに接続されている。これにより、反共振回路４００は、水晶振動子４１１の共振周波数と水晶振動子４２１の共振周波数との間の周波数において共振する。減衰器４１２及び減衰器４２２の減衰率を変化させることにより、反共振回路４００の反共振周波数が変化する。

特開２００７−２９５２５６号公報

ところで、水晶振動子、ＭＥＭＳ（Micro-Electro-Mechanical Systems）振動子等の高いＱを有する共振子の共振周波数は、ｆ_Ｌ＝（１／２π）√｛（Ｃ_１＋Ｃ_Ｌ）／Ｌ_１Ｃ_１Ｃ_Ｌ｝で表される。ここで、Ｃ_１は振動子の等価回路のモーショナルキャパシタンス、Ｃ_Ｌは負荷容量、Ｌ_１は振動子の直列インダクタンスである。

Ｃ_１が比較的小さいＭＥＭＳ振動子を用いた発振回路においては、振動子に印加するバイアス電圧を調整することによって周波数の調整が行われる。しかし、集積回路や個別部品において実現できる数ｐＦオーダーの容量値に対してＣ_１が非常に小さい振動子を発振回路に用いた場合は、Ｃ_Ｌ＞＞Ｃ_１の関係に基づいてｆ_Ｌ＝（１／２π）√（１／Ｌ_１Ｃ_１）と近似できるので、共振周波数は、振動子が有するＬ_１及びＣ_１に基づいて定められる。したがって、上記の振動子を発振回路に用いる場合には、振動子の共振周波数の温度特性が、そのまま発振周波数の温度特性に反映されてしまう。

特に、ＭＥＭＳ振動子の共振周波数の温度特性は−３０ｐｐｍ／℃程度であり、温度変化に対する周波数変化範囲が比較的大きい。したがって、ＭＥＭＳ振動子を用いた発振回路においては、バイアス電圧を調整するだけでは、温度変化を相殺して安定した発振周波数を得ることが困難である。

図１５に示した反共振回路４００においては、単一のＭＥＭＳ振動子のバイアス電圧を調整する場合よりも広い周波数範囲で反共振周波数を変化させることができる。しかし、反共振回路４００において、反共振周波数におけるＱの値を発振回路に用いることができる程度に大きな値にするために、インダクタ４１３及びインダクタ４２３のインダクタンス値を十分に大きな値にしなければならなかった。具体的には、特許文献１においては、インダクタ４１３及びインダクタ４２３のインダクタンス値として２７μＨが例示されている。

しかし、インダクタは、温度変化に応じてインダクタンス値が大きく変化する。また、振動子のばらつきに応じてインダクタンス値を調整することも困難である。したがって、インダクタを用いた共振回路においては、安定した発振周波数の発振信号を得ることができなかった。さらに、μＨオーダーのインダクタンス値を有するインダクタは、集積回路に内蔵することが困難であった。したがって、従来の反共振回路４００を用いて、安定した発振周波数の発振信号を得られる発振回路を、低コストで量産することができなかった。

そこで、本発明はこれらの点に鑑みてなされたものであり、集積回路に内蔵することが可能であり、かつ、広い周波数範囲で発振周波数を変化させることができる発振信号を発生する発振回路を提供することを目的とする。

本発明の実施態様においては、入力される信号を増幅する第１増幅器と、第１増幅器の出力信号を反転増幅して第１増幅器に入力する第２増幅器と、第２増幅器の入出力間に接続された抵抗と、抵抗と並列に、互いに直列に接続された第１振動子及び第３増幅器と、抵抗と並列に、互いに直列に接続された第２振動子及び第４増幅器とを備え、第１振動子は、第２振動子と異なる反共振周波数を有し、第３増幅器及び第４増幅器の少なくとも１つは、可変利得を有する発振回路を提供する。第１振動子の共振周波数は、例えば、第２振動子の共振周波数よりも小さく、第１振動子の反共振周波数は、第２振動子の共振周波数よりも大きい。

上記の発振回路は、第１振動子の共振周波数は、第２振動子の共振周波数よりも小さく、第１振動子と並列に設けられており、かつ、第１振動子の等価並列容量と反対の極性の容量を有する第１負性容量回路をさらに備えてもよい。この場合に、第１振動子の共振周波数及び反共振周波数は、例えば、第２振動子の共振周波数及び反共振周波数よりも小さい。

上記の第１負性容量回路は、例えば、第１振動子の一方の端子に接続された反転増幅器と、第１振動子の他方の端子と反転増幅器とに接続された第１キャパシタとを有する。

上記の発振回路は、第２増幅器の入力端子とグランドとの間に設けられた第３負性容量回路をさらに備えてもよい。

本発明に係る発振回路によれば、集積回路に内蔵することが可能であり、かつ、広い周波数範囲で発振周波数を変化させることができる発振信号を発生できるという効果を奏する。

第１の実施形態の発振回路の構成例を示す。第１振動子及び第２振動子のインピーダンスの周波数特性を示す。図１に示した発振回路のＶｉからＶｏへの伝達特性のシミュレーション結果を示す。第２の実施形態に係る発振回路の構成例を示す。第２の実施形態における第１振動子及び第２振動子のインピーダンスの周波数特性を示す。第１振動子の等価回路を示す。第２振動子の等価回路を示す。図４に示した発振回路のＶｉからＶｏへの伝達特性のシミュレーション結果を示す。図４に示した発振回路のＶｉからＶｏへの伝達特性のシミュレーション結果を示す。第１負性容量回路の構成例を示す。図９に示した第１負性容量回路を接続した場合及び接続しない場合の伝達特性のシミュレーション結果を示す。第３の実施形態に係る発振回路の構成例を示す。第３負性容量回路の構成例を示す。図１２に示した第３負性容量回路の入力アドミッタンスの虚数成分をシミュレーションで求めた結果を示す。図１１に示した発振回路の帰還パス単独のオープンループ特性を示す。従来の反共振回路の構成例を示す。

＜第１の実施形態＞
［発振回路１００の回路構成］
図１は、第１の実施形態の発振回路１００の構成例を示す。発振回路１００は、第１増幅器１、第２増幅器２１を含む反転増幅器２、第３増幅器３、第４増幅器４、第１振動子５及び第２振動子６を備える。

第１増幅器１は、入力される信号を増幅して発振信号を発生する。反転増幅器２は、入力側がキャパシタ１４を介して第１増幅器１の出力側と接続されており、出力側がキャパシタ１５を介して第１増幅器１の入力側と接続されている。第３増幅器３及び第１振動子５は、第２増幅器２１及び抵抗２６と並列に、互いに直列に接続されている。第４増幅器４及び第２振動子６は、第２増幅器２１及び抵抗２６と並列に、互いに直列に接続されている。第３増幅器３及び第４増幅器４の少なくとも１つは、可変利得を有し、例えば発振回路１００の外部から入力される制御信号に応じて利得を変化させることができる。第１振動子５及び第２振動子６は、それぞれ異なる反共振周波数を有する。
以下、発振回路１００の回路の詳細について説明する。

第１増幅器１は、トランジスタ１１と、抵抗１２と、抵抗１３とを有する。トランジスタ１１はＮＰＮ型トランジスタである。トランジスタ１１のエミッタは、グランドに接続されている。トランジスタ１１のコレクタは、抵抗１２を介して電源に接続されている。トランジスタ１１のコレクタは、キャパシタ１４を介して反転増幅器２の入力側に接続されており、トランジスタ１１のベースは、キャパシタ１５を介して反転増幅器２の出力側に接続されている。トランジスタ１１のベースとコレクタとの間には、抵抗１３が設けられている。

反転増幅器２は、第２増幅器２１、抵抗２２、抵抗２３、キャパシタ２４、抵抗２５及び抵抗２６を有する。
第２増幅器２１は、第１増幅器１の出力信号を反転増幅して第１増幅器１に入力する。具体的には、第２増幅器２１は、例えばオペアンプであり、非反転入力端子には、抵抗２２、抵抗２３及びキャパシタ２４の一端が接続されている。抵抗２２の他端は電源に接続されており、抵抗２３及びキャパシタ２４の他端はグランドに接続されている。第２増幅器２１の非反転入力端子には、抵抗２２と抵抗２３との抵抗比に応じて電源電圧を分圧した電圧が印加されている。第２増幅器２１の反転入力端子には、抵抗２５、抵抗２６、第１振動子５及び第２振動子６が接続されている。

抵抗２６は、第２増幅器２１の入出力間に接続されている。すなわち、抵抗２６の一端は、第２増幅器２１の反転入力端子と抵抗２５とに接続されており、抵抗２６の他端は、第２増幅器２１の出力端子に接続されている。

第３増幅器３は、トランジスタ３１、可変抵抗３２、可変抵抗３３及び抵抗３４を有する。トランジスタ３１のコレクタは電源に接続されている。トランジスタ３１のベースは、可変抵抗３２と可変抵抗３３とに接続されている。トランジスタ３１のエミッタは、抵抗３４を介してグランドに接続されているとともに、第１振動子５の一端に接続されている。

トランジスタ３１、可変抵抗３２、可変抵抗３３及び抵抗３４は、コレクタ接地回路を構成する。すなわち、トランジスタ３１は、可変抵抗３２と可変抵抗３３との抵抗比に応じて変化する電圧をエミッタから出力するエミッタフォロワとして機能する。可変抵抗３２及び可変抵抗３３は、例えば外部からの制御信号に応じた抵抗値に調整できるデジタルポテンショメータである。

第４増幅器４は、トランジスタ４１、可変抵抗４２、可変抵抗４３及び抵抗４４を有する。トランジスタ４１のコレクタは電源に接続されている。トランジスタ４１のベースは、可変抵抗４２と可変抵抗４３とに接続されている。トランジスタ４１のエミッタは、抵抗４４を介してグランドに接続されているとともに、第２振動子６の一端に接続されている。

トランジスタ４１、可変抵抗４２、可変抵抗４３及び抵抗４４は、コレクタ接地回路を構成する。すなわち、トランジスタ４１は、可変抵抗４２と可変抵抗４３との抵抗比に応じて変化する電圧をエミッタから出力するエミッタフォロワとして機能する。可変抵抗４２及び可変抵抗４３は、例えば外部からの制御信号に応じた抵抗値に調整できるデジタルポテンショメータである。

なお、図１においては、可変抵抗３２、可変抵抗３３、可変抵抗４２及び可変抵抗４３が可変抵抗として示されているが、これらの可変抵抗のうち少なくともいずれかが可変抵抗であればよい。また、第３増幅器３及び第４増幅器４の利得を変化させる方法として、可変抵抗３２、可変抵抗３３、可変抵抗４２及び可変抵抗４３の抵抗値を変化させる方法以外の方法を用いてもよい。

第１振動子５及び第２振動子６は、例えばＡＴカット水晶振動子、ＳＣカット水晶振動子及びＭＥＭＳ振動子である。第１振動子５及び第２振動子６は、それぞれ異なる共振周波数（直列共振周波数）及び反共振周波数（並列共振周波数）を有する。第１振動子５の共振周波数はｆｒ_１であり、反共振周波数はｆａ_１である。第２振動子６の共振周波数はｆｒ_２であり、反共振周波数はｆａ_２である。

本実施形態において、第１振動子５の共振周波数よりも第２振動子６の共振周波数が大きく、第２振動子６の共振周波数よりも第１振動子５の反共振周波数が大きく、第１振動子５の反共振周波数よりも第２振動子６の反共振周波数が大きい。すなわち、第１振動子５及び第２振動子６の共振周波数と反共振周波数との関係は、ｆｒ_１＜ｆｒ_２＜ｆａ_１＜ｆａ_２である。

図２は、第１振動子５及び第２振動子６のインピーダンスの周波数特性を示す。点線は、第１振動子５のインピーダンスを示し、鎖線は、第２振動子６のインピーダンスを示している。第１振動子５のインピーダンスは、共振周波数ｆｒ_１において最小であり、反共振周波数ｆａ_１において最大である。第２振動子６のインピーダンスは、共振周波数ｆｒ_２において最小であり、反共振周波数ｆａ_２において最大である。

［発振回路１００の利得特性］
発振回路１００を反転増幅器２の入力端でオープンループとし、反転増幅器２に入力される電圧をＶｉ、反転増幅器２が出力する電圧をＶｏとしたときの入力Ｖｉから出力Ｖｏまでの伝達特性を概算すると、以下の式で表される。

ここで、Ｇ_１は、第３増幅器３の入力から出力までの利得、Ｇ_２は、第４増幅器４の入力から出力までの利得、Ｚ_１は第１振動子５のインピーダンス、Ｚ_２は第２振動子６のインピーダンスを示す。Ｒ_１は抵抗２５の抵抗値、Ｒ_２は抵抗２６の抵抗値を示す。

第３増幅器３の利得Ｇ_１が第４増幅器４の利得Ｇ_２よりも十分に大きい場合には、伝達特性は主にＲ_１とＺ_１との比によって定まり、第１振動子５のインピーダンスＺ_１が最大になる周波数である第１振動子５の反共振周波数で上記の伝達特性の式の分母が最小になる。したがって、第１振動子５の反共振周波数において伝達特性の利得が１よりも大きくなるピークが表れ、発振回路１００の発振条件が満たされる。

同様に、第４増幅器４の利得Ｇ_２が第３増幅器３の利得Ｇ_１よりも十分に大きい場合には、伝達特性は主にＲ_２とＺ_２との比によって定まり、第２振動子６のインピーダンスＺ_２が最大になる周波数である第２振動子６の反共振周波数で上記の伝達特性の式の分母が最小になる。したがって、第２振動子６の反共振周波数において伝達特性の利得が１よりも大きくなるピークが表れ、発振回路１００の発振条件が満たされる。

以上の説明からわかるように、発振回路１００においては、第３増幅器３の利得Ｇ_１と第４増幅器４の利得Ｇ_２との比を調整することにより、伝達特性の利得が１よりも大きくなるピークが表れる周波数を変化させることができる。具体的には、図１に示した第３増幅器３においては、可変抵抗３２及び可変抵抗３３の少なくとも１つを調整することにより、第３増幅器３の利得Ｇ_１を変化させることができる。また、図１に示した第４増幅器４においては、可変抵抗４２及び可変抵抗４３の少なくとも１つを調整することにより、第４増幅器４の利得Ｇ_２を変化させることができる。なお、他の方法により第３増幅器３及び第４増幅器４の利得を変化させてもよい。

図３は、図１に示した発振回路１００のＶｉからＶｏへの伝達特性のシミュレーション結果を示す。図３に示した例においては、第１振動子５の共振周波数を３．８１６ＭＨｚ、反共振周波数を４．１０４ＭＨｚ、第２振動子６の共振周波数を３．８２３ＭＨｚ、反共振周波数を４．１１５ＭＨｚとしている。実線は、Ｇ_１＝Ｇ_２＝０．５倍に調整した場合の特性を示す。点線は、Ｇ_１＝０．９５倍、Ｇ_２＝０．０５倍に調整した場合の特性を示す。鎖線は、Ｇ_１＝０．０５倍、Ｇ_２＝０．９５倍に調整した場合の特性を示す。利得特性においては、４．１ＭＨｚ付近で、異なるピーク周波数が得られており、当該ピーク周波数と連動して位相が１８０度変化していることがわかる。

ここで、第１増幅器１は、入力信号の位相を１８０度変化させて出力する。また、反転増幅器２は、第１増幅器１の出力信号の位相を１８０度変化させて第１増幅器１に入力する。したがって、第１増幅器１の利得と反転増幅器２のピーク利得とを合わせて０ｄＢ以上にすることで、利得と位相の発振条件を共に満たすことができる。

以上のとおり、第１の実施形態に係る発振回路１００によれば、第１増幅器１と、第２増幅器２１と、抵抗２６と、抵抗２６と並列に、互いに直列に接続された第１振動子５及び第３増幅器３と、抵抗２６と並列に、互いに直列に接続された第２振動子６及び第４増幅器４とを備え、第１振動子５が、第２振動子６と異なる反共振周波数を有し、第３増幅器３及び第４増幅器４の少なくとも１つが可変利得を有することで、第１振動子５の反共振周波数と第２振動子６の反共振周波数との間で発振周波数を変化させることができる。

＜第２の実施形態＞
［フローティング負性容量回路を備える］
図４は、第２の実施形態に係る発振回路２００の構成例を示す。発振回路２００は、第１負性容量回路７及び第２負性容量回路８をさらに備える点で図１に示した発振回路１００と異なり、他の点で同じである。第１負性容量回路７は、第１振動子５と並列に設けられており、第１振動子５の等価並列容量と反対の極性で、等価並列容量とほぼ等しい大きさの容量を有する。第２負性容量回路８は、第２振動子６と並列に設けられており、第２振動子６の等価並列容量と反対の極性で、等価並列容量とほぼ等しい大きさの容量を有する。

なお、発振回路２００は、反共振周波数が低い振動子の方に負性容量回路が備えられていればよい。例えば、第１振動子５の反共振周波数が第２振動子６の反共振周波数よりも低い場合、発振回路２００は、少なくとも第１負性容量回路７を備えていればよい。

図５は、第２の実施形態における第１振動子５及び第２振動子６のインピーダンスの周波数特性を示す。図５に示す第１振動子５及び第２振動子６の共振周波数と反共振周波数との関係は、ｆｒ_１＜ｆａ_１＜ｆｒ_２＜ｆａ_２である。すなわち、第１振動子５の共振周波数及び反共振周波数は、第２振動子６の共振周波数及び反共振周波数よりも小さい。この場合、第１振動子５の反共振周波数ｆａ_１と第２振動子６の反共振周波数ｆａ_２との間に第２振動子６の共振周波数ｆｒ_２があるので、第１振動子５の反共振周波数ｆａ_１と第２振動子６の反共振周波数ｆａ_２との間で周波数を変化させることが想定されている発振回路１００の構成では、第１振動子の反共振周波数ｆａ_１と第２振動子６の反共振周波数ｆａ_２との間の全ての周波数範囲では発振条件が満たされず、狭い周波数範囲でしか発振条件が満たされない。

これに対して、発振回路２００においては、第１負性容量回路７及び第２負性容量回路８によって第１振動子５及び第２振動子６の等価並列容量を打ち消すことで反共振周波数の影響が抑制され、第１振動子５の共振周波数から第２振動子６の共振周波数までの周波数で発振する。

図６Ａは、第１振動子５の等価回路を示す。第１振動子５は、等価並列キャパシタ５１と、互いに直列に接続された等価直列抵抗５２、等価直列インダクタ５３及び等価直列キャパシタ５４とが並列に接続されている。図６Ｂは、第２振動子６の等価回路を示す。第２振動子６は、等価並列キャパシタ６１と、互いに直列に接続された等価直列抵抗６２、等価直列インダクタ６３及び等価直列キャパシタ６４とが並列に接続されている。

第１負性容量回路７は、第１振動子５と並列に設けられており、かつ、等価並列キャパシタ５１の容量と反対の極性で、ほぼ同じ大きさの容量を有するので、等価並列キャパシタ５１を打ち消すことができる。同様に、第２負性容量回路８は、第２振動子６と並列に設けられており、かつ、等価並列キャパシタ６１の容量と反対の極性で、ほぼ同じ大きさの容量を有するので、第２振動子６の等価並列キャパシタ６１を打ち消すことができる。

図７は、発振回路２００のＶｉからＶｏへの伝達特性のシミュレーション結果を示す。本実施形態における第１振動子５の共振周波数は、１１．００００ＭＨｚであり、第２振動子６の共振周波数は１１．０５９２ＭＨｚである。点線は、発振回路２００が第１振動子５及び第１負性容量回路７を有し、第２振動子６及び第２負性容量回路８を有しない場合の特性を示す。鎖線は、発振回路２００が第２振動子６及び第２負性容量回路８を有し、第１振動子５及び第１負性容量回路７を有しない場合の特性を示す。実線は、発振回路２００が第１振動子５及び第１負性容量回路７並びに第２振動子６及び第２負性容量回路８を有する場合の特性を示す。

点線で示されているように、発振回路２００が第１振動子５及び第１負性容量回路７を有し、第２振動子６及び第２負性容量回路８を有しない場合には、第１振動子５の共振周波数でインピーダンスＺ_１が極小になる。また、鎖線で示されているように、発振回路２００が第２振動子６及び第２負性容量回路８を有し、第１振動子５及び第１負性容量回路７を有しない場合には、第２振動子６の共振周波数でインピーダンスＺ_２が極小になる。したがって、これらの場合には、反転増幅器２の負帰還が大きくなるので伝達関数Ｖｏ／Ｖｉの利得が小さくなり、発振回路２００の発振条件が満たされない。

これに対して、発振回路２００が第１振動子５及び第１負性容量回路７並びに第２振動子６及び第２負性容量回路８を有する場合には、第１振動子５の共振周波数から第２振動子６の共振周波数までの周波数において、ほぼ１の利得のピークが生じており、当該周波数において位相が１８０度変化している。その結果、発振回路２００の発振条件が満たされる。

図８は、第３増幅器３及び第４増幅器４の利得を変化させた場合の発振回路２００のＶｉからＶｏへの伝達特性のシミュレーション結果を示す。図８における実線は、第３増幅器３の利得Ｇ_１と第４増幅器４の利得Ｇ_２とを０．５倍に調整した場合の特性を示す。点線は、Ｇ_１＝０．９倍、Ｇ_２＝０．１倍に調整した場合の特性を示す。鎖線は、Ｇ_１＝０．１倍、Ｇ_２＝０．９倍に調整した場合の特性を示す。図８から、第３増幅器３の利得と第４増幅器４の利得とを調整することにより、伝達特性の利得が最大になる周波数と位相が１８０度変化する周波数とを制御できることがわかる。

以上のとおり、発振回路２００によれば、第１振動子５及び第２振動子６の等価並列容量を相殺することで反共振周波数の影響がなくなるので、第１振動子５の共振周波数と第２振動子６の共振周波数との間の広い周波数範囲で発振する。例えば、図８に示した例においては、±２０００ｐｐｍ以上の周波数可変範囲が確保されている。

図９は、第１負性容量回路７の構成例を示す。第１負性容量回路７は、オペアンプ７１、抵抗７２、抵抗７３及びキャパシタ７４を有する。オペアンプ７１は、反転増幅器として機能し、非反転入力端子がグランドに接続されている。オペアンプ７１の反転入力端子は、抵抗７２を介して第１振動子５の第１端子に接続されているとともに、抵抗７３を介してオペアンプ７１の出力端子と接続されている。オペアンプ７１の出力端子は、キャパシタ７４を介して第１振動子５の第２端子に接続されている。オペアンプ７１は、反転入力端子から入力された信号の逆相の信号を生成してキャパシタ７４に入力する。

キャパシタ７４は、第１振動子５の第２端子とオペアンプ７１とに接続されている。キャパシタ７４は、第１振動子５の等価並列キャパシタと同等の容量を有する。オペアンプ７１が出力する信号は、第１振動子５の等価並列キャパシタを通過する信号と同じ大きさで逆相の信号なので、第１負性容量回路７によって、第１振動子５の等価並列キャパシタによる影響を相殺することができる。

図１０は、図９に示した第１負性容量回路７を接続した場合及び接続しない場合の第１振動子５の伝達特性のシミュレーション結果を示す。点線は、第１負性容量回路７を接続しない場合の第１振動子５の伝達特性を示す。実線は、第１振動子５と並列に第１負性容量回路７を接続した場合の第１振動子５の伝達特性を示す。第１振動子５は、第１振動子５の共振周波数においてインピーダンスが最小になり、反共振周波数においてインピーダンスが最大になる。したがって、第１負性容量回路７が接続されていない状態における第１振動子５の単体の伝達特性においては、図１０の点線が示すように、共振周波数で利得が最大になるピークがあり、反共振周波数で利得が最小になるピークがある。

これに対して、第１負性容量回路７が接続されている状態においては、図１０の実線が示すように、第１振動子５の反共振周波数で生じる利得の低下が消滅し、共振周波数で生じるピークのみが表れる。その結果、発振回路２００においては、第１振動子５の反共振周波数の影響を受けることなく、第１振動子５の共振周波数と第２振動子６の共振周波数との間の広い周波数範囲で発振周波数を変化させることができる。

なお、第１負性容量回路７の構成は、図９に示した構成に限定されるものではない。例えば、A. Antoniou, “Floating Negative-Impedance Converters,” IEEE
Transactions on Circuit Theory, vol. 19, pp.209-212, March 1972に示されるような他の構成によるフローティング負性容量回路を用いてもよい。

以上のとおり、第２の実施形態に係る発振回路２００によれば、第１振動子５と並列に第１負性容量回路７が設けられていることにより、第１振動子５の反共振周波数の影響を受けることなく、第１振動子５の共振周波数と第２振動子６の共振周波数との間の広い周波数範囲で発振周波数を変化させることができる。

＜第３の実施形態＞
図１１は、第３の実施形態に係る発振回路３００の構成例を示す。図１に示した発振回路１００及び図４に示した発振回路２００においては、第１増幅器１の出力信号が、反転増幅器２が設けられた経路、第１振動子５が設けられた経路及び第２振動子６が設けられた経路を経て第１増幅器１の入力側に戻されることで、発振条件が満たされていた。しかし、実回路においては、図１及び図４に表されていない浮遊容量などの影響により、回路図には表れていない経路の影響で、所望の発振周波数以外の周波数で不要発振が生じる場合がある。

そこで、不要発振を防ぐために、発振回路３００は、第２増幅器２１の反転入力端子とグランドとの間に設けられた、第３負性容量回路９をさらに備える。その他の点では、発振回路３００は、図４に示した発振回路２００と同じである。

第３負性容量回路９の負性容量の大きさは、Ｃ＝−２（Ｃ０１＋Ｃ０２）である。ここで、Ｃ０１は第１振動子５の並列容量の大きさを示し、Ｃ０２は第２振動子６の並列容量の大きさを示す。第３負性容量回路９の負性容量を上記のとおりにすることで、第１振動子５及び第２振動子６の並列容量が伝達特性に与える影響を低減することができる。その結果、第１振動子５及び第２振動子６の並列容量と等価直列抵抗、等価直列インダクタ及び等価直列キャパシタとの間の共振により生じる利得のピークと位相回転とを除去できるので、不要発振を防ぐことができる。

図１２は、第３負性容量回路９の構成例を示す。第３負性容量回路９は、オペアンプ９１、キャパシタ９２、抵抗９３及び抵抗９４を有する。オペアンプ９１の非反転入力端子は、第１振動子５及び第２振動子６に接続されている。キャパシタ９２は、オペアンプ９１の非反転入力端子と出力端子との間に設けられている。抵抗９３は、オペアンプ９１の反転入力端子と出力端子との間に設けられている。抵抗９４は、オペアンプ９１の反転入力端子とグランドとの間に設けられている。

キャパシタ９２の容量値をＣ_ｆとするとともに、抵抗９３の抵抗値と抵抗９４の抵抗値とを等しくして、非反転アンプとして機能するオペアンプ９１の利得を２倍にすると、第３負性容量回路９を入力から見たアドミッタンスＹ_ｍは、以下の式で表される。

ここで、Ｉ_ｉｎはオペアンプ９１の非反転入力端子への入力電流、Ｖ_ｉｎはオペアンプ９１の非反転入力端子への入力電圧、Ａはオペアンプ９１のオープンループ利得である。
上記の式においてＡが十分に大きければ、第３負性容量回路９の構成によって、Ｃ_ｆにほぼ等しい容量値の負性容量を得ることができる。

図１３は、図１２に示した第３負性容量回路９の入力アドミッタンスの虚数成分をシミュレーションで求めた結果を示す。図１３における縦軸は、第３負性容量回路９のサセプタンス成分を示している。図１３によれば、第３負性容量回路９が、周波数が大きくなるにつれて虚数成分が減少する様子が示されている。点線は、−ｊω×２４ｐＦの漸近線を示しており、２０ＭＨｚより小さい周波数においては、ほぼ−Ｃ_ｆ＝−２４ｐＦが実現されていることがわかる。発振回路３００が第３負性容量回路９を備えることにより、第３増幅器３及び第１振動子５並びに第４増幅器４及び第２振動子６の帰還パスにおける不要発振を防ぐことができる。

図１４は、発振回路３００の帰還パス単独のオープンループ特性を示す。点線は、第３負性容量回路９が設けられていない場合の特性を示し、実線は、第３負性容量回路９が設けられている場合の特性を示している。点線が示すように、第３負性容量回路９が設けられていない場合には、第１振動子５及び第２振動子６の共振周波数付近で、位相０と交差するような急峻な位相の変化が生じており、不要発振が生じる条件が満たされる場合がある。これに対して、実線が示すように、第３負性容量回路９が設けられている場合には、第１振動子５及び第２振動子６の共振周波数付近における急峻な位相の変化がなくなり、不要発振が生じる条件が満たされないことがわかる。その結果、発振回路３００によれば、不要発振が発生することなく、広い周波数範囲で周波数を変化させることができる。

なお、第３負性容量回路９の構成は、図１２に示した構成に限定されるものではなく、他の構成の負性容量回路によっても同等の効果を得ることができる。例えば、第３負性容量回路９として、R. L. Brennan, et al., “The CMOS Negative Impedance Converter,” IEEE
J. of Solid-State Circuits, vol. 23, No. 5, Oct. 1988に記載されている回路、又はH.
Mostafa, et al., “Novel Timing Yield Improvement Circuits for High-Performance
Low-Power Wide Fan-In Dynamic OR Gates,” IEEE Transactions on Circuits and
Systems- I: Regular Papers, vol. 58, No. 8, Aug. 2011に記載されている回路を適用することができる。

以上のとおり、第３の実施形態に係る発振回路３００によれば、第１振動子５及び第２増幅器２１の接続点とグランドとの間に設けられた第３負性容量回路９をさらに備えることにより、不要な発振を防ぎ、広い周波数範囲で周波数を変化させることができる。

以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更又は改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。そのような変更又は改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。

例えば、上記の実施形態においては、第１振動子５と第２振動子６とを備える構成について説明したが、３つ以上の振動子を備えてもよい。また、第１振動子５及び第２振動子６として、ＭＥＭＳ発振器のみならず、水晶振動子、セラミック振動子、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）フィルタ、又はインダクタとキャパシタとにより構成されたＬＣ発振器などのさまざまな発振回路に適用することできる。

また、上記の実施形態においては、バイポーラトランジスタが用いられる例について説明したが、バイポーラトランジスタの代わりに電界効果トランジスタが用いられてもよい。この場合、バイポーラトランジスタのコレクタは電界効果トランジスタのドレインによって代替され、バイポーラトランジスタのエミッタは電界効果トランジスタのソースによって代替され、バイポーラトランジスタのベースは電界効果トランジスタのゲートによって代替される。

１・・・第１増幅器、２・・・反転増幅器、３・・・第３増幅器、４・・・第４増幅器、５・・・第１振動子、６・・・第２振動子、７・・・第１負性容量回路、８・・・第２負性容量回路、９・・・第３負性容量回路、１１・・・トランジスタ、１２・・・抵抗、１３・・・抵抗、１４・・・キャパシタ、１５・・・キャパシタ、２１・・・第２増幅器、２２・・・抵抗、２３・・・抵抗、２４・・・キャパシタ、２５・・・抵抗、２６・・・抵抗、３１・・・トランジスタ、３２・・・可変抵抗、３３・・・可変抵抗、３４・・・抵抗、４１・・・トランジスタ、４２・・・可変抵抗、４３・・・可変抵抗、４４・・・抵抗、５１・・・等価並列キャパシタ、５２・・・等価直列抵抗、５３・・・等価直列インダクタ、５４・・・等価直列キャパシタ、６１・・・等価並列キャパシタ、６２・・・等価直列抵抗、６３・・・等価直列インダクタ、６４・・・等価直列キャパシタ、７１・・・オペアンプ、７２・・・抵抗、７３・・・抵抗、７４・・・キャパシタ、９１・・・オペアンプ、９２・・・キャパシタ、９３・・・抵抗、９４・・・抵抗、１００・・・発振回路、２００・・・発振回路、２２４・・・キャパシタ、３００・・・発振回路、４００・・・反共振回路、４１１・・・振動子、４１２・・・減衰器、４１３・・・インダクタ、４１４・・・キャパシタ、４２１・・・振動子、４２２・・・減衰器、４２３・・・インダクタ、４２４・・・キャパシタ、４３０・・・交流信号源、４４０・・・出力抵抗、４５０・・・負荷抵抗

Claims

入力される信号を増幅する第１増幅器と、
前記第１増幅器の出力信号を反転増幅して前記第１増幅器に入力する第２増幅器と、
前記第２増幅器の入出力間に接続された抵抗と、
前記抵抗と並列に、互いに直列に接続された第１振動子及び第３増幅器と、
前記抵抗と並列に、互いに直列に接続された第２振動子及び第４増幅器と、
を備え、
前記第１振動子は、前記第２振動子と異なる反共振周波数を有し、
前記第３増幅器及び前記第４増幅器の少なくとも１つは、可変利得を有する、
発振回路。
前記第１振動子の共振周波数は、前記第２振動子の共振周波数よりも小さく、
前記第１振動子の反共振周波数は、前記第２振動子の共振周波数よりも大きい、
請求項１に記載の発振回路。
前記第１振動子の共振周波数は、前記第２振動子の共振周波数よりも小さく、
前記第１振動子と並列に設けられており、かつ、前記第１振動子の等価並列容量と反対の極性の容量を有する第１負性容量回路をさらに有する、
請求項１に記載の発振回路。
前記第１振動子の共振周波数及び反共振周波数は、前記第２振動子の共振周波数及び反共振周波数よりも小さい、
請求項３に記載の発振回路。
前記第１負性容量回路は、前記第１振動子の一方の端子に接続された反転増幅器と、前記第１振動子の他方の端子と前記反転増幅器とに接続された第１キャパシタと、を有する、
請求項３又は４に記載の発振回路。
前記第２増幅器の入力端子とグランドとの間に設けられた第３負性容量回路をさらに備える、
請求項３から５のいずれか一項に記載の発振回路。