JP2010041346A

JP2010041346A - 副振動抑圧型の水晶発振回路

Info

Publication number: JP2010041346A
Application number: JP2008201394A
Authority: JP
Inventors: Junichi Arai; 淳一新井
Original assignee: Nihon Dempa Kogyo Co Ltd
Current assignee: Nihon Dempa Kogyo Co Ltd
Priority date: 2008-08-05
Filing date: 2008-08-05
Publication date: 2010-02-18
Also published as: US20100033258A1; CN101645691A; US8044730B2

Abstract

【課題】特にＳＣカットでのＢモードを抑圧してＣモードでの発振を確実にし、しかも部品点数を少なくした水晶発振回路を提供する。
【解決手段】水晶振動子３と第１及び第２コンデンサＣ1、Ｃ2とからなる発振用共振回路１と発振用トランジスタ２とを有し、ベース・コレクタ間に水晶振動子３を、エミッタ・コレクタ間に第１コンデンサＣ1を、エミッタ・ベース間に第２コンデンサＣ2を接続したコルピッツ型で、発振用トランジスタ２のエミッタ・コレクタ間又はエミッタ・ベース間は第１又は第２コンデンサＣ1、Ｃ2にＬＣ直列回路４を並列接続したリアクタンス並列回路５からなり、リアクタンス並列回路５は主振動モードによる発振周波数ｆ1oでは容量性となる共振特性を有し、ＬＣ直列回路４の共振周波数ｆrは副振動モードによる振動周波数ｆo2に一致した構成とする。
【選択図】図１

Description

本発明はコルピッツ型とした副振動抑制型の水晶発振回路を技術分野とし、特に水晶振動子をＳＣカットとしてＢモードによる振動周波数での発振を抑圧した水晶発振回路に関する。

（発明の背景）
水晶発振回路は水晶振動子に起因して周波数安定度が格段に高いことから、各種通信機器の周波数発生源として採用される。このようなものの一つに、例えば応力感度特性に優れたＳＣカットの水晶振動子を用いた水晶発振回路があり、特に周波数偏差を例えばｐｐｂ（１／１０億の単位）として高安定とした基地局等に適用される。

（従来技術の一例）
第５図（ａｂ）は一従来例を説明する水晶発振回路の図で、同図（ａｂ）ともに電源やバイアス抵抗等を除いた高周波的な発振回路（等価回路）図である。

水晶発振回路「第５図（ａ）」は発振用共振回路１とこれに依存した発振周波数を帰還増幅する発振用増幅器２とを有する。発振用共振回路１は一般にはコルピッツ型とし、基本的には、インダクタ成分として機能する水晶振動子３と、分圧（分割）コンデンサとしての第１及び第２コンデンサＣ1、Ｃ2とからなる。発振用増幅器２は例えばトランジスタ２Ａからなり、ベース・コレクタ間に水晶振動子３を、エミッタ・コレクタ間に第１コンデンサＣ1を、エミッタ・ベース間に第２コンデンサＣ2を接続する。

例えば発振用トランジスタ２Ａのベース電位を基準にすると、発振用共振回路１の端子間をベース・コレクタ間に、第１及び第２コンデンサＣ1、Ｃ2の中点（直列接続点）をエミッタに接続する。そして、発振用共振回路１の端子間を発振出力Ｖoutとし、第１及び第２コンデンサＣ1、Ｃ2で分圧した発振出力Ｖoutの一部をベース・エミッタ間に帰還して入力Ｖiとする。これにより、発振出力の一部（入力Ｖi）を発振用トランジスタ２Ａが増幅し、これらが繰り返されて発振を持続する。

通常では、出力インピーダンスを小さくして次段との結合を容易にすることから、コレクタ接地が採用される「第６図（ａ）」。図中の符号Ｒ1、Ｒ2はベースバイアス抵抗、Ｒ3は負荷抵抗、Ｖccは電源である。なお、この場合でも、勿論、高周波的には前述した第５図（ａ）の発振回路図になる。

水晶振動子（水晶片）３は、結晶軸（ＸＹＺ）のＸ軸及びＺ軸を中心としてＹ軸が２回回転した所謂２回回転Ｙカットのうちの代表的なＳＣカットからなる。ＳＣカットの水晶振動子３は、第７図のリアクタンス特性図に示したように、厚みすべり振動のＣモードを主振動とし、通常ではこれに変位方向が直交したＢモードの副振動が発生する。これらの主振動（Ｃモード）及び副振動（Ｂモード）は、図示しない水晶振動子の等価回路から明らかなように、いずれも共振点（共振周波数）ｆ1、ｆ2及び反共振点（反共振周波数）ｆ1´、ｆ2´を有する。

この場合、ＣモードとＢモードとは互いに接近してＢモードがＣモードの１０％程度の高域側となり、共振点ｆ1、ｆ2での共振レベルを同等以上として即ちクリスタルインピーダンス（ＣＩ）を同等以下に小さくする。そして、いずれの場合でも、共振点ｆ1、ｆ2と反共振点ｆ1′、ｆ2´との間をインダクタ領域ΔＦ1、ΔＦ2とし、Ｃモードによるインダクタ領域ΔＦ1と第１及び第２コンデンサＣ1、Ｃ2とから発振用共振回路１を形成する。

これにより、インダクタ領域ΔＦ1での振動周波数ｆ1oのときのインダクタンスと第２コンデンサＣ1、Ｃ2の合成容量とから共振周波数が決定され、インダクタ領域ΔＦ1での振動周波数ｆ10が発振周波数となる。但し、水晶振動子３から見た発振用トランジスタタ２Ａを含む回路側の容量すべてが加味された直列等価容量との間で発振周波数は決定され、概ね、共振周波数ｆoに一致する。

したがって、主振動（Ｃモード）による共振点ｆ1と反共振点ｆ´との間のインダクタ領域ΔＦ1（ｆ1−ｆ1´）がＣモードによる基本的な発振領域となる。そして、このことは、副振動（Ｂモード）でも同様であり、Ｂモードのインダクタ領域ΔＦ2が発振可能な発振領域となる。なお、実際には、各モードでの発振領域はインダクタ領域ΔＦ1、ΔＦ2よりも狭くなる。

一方、前述したように、ＢモードはＣモードに接近して、共振レベルが同等以上即ちＣＩが同等以下に小さくなる。したがって、主振動であるＣモードによるインダクタ領域ΔＦ1の振動周波数ｆ1oのみでの発振とする回路定数等の設定が困難となり、Ｂモード（インダクタ領域ΔＦ2での振動周波数ｆ2o）での発振を引き起こす。

このことから、例えば特許文献１では、第６図（ｂ）に示したように、第１及び第２コンデンサＣ1、Ｃ2の中点とエミッタとの間に、インダクタＬ及びコンデンサＣからなる第１ＬＣ直列回路４ｘ接続し、エミッタとアース（コレクタ）との間に同様の第２ＬＣ直列回路４ｙを接続する。第１ＬＣ直列回路４ｘはＣモードによる発振領域ΔＦ1内の振動周波数（即ち発振周波数）ｆ1oに、第２ＬＣ直列回路４ｙはＢモードによる発振領域ΔＦ2内の振動周波数ｆ2oに概ね一致させる。

これにより、第１ＬＣ直列回路４ｘは、Ｃモードによる発振周波数（振動周波数）ｆ1o及びその近傍の周波数成分を、エミッタから第１及び第２コンデンサＣ1、Ｃ2の中点を経てベースに帰還する。そして、これら以外の周波数領域（成分）を抑圧し、いわばＣモードの通過域を形成する。また、第２ＬＣ直列回路４ｙはエミッタからのＢモードによる発振領域ΔＦ2内の周波数成分をアース電位に落としてベースへの帰還ループから排除し、Ｂモードの減衰域を形成する。したがって、Ｂモードによる発振を抑圧して、Ｃモードによる振動周波数ｆ1oでの発振を確実にできる。

この場合、水晶振動子３から見た回路側の負性抵抗特性は、第８図に示したように、主振動（Ｃモード）での発振領域ΔＦ1と副振動（Ｂモード）の発振領域ΔＦ2との間の周波数ｆαで抵抗値を０として、Ｃモードによる発振領域ΔＦ1では負抵抗とし、Ｂモードによる発振領域ΔＦ2では正抵抗とする。したがって、Ｃモードでは発振条件の一つである電力条件を満たして発振するが、Ｂモードでは電力条件を満たさないので発振しない。
特開２００６−３４５１１５号公報特開２０００−２９５０３７号公報特開平９−１５３７４０号公報

（従来技術の問題点）
しかしながら、上記構成の水晶発振回路（Ｂモード抑圧）では、主振動であるＣモードの通過域及び副振動となるＢモードの減衰域を形成する第１及び第２直列共振回路４（ｘｙ）を帰還ループ内に挿入することから、部品点数を多くする問題があった。また、特許文献２の場合でも、同様の趣旨でＣモードの通過域及びＢモードの減衰域を形成するが、この場合でも同様に部品点数を多くする問題があった。

（発明の目的）
本発明は副振動モードによる振動周波数での発振を抑圧して主振動モードによる振動周波数での発振を確実にしてしかも部品点数を少なくする、特に水晶振動子をＳＣカットとした水晶発振回路を提供する。

（着目点及び発想）
本発明は、コルピッツ型とする発振用共振回路は分圧コンデンサとしての第１及び第２コンデンサが必須の要件である点、及び第１及び第２コンデンサは発振領域のみで容量成分（コンデンサ）として機能すればよい点に着目した。そして、例えばいずれか一方のコンデンサを周波数依存のリアクタンス素子（リアクタンス回路）として発振領域では容量成分とし、発振領域外では抵抗成分とする。これにより、発振領域ではコルピッツ型の発振回路を形成し、発振領域外ではコルピッツ型の発振回路を形成しない点を発想した。

（解決手段）
本発明は、特許請求の範囲（請求項１）に示したように、インダクタ成分として機能する水晶振動子と第１及び第２コンデンサとからなる発振用共振回路と、前記発振用共振回路による発振周波数を帰還増幅する発振用トランジスタとを有し、前記発振用トランジスタのベース・コレクタ間に前記水晶振動子を、エミッタ・コレクタ間に前記第１コンデンサを、エミッタ・ベース間に前記第２コンデンサを接続してコルピッツ型とし、前記水晶振動子の主振動モードによる振動周波数を発振周波数とし、前記主振動モードに接近した副振動モードによる振動周波数での発振を抑圧した副振動抑圧型の水晶発振回路において、前記発振用トランジスタのエミッタ・コレクタ間又はエミッタ・ベース間は、前記第１又は第２コンデンサにインダクタ及びコンデンサのＬＣ直列回路を並列接続したリアクタンス並列回路からなり、前記リアクタンス並列回路は前記主振動モードによる発振周波数では容量性となる共振特性を有し、前記ＬＣ直列回路の共振周波数は前記副振動モードによる振動周波数に一致した構成とする。

このような構成であれば、第１コンデンサ及びＬＣ直列回路からなるリアクタンス並列回路を発振用トランジスタの例えばエミッタ・コレクタ間として、エミッタ・ベース間を第２コンデンサとする。この場合、発振用共振回路はインダクタ成分としての水晶振動子と、リアクタンス並列回路及び第２コンデンサとからなる。

この場合、リアクタンス並列回路は主振動モードによる発振周波数（発振時における水晶振動子の振動周波数）では容量成分とするので、第２コンデンサとともに分圧コンデンサを形成する。したがって、エミッタ・コレクタ間及びエミッタ・ベース間のいずれをもコンデンサ（容量）としてコルピッツ型の発振用共振回路を形成する。これにより、水晶振動子の主振動モードにおけるインダクタ成分となる振動周波数での発振を可能にする。

これに対し、リアクタンス並列回路（エミッタ・コレクタ間）の第１コンデンサに並列接続したＬＣ直列回路の共振周波数は、副振動モードによる振動周波数に一致する。したがって、副振動モードによる振動周波数では、直列共振回路は第１コンデンサＣ1のインピーダンスよりも格段に小さい抵抗成分のみとなる。

この場合、リアクタンス並列回路も基本的に抵抗成分となる。したがって、抵抗成分としたリアクタンス並列回路は、エミッタ・コレクタ間及びエミッタ・ベース間をいずれをもコンデンサとするコルピッツ型の要件（原理）を満足しない。これにより、副振動モードの振動周波数での発振は基本的に生じない。具体的には、副振動による振動周波数では、水晶振動子から見た回路側の抵抗が正抵抗となって負性抵抗を得られない。また、発振用トランジスタの入出力では正帰還とする位相条件をも満足しない。

これらから、本発明では、副振動モードによる発振を抑圧して主振動モードによる発振を確実にする。そして、リアクタンス並列回路は第１コンデンサにＬＣ直列回路を接続するのみなので、副振動抑圧型とする回路素子を少なくできる。なお、エミッタ・コレクタ間を第１コンデンサとして、エミッタ・ベースタ間をリアクタンス並列回路とした場合でも同様である。

（実施態様項）
本発明の請求項２では、請求項１において、前記ＬＣ直列回路の共振周波数は前記リアクタンス並列回路の共振周波数よりも高くする。これにより、請求項１での「・・前記リアクタンス並列回路は前記主振動モードによる発振周波数では容量性となる共振特性を有し・・」とする構成がさらに明確になる。

同請求項３では、請求項１において、前記水晶振動子はＳＣカットとし、前記主振動モードはＣモードとして前記副振動モードはＢモードとし、前記Ｂモードは前記Ｃモードよりも高域側に接近して発生する。これにより、請求項１での主振動及び副振動モードを明確にして、ＳＣカットでの副振動となるＢモードを抑圧した主振動としたＣモードでの発振を確実にする。

第１図は本発明の一実施形態を説明する水晶発振回路の図である。なお、前従来例と同一部分には、同番号を付与してその説明は簡略又は省略する。

水晶発振回路は、前述同様にコルピッツ型として一般的なコレクタ接地とする。そして、発振用トランジスタ２Ａのベース・コレクタ間にインダクタ成分としての水晶振動子３を、エミッタ・コレクタ間に第１コンデンサＣ1を、エミッタ・ベース間に第２コンデンサＣ2を接続する。水晶振動子３はＳＣカットとし、ＣＩが同等以下となるＢモードの副振動が、主振動としてのＣモードの高域側に接近する（前第７図参照）。

そして、この例では、発振用トランジスタ２Ａのエミッタ・コレクタ間の第１コンデンサＣ1には、インダクタＬ及びコンデンサＣのＬＣ直列回路４が並列接続する。要するに、エミッタ・コレクタ間には、第１コンデンサＣ1とＬＣ直列回路４とからなるリアクタンス並列回路５が接続する。但し、第１コンデンサＣ1とコンデンサＣとの位置が入れ替わった場合でも、同様である。

そして、リアクタンス並列回路５の共振周波数ｆpは、第２図（曲線イ）に示したようにＣモード（主振動）による発振時の振動周波数ｆ1o（即ち発振周波数ｆ1o）よりも低域側とし、発振周波数ｆ1oでは容量成分（Ｃ性）となる共振特性とする。なお、共振周波数ｆpより低域ではインダクタ成分（Ｌ性）となる。これに対し、ＬＣ直列回路５の共振周波数ｆrはリアクタンス並列回路５の共振周波数ｆpよりも高くし、副振動となるＢモードのインダクタ領域ΔＦ2の振動周波数ｆ2oとする（同図の曲線ロ）。

このような構成であれば、発振用トランジスタ２Ａのエミッタ・コレクタ間となるリアクタンス並列回路５は、Ｃモードによる発振周波数ｆ1o（及びその領域）では容量成分とする。したがって、リアクタンス並列回路５は第２コンデンサＣ2とともに、エミッタ・コレクタ間及びエミッタ・ベース間をいずれも容量とするコルピッツ型の回路条件（原理）を満足する。この場合、具体的には、水晶振動子３から見た回路側の抵抗成分は負抵抗となって電力条件を満たすとともに、いずれも容量性とすることによって位相条件を満たす。したがって、主振動となるＣモードでの発振を可能にする。

これに対し、エミッタ・コレクタ間となるリアクタンス並列回路５でのＬＣ直列回路４は共振周波数ｆrをＢモードによる振動周波数ｆ2oとするので、これを含む周波数領域（インダクタ領域ΔＦ2）ではＬＣ直列回路４は抵抗成分となる。したがって、エミッタ・コレクタ間は抵抗成分となるので、エミッタ・コレクタ間及びエミッタ・ベース間はいずれも容量としたコルピッツ型の回路条件を満足しない。すなわち、前述した電力条件及び位相条件を満足しないので、Ｂモード（副振動）によるインダクタ領域ΔＦ2内の振動周波数ｆo2では発振しない。

これらの場合、補足的に説明すると、発振用トランジスタ２Ａのエミッタ・コレクタ間となるリアクタンス並列回路５は、前述したようにＣモードでの発振領域にて並列共振特性（但し、発振周波数ｆ1oに対しては容量性）を有する。すなわち、リアクタンス並列回路５の端子間電圧が共振周波数ｆｐでは最大になる。但し、ＬＣ素子によるのでＱは小さく共振特性はブロードになる。

したがって、リアクタンス並列回路５と第２コンデンサＣ2との中点とコレクタ接地としたアース電位（高周波的にはコレクタが０電位）との間のインピーダンスは高くなる。そして、直列接続点とエミッタとのインピーダンスは相対的に小さくなることから、エミッタからの直列接続点を経てのベースへの帰還電流は増加する。これにより、Ｃモードでの発振領域の負性抵抗を大きくして、主振動（Ｃモード）での発振が容易になる。

これに対し、リアクタンス並列回路５のＬＣ直列回路４は、Ｂモードによる振動周波数ｆ2oを共振周波数とした直列共振特性を有する。すなわち、ＬＣ直列回路４の端子間のインピーダンスを最小にする。したがって、Ｂモードによる振動周波数ｆ2o及びその領域での周波数成分はコレクタ接地としたアース電位に流入するので、エミッタからの中点を経てのベースへの帰還電流は減少する。これにより、Ｂモードでの発振領域の負性抵抗を小さくして、副振動（Ｂモード）での発振が抑圧される。

以上により、副振動となるＢモードによる発振を抑圧し、主振動としてのＣモードでの発振を確実にする。そして、第１又は第２コンデンサＣ1、Ｃ2の一方にＬＣ直列回路４を並列接続するのみなので、部品点数をも少なくできる。

（他の事項）
上記実施形態ではコレクタ接地とした具体例を示して説明したが、この場合の高周波的な等価回路は第３図（ａ）になり、基本的には接地方式には拘わらずに適用できる。そして、リアクタンス並列回路５はエミッタ・コレクタ間のみならず、第３図（ｂ）に示したようにエミッタ・ベース間であっても同様の効果を奏する。

また、発振用増幅器はトランジスタ２Ａとしたが、例えば第４図に示したように、発振用増幅器２はＣＭＯＳインバータ２Ｂを用いた場合であっても同様に適用できる。この場合、ＣＭＯＳインバータの共通接続点を接地するので、基本的には発振用トランジスタ２Ａのエミッタ接地と同等になる。要は、インダクタ成分としての水晶振動子３と第１及び第２コンデンサＣ1、Ｃ2とから発振用共振回路１を形成してコルピッツ型の水晶発振回路を形成する場合に適用できる。

そして、水晶振動子３はＳＣカットに限らず、特に発振周波数ｆ1oよりも高域側に、例えば輪郭系の副振動モードによる発振を生ずる場合に適用できることは勿論である。さらに、水晶振動子３に図示しにないインダクタを直列に接続してインダクタ領域Ｆ1（換言すれば発振領域）を広げる場合でも適用できる。この場合、特許請求の範囲ではインダクタを含めて水晶振動子としており、要は水晶振動子を用いてコレクタ・ベース間をインダクタ成分としてコルピッツ型とする場合に適用できる。

本発明の一実施形態を説明する水晶発振回路の図である。本発明の他の例を説明する水晶発振回路の図で、同図（ａｂ）ともに高周波的な等価回路図である。本発明の一実施形態の作用を説明する共振特性図である。本発明の他の適用例を説明する水晶発振回路の図である。従来例を説明する水晶発振回路の図で、同図（ａ）は高周波的な等価回路図、同図（ｂ）は例えばコレクタ接地とした発振回路図である。従来例を説明する図で、同図（ａｂ）ともにコレクタ接地とした水晶発振回路の図である。従来例を説明する水晶振動子３（ＳＣカット）のリアクタンス特性図である。従来例を説明する水晶振動子３から回路側を見た負性抵抗特性である。

符号の説明

１発振用共振回路、２発振用増幅器、３水晶振動子、４ＬＣ直列回路、５リアクタンス並列回路。

Claims

インダクタ成分として機能する水晶振動子と第１及び第２コンデンサとからなる発振用共振回路と、前記発振用共振回路による発振周波数を帰還増幅する発振用トランジスタとを有し、
前記発振用トランジスタのベース・コレクタ間に前記水晶振動子を、エミッタ・コレクタ間に前記第１コンデンサを、エミッタ・ベース間に前記第２コンデンサを接続してコルピッツ型とし、
前記水晶振動子の主振動モードによる振動周波数を発振周波数とし、前記主振動モードに接近した副振動モードによる振動周波数での発振を抑圧した副振動抑圧型の水晶発振回路において、
前記発振用トランジスタのエミッタ・コレクタ間又はエミッタ・ベース間は、前記第１又は第２コンデンサにインダクタ及びコンデンサのＬＣ直列回路を並列接続したリアクタンス並列回路からなり、
前記リアクタンス並列回路は前記主振動モードによる発振周波数では容量性となる共振特性を有し、前記ＬＣ直列回路の共振周波数は前記副振動モードによる振動周波数に一致したことを特徴とする副振動抑圧型の水晶発振回路。
請求項１において、前記ＬＣ直列回路の共振周波数は前記リアクタンス並列回路の共振周波数よりも高い副振動抑圧型の水晶発振回路。
請求項１において、前記水晶振動子はＳＣカットとし、前記主振動モードはＣモードとして前記副振動モードはＢモードとし、前記Ｂモードは前記Ｃモードよりも高域側に接近して発生する副振動抑圧型の水晶発振回路。