JP5796464B2 - 発振回路、及び、発振回路の製造方法 - Google Patents

Description

本発明は、所定の周波数で励振する圧電振動子の発振回路、及び発振回路の製造方法に関する。

現在、圧電振動子の発振回路として、コルピッツ型発振回路などがよく用いられている。

コルピッツ型発振回路の一例として、下記する特許文献１に記載の発振回路がある。

特許文献１の発振回路は、発振用トランジスタのベースと接地（ＧＮＤ）間に負荷容量の一部となるコンデンサとコンデンサとの直列回路を接続し、発振用トランジスタのエミッタと接地間にエミッタ抵抗となる抵抗と抵抗との直列回路を接続し、コンデンサとコンデンサとの直列回路の接続中点と抵抗と抵抗との直列回路の接続中点とを接続している。また、発振用トランジスタのベースと接地間に圧電振動子を接続している。

特開２００９−０１７２５８号公報

ところで、上記した特許文献１に示す発振回路では、高周波発振の際に十分な負性抵抗を確保することが難しく、その結果、安定した発振が難しい。

具体的には、上記したような発振回路の等価回路を抵抗Ｒ_L、リアクタンスＸ_Lの直列モデルで表した場合、図１７に示すような回路となる。この図１７に示す等価回路において、発振が起動するためには、Ｒ_Lの値が圧電振動子の負荷時等価抵抗よりも絶対値の大きな負の値である必要があり、この負の抵抗Ｒ_Lは一般に負性抵抗と呼ばれる。高周波発振の場合、負性抵抗の絶対値が小さくなり（図５の記号Ｗ１の曲線参照）、圧電振動子の負荷時等価抵抗よりも負性抵抗Ｒ_Lの絶対値が小さい場合、圧電振動子の不発振などの不具合を生じる。

そこで、上記課題を解決するために、本発明は、圧電振動子の発振を高周波で安定に行うことができる発振回路、及びそのような発振回路の製造方法を提供することを目的とする。

また、上記の目的を達成するため、圧電振動子を所定の周波数で励振させる発振回路部を備える発振回路であって、前記発振回路部の等価回路を、負性抵抗Ｒ_LとリアクタンスＸ_Lとが直接接続された直列モデルで表わした場合において、前記発振回路部の一方の端子にリアクタンス素子Ｘ_Sの一方の端子が直列接続され、前記発振回路部の他方の端子と前記リアクタンス素子Ｘ_Sの他方の端子との間に抵抗Ｒ_Pが接続され、前記リアクタンス素子Ｘ_Sの他方の端子と前記抵抗Ｒ_Pの一方の端子との接続点が、圧電振動子との接続を行う一方の圧電振動子接続用端子とされ、前記抵抗Ｒ_Pの他方の端子と前記発振回路部の他方の端子との接続点が、圧電振動子との接続を行う他方の圧電振動子接続用端子とされ、下記式（３）：

（式（３）中、Ｇはコンダクタンス、Ｂはサセプタンス、Ｒ_Lは前記発振回路部の負性抵抗、Ｘ_Lは前記発振回路部のリアクタンス、Ｘ_Sは前記リアクタンス素子のリアクタンス、Ｒ_Pは前記抵抗を意味する。）で表される前記発振回路部、前記リアクタンス素子Ｘ_S、及び前記抵抗Ｒ_Pのアドミッタンスの合計のコンダクタンスＧとサセプタンスＢとが、下記式（２）：

（式（２）中のＧはコンダクタンス、Ｂはサセプタンス、Ｒ_Lは前記発振回路部の負性抵抗を意味する。）を満たし、前記発振回路部の前記リアクタンスＸ _L が、容量性リアクタンスで構成され、前記リアクタンス素子Ｘ _S が、容量性リアクタンス素子であることを特徴とする。

具体的には、図６の本発明の一実施の形態に係る発振回路の概略図に示すように、本発明の発振回路は、発振回路部ＥＯの等価回路を、負性抵抗Ｒ_LとリアクタンスＸ_Lとが直接接続された直列モデルで表わした場合において、発振回路部ＥＯの一方の端子ＥＯＡにリアクタンス素子Ｘ_Sの一方の端子が直列接続され、前記発振回路部の他方の端子ＥＯＢとリアクタンス素子Ｘ_Sの他方の端子との間に抵抗Ｒ_Pが接続されており、上記式（３）で示されるアドミッタンスの合計が、上記式（２）を満たすことで、負性抵抗を増加させることができる構成とされている。このため、本発明の他の発振回路によれば、圧電振動子の発振を高周波で安定に行うことが可能となる。

上記構成において、前記発振回路部の前記リアクタンスＸ_Lが、容量性リアクタンスで構成され、前記リアクタンス素子Ｘ_Sが、容量性リアクタンス素子であってもよい。

この場合、前記発振回路部の前記リアクタンスが誘導性リアクタンスで構成される場合、又は、前記リアクタンス素子が誘導性リアクタンス素子である場合と比べて、発振回路の製造コストを下げることができる。

また、本発明に係る他の発振回路の製造方法は、圧電振動子を所定の周波数で励振させる発振回路部を備える発振回路の製造方法であって、前記発振回路部として、負性抵抗Ｒ_LとリアクタンスＸ_Lとを直接接続した直列モデルで表した等価回路を用い、前記発振回路部に対して、リアクタンス素子Ｘ_Sを直列に接続し、抵抗Ｒ_Pを並列に接続する工程において、前記発振回路部のリアクタンスＸ_Lと前記リアクタンス素子Ｘ_Sの合計のリアクタンスの絶対値が、前記発振回路部のリアクタンスＸ_Lの絶対値よりも小さくなるように、前記発振回路部の一方の端子に、前記リアクタンス素子Ｘ_Sの一方の端子を直列接続し、次いで、下記式（３）：

（式（３）中、Ｇはコンダクタンス、Ｂはサセプタンス、Ｒ_Lは前記発振回路部の負性抵抗、Ｘ_Lは前記発振回路部のリアクタンス、Ｘ_Sは前記リアクタンス素子のリアクタンス、Ｒ_Pは前記抵抗を意味する。）で表される前記発振回路部、前記リアクタンス素子Ｘ_S、及び前記抵抗Ｒ_Pのアドミッタンスの合計のコンダクタンスＧとサセプタンスＢとが、下記式（２）：

（式（２）中のＧはコンダクタンス、Ｂはサセプタンス、Ｒ_Lは前記発振回路部の負性抵抗を意味する。）を満たすように、前記発振回路部の他方の端子と前記リアクタンス素子の他方の端子との間に前記抵抗Ｒ_Pを接続し、前記発振回路部の前記リアクタンスＸ _L が、容量性リアクタンスで構成され、前記リアクタンス素子Ｘ _S が、容量性リアクタンス素子であることを特徴とする。

例えば、図６に示す本発明の一実施の形態に係る発振回路１においても、発振回路部ＥＯ、リアクタンス素子Ｘ_S、及び、抵抗Ｒ_Pのインピーダンスの合計の抵抗分をＲとすると、この抵抗分Ｒの絶対値が、発振回路部ＥＯの負性抵抗Ｒ_Lの絶対値よりも大きく、負の値となる領域（即ち、Ｒ＜Ｒ_Lとなる領域）は、図２に示すインピーダンス平面上の斜線で示す領域となる。このインピーダンス平面上の斜線で示す領域は、上記したように、アドミッタンスに変換すると、図２に示すアドミッタンス平面上の斜線で示す円内の領域、即ち、上記式（２）で示される領域の範囲内となる。よって、上記式（３）で示されるアドミッタンスのコンダクタンスＧ及びサセプタンスＢが、上記式（２）を満たすことが、発振回路部ＥＯの負性抵抗Ｒ_Lよりも絶対値の大きい負性抵抗を得る（即ち、負性抵抗を増加させる）条件となる。

そこで、本発明の他の発振回路の製造方法では、発振回路部ＥＯのリアクタンスＸ_Lとリアクタンス素子Ｘ_Sの合計のリアクタンスの絶対値が、発振回路部ＥＯのリアクタンスＸ_Lの絶対値よりも小さくなるように、発振回路部ＥＯの一方の端子に、リアクタンス素子Ｘｓの一方の端子を直列接続することにより、図７に示すように、インピーダンスのリアクタンス分を０に近づける（インピーダンス平面において、縦軸方向にインピーダンス値をＸｓ移動させる）。これにより、発振回路部ＥＯとリアクタンス素子Ｘｓの合計のアドミッタンスは、アドミッタンス平面上において、図７に示すように、円周上のサセプタンスＢ＝０に近い領域に位置することとなるから、さらに、発振回路部ＥＯに対して、並列に抵抗Ｒ_Pを接続することにより、アドミッタンスのサセプタンスＧを１／Ｒ_P変化させれば（図７のアドミッタンス平面において、横軸正方向にアドミッタンス値を１／Ｒ_P移動させれば）、アドミッタンスの合計のコンダクタンスＧ及びサセプタンスＢを、上記式（２）の円内の領域に納めることができ、発振回路部ＥＯの負性抵抗Ｒ_Lよりも絶対値の大きい負性抵抗を得ることが可能となる。このように、本発明の他の発振回路の製造方法によれば、発振回路部の負性抵抗を拡大することができることから、本発明の他の発振回路の製造方法は、発振回路の負性抵抗拡大方法とも言える。

本発明によれば、圧電振動子の発振を高周波で安定に行うことが可能な発振回路、及びそのような発振回路の製造方法を提供することができる。

図１は、本発明の実施の形態１に係る発振回路の構成の一例を示す概略図である。 図２は、本発明に係る発振回路において、発振回路部の負性抵抗を拡大する方法を説明するための説明図である。 図３は、実施の形態１に係る発振回路において、発振回路部の負性抵抗を拡大する方法を説明するための説明図である。 図４は、実施の形態１の実施例１に係る発振回路の回路図である。 図５は、実施例１に係る発振回路の発振回路部の高周波帯域における負性抵抗と、実施例１に係る発振回路全体の高周波帯域における負性抵抗とを示すグラフ図である。 図６は、本発明の実施の形態２に係る発振回路の構成の一例を示す概略図である。 図７は、実施の形態２に係る発振回路において、発振回路部の負性抵抗を拡大する方法を説明するための説明図である。 図８は、実施の形態２の実施例２に係る発振回路の回路図である。 図９は、実施例２に係る発振回路の発振回路部の高周波帯域における負性抵抗と、実施例２に係る発振回路全体の高周波帯域における負性抵抗とを示すグラフ図である。 図１０は、実施の形態２に係る発振回路の構成の他の例を示す概略図である。 図１１は、本発明の他の形態に係る発振回路の発振回路部の構成を示す回路図である。 図１２は、本発明の他の形態に係る発振回路の発振回路部の構成を示す回路図である。 図１３は、本発明の発振回路が適用された水晶発振回路の構成例を示す概略図である。 図１４は、本発明の発振回路が適用された水晶発振回路の構成例を示す概略図である。 図１５は、本発明の発振回路が適用された水晶発振回路の構成例を示す概略図である。 図１６は、本発明の発振回路が適用された水晶発振回路の構成例を示す概略図である。 図１７は、従来例に係る発振回路の概略図である。

以下、本発明の実施の形態１及び２について図面を参照して説明する。なお、以下に示す実施の形態１及び２（実施例１及び２を含む）では、圧電振動子として水晶振動子を適用した場合を示す。

＜実施の形態１＞
本実施の形態１に係る発振回路１は、水晶振動子を所定の周波数で励振させる発振回路部ＥＯと、発振回路１の負性抵抗を増加させるためのリアクタンス素子Ｘ_P及び抵抗Ｒ_Pと
を備えている。なお、ここでいう発振回路部ＥＯなどの本実施の形態１の発振回路１の具体例は、以下の実施例１に示す。

本実施の形態１に係る発振回路１は、図１に示すように、負性抵抗Ｒ_LとリアクタンスＸ_Lとが直接接続された直列モデルで発振回路部ＥＯの等価回路を表わした場合において、前記発振回路部ＥＯに対して、リアクタンス素子Ｘ_Pと抵抗Ｒ_Pとが並列に接続された構成とされている。

また、発振回路部ＥＯの一方の端子ＥＯＡとリアクタンス素子Ｘ_Pの一方の端子と抵抗Ｒ_Pの一方の端子との接続点が、水晶振動子との接続を行う接続用端子Ａ（本発明でいう一方の圧電振動子接続用端子）とされている。そして、発振回路部ＥＯの他方の端子ＥＯＢとリアクタンス素子Ｘ_Pの他方の端子と抵抗Ｒ_Pの他方の端子との接続点が、水晶振動子との接続を行う接続用端子Ｂ（本発明でいう他方の圧電振動子接続用端子）とされている。

この本実施の形態１に係る発振回路１において、接続用端子Ａ−Ｂ間のアドミッタンス（発振回路部ＥＯ、リアクタンス素子Ｘ_P、及び、抵抗Ｒ_Pのアドミッタンスの合計）のコンダクタンスＧ及びサセプタンスＢは、上記式（１）にて表わすことができる。そして、このような本実施の形態１に係る発振回路１では、上記式（１）で示すアドミッタンスの合計のコンダクタンスＧ及びサセプタンスＢが上記式（２）を満たした時に、発振回路部ＥＯの負性抵抗よりも絶対値の大きい負性抵抗を得ることが可能となる。

具体的には、発振回路１において、接続用端子Ａ−Ｂ間のインピーダンスの抵抗分（具体的には、発振回路部ＥＯ、リアクタンス素子Ｘ_P、及び、抵抗Ｒ_Pのインピーダンスの合計の抵抗分）をＲとすると、接続用端子Ａ−Ｂ間のインピーダンスの抵抗分Ｒの絶対値が、発振回路部ＥＯの負性抵抗Ｒ_Lの絶対値よりも大きく、負の値となる領域（即ち、Ｒ＜Ｒ_Lとなる領域）は、図２に示すインピーダンス平面上の斜線で示す領域となる。このインピーダンス平面上の斜線で示す領域は、アドミッタンスに変換すると、図２に示すアドミッタンス平面上の斜線で示す円内の領域、即ち、上記式（２）で示される領域の範囲内となる。よって、上記式（１）で示される接続用端子Ａ−Ｂ間のアドミッタンスのコンダクタンスＧ及びサセプタンスＢが、上記式（２）を満たすことが、発振回路部ＥＯの負性抵抗Ｒ_Lよりも絶対値の大きい負性抵抗を得る（即ち、負性抵抗を増加させる）条件となる。

つまり、本実施の形態１に係る発振回路の製造に際し、発振回路部ＥＯとして、負性抵抗Ｒ_LとリアクタンスＸ_Lとを直接接続した直列モデルで表した等価回路を用い、発振回路部ＥＯに対して、リアクタンス素子Ｘ_Pと抵抗Ｒ_Pとを並列に接続する工程において、上記式（１）で表される発振回路部ＥＯ、リアクタンス素子Ｘ_P、及び抵抗Ｒ_Pのアドミッタンスの合計のコンダクタンスＧとサセプタンスＢとが、上記式（２）を満たすように、発振回路部ＥＯに対して、リアクタンス素子Ｘ_Pと抵抗Ｒ_Pとを並列に接続すれば、発振回路部ＥＯの負性抵抗Ｒ_Lよりも絶対値の大きい負性抵抗を得ることが可能となる。

より具体的には、図２に示すアドミッタンス平面において、発振回路部ＥＯのアドミッタンスは、図３に示すように、円周上にあるので、発振回路部ＥＯに対して並列にリアクタンス素子Ｘ_Pを接続することにより、アドミッタンスのサセプタンスＢを−１／Ｘ_P変化させ（図３のアドミッタンス平面において、縦軸方向にアドミッタンス値を−１／Ｘ_P移動させ）、さらに、発振回路部ＥＯに対して並列に抵抗Ｒ_Pを接続することにより、アドミッタンスのサセプタンスＧを１／Ｒ_P変化させて（図３のアドミッタンス平面において、横軸正方向にアドミッタンス値を１／Ｒ_P移動させて）、アドミッタンスの合計が図２及び図３に示すアドミッタンス平面上の円内の領域内に納まるようにすることで、発振回路部ＥＯの負性抵抗よりも絶対値の大きい負性抵抗を得ることが可能となる。

このように、上記した本実施の形態１に係る発振回路１では、負性抵抗Ｒ_LとリアクタンスＸ_Lとが直接接続された直列モデルで発振回路部ＥＯの等価回路を表わした場合において、発振回路部ＥＯに対して並列に、リアクタンス素子Ｘ_P及び抵抗Ｒ_Pが接続されており、上記式（１）で示されるアドミッタンスの合計のコンダクタンスＧ及びサセプタンスＢが、上記式（２）を満たした時、負性抵抗を増加させることができる。よって、本実施の形態１に係る発振回路１では、絶対値の大きい負性抵抗を得ることができ、圧電振動子の発振を高周波で安定に行うことができる。このため、本実施の形態１に係る発振回路１は、特に、高周波発振回路に好適である。

次に、上記した本実施の形態１に係る発振回路１の具体例を、実施例１として図４を用いて説明する。

−実施例１−
本実施例１に係る発振回路１では、図４に示すように、発振用トランジスタＱ１はコレクタ接地とされている。そして、発振用トランジスタＱ１のベースに、コンデンサＣ１（１０ｐＦ）の一方の端子が接続されるとともに、抵抗Ｒ２（２２ｋΩ）と抵抗Ｒ３（１０ｋΩ）とからなるバイアス抵抗回路が接続されている。また、コンデンサＣ１の他方の端子には、コンデンサＣ２（１０ｐＦ）が直列に接続されている。また、発振用トランジスタＱ１のコレクタは電源電圧Ｖｃｃ（３．３Ｖ）に接続されている。また、発振用トランジスタＱ１のエミッタには、抵抗Ｒ１（３３０Ω）が直列接続されている。さらに、この発振用トランジスタＱ１のエミッタと抵抗Ｒ１との接続点が、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２との接続点に接続されている。

そして、これら発振用トランジスタＱ１、コンデンサＣ１，Ｃ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３、及び電源電圧Ｖｃｃから、上記した本実施の形態１に係る発振回路部ＥＯの等価回路が構成されている。なお、本実施例１の発振回路部ＥＯの負性抵抗Ｒ_Lの値は、２００ＭＨｚにおいて−２３０Ωである。また、本実施例１の発振回路部ＥＯのリアクアタンスＸ_Lは、上記の通り、容量性リアクタンスであるコンデンサＣ１，Ｃ２で構成されている。

この発振回路部ＥＯの一方の接続端子ＥＯＡには、コンデンサＣ３（１ｎＦ）の一方の端子が直列接続され、このコンデンサＣ３の他方の端子と発振回路部ＥＯの他方の接続端子ＥＯＢとの間に、図１に示すリアクタンス素子Ｘ_PとしてのコイルＬ_Pが接続されている。さらに、コンデンサＣ３の他方の端子とコイルＬ_Pとの接続点、及び、発振回路部ＥＯの他方の接続端子ＥＯＢとコイルＬ_Pとの接続点に図１に示す抵抗Ｒ_Pが接続されている。即ち、発振回路部ＥＯの一方の接続端子ＥＯＡに、コンデンサＣ３（１ｎＦ）を介して、図１に示すコイルＬ_Pの一方の端子と、抵抗Ｒ_Pの一方の端子とが接続され、発振回路部ＥＯの他方の接続端子ＥＯＢに、コイルＬ_Pの他方の端子と、抵抗Ｒ_Pの他方の端子とが接続されることにより、発振回路部ＥＯに対して（具体的には抵抗Ｒ３に対して）、コイルＬ_Pと抵抗Ｒ_Pとが並列に接続されている。そして、これら発振回路部ＥＯと、コイルＬ_Pと、抵抗Ｒ_Pとの両接続点が、水晶振動子を接続するための接続用端子Ａ，Ｂとされている。つまり、水晶振動子は、コイルＬ_P及び抵抗Ｒ_Pに対して並列に接続される。

なお、本実施例１において、図４に示すコイルＬ_Pのインダクタンスは３３０ｎＨであり、図４に示す抵抗Ｒ_Pの値は１ｋΩであり、上記式（１）で示される接続用端子Ａ−Ｂ間のアドミッタンスの合計のコンダクタンスＧ及びサセプタンスＢが上記式（２）を満たす。

上記した本実施例１に係る発振回路１において、発振回路部ＥＯの高周波帯域における負性抵抗と、この発振回路部ＥＯにリアクタンス素子Ｘ_PとしてのコイルＬ_Pと抵抗Ｒ_Pとを接続した発振回路１全体の高周波帯域における負性抵抗を測定した。その結果を図５に示す。図５に示す記号Ｗ１の曲線は本実施例１に係る発振回路１の発振回路部ＥＯの負性抵抗の測定値を示し、記号Ｗ２の曲線は本実施例１に係る発振回路１全体の負性抵抗の測定値を示す。なお、本実施例１では、基本波形で２００ＭＨｚ付近の周波数帯域の負性抵抗を増加させることを目的としている。

図５の記号Ｗ１の曲線に示されるように、発振回路部ＥＯ単独の負性抵抗は、周波数が上がるにつれて絶対値が下がっていく。これに対して、発振回路部ＥＯにコイルＬ_Pと抵抗Ｒ_Pとを接続した発振回路１全体の負性抵抗は、図５の記号Ｗ２の曲線に示されるように、高周波（特に２００ＭＨｚ以上の周波数帯域）において絶対値が増加していることが分かる。このように、本実施例１の発振回路１によれば、２００ＭＨｚ以上の周波数帯域において、発振回路部ＥＯの負性抵抗がコイルＬ_Pと抵抗Ｒ_Pとにより増加されるため、絶対値の大きい負性抵抗を得ることができ、水晶振動子の発振を高周波で安定に行うことができる。

また、本実施例１に係る発振回路１では、発振回路部ＥＯにバイポーラトランジスタが用いられているので、ＭＯＳ−ＦＥＴと比較して、フリッカ雑音（１／ｆ雑音）が少なく、また高周波帯域において増幅器としてのゲインを大きくとることができる。このため、本実施例１に係る発振回路は、位相雑音性能の優れた高周波発振回路となり得る。具体的には、本実施例１に係る発振回路は、２００ＭＨｚ以上の高周波発振回路として好適に利用することができる。

また、上記した実施例１では、発振回路部ＥＯのリアクタンスＸ_Lが容量性リアクタンス（コンデンサＣ１，Ｃ２）で構成され、発振回路部ＥＯに並列に接続されたリアクタンス素子Ｘ_Pに誘導性リアクタンス素子であるコイルＬ_Pが使用されているが、発振回路部ＥＯのリアクタンスＸ_Lと発振回路部ＥＯに並列に接続されるリアクタンス素子Ｘ_Pの組合せはこれに限定されるものではない。即ち、発振回路部ＥＯのリアクタンスＸ_Lと発振回路部ＥＯに並列に接続されるリアクタンス素子Ｘ_Pとの組合せは、容量性リアクタンスと誘導性リアクタンス素子との組合せ、誘導性リアクタンスと容量性リアクタンス素子との組合せ、容量性リアクタンスと容量性リアクタンス素子との組合せ、及び、誘導性リアクタンスと誘導性リアクタンス素子との組合せのいずれであってもよい。特に、発振回路部ＥＯのリアクタンスＸ_Lを容量性リアクタンスで構成し、発振回路部ＥＯに並列に接続されたリアクタンス素子Ｘ_Pに容量性リアクタンス素子を使用すると、発振回路の製造コストの低価格化を図ることができる。

＜実施の形態２＞
本実施の形態２に係る発振回路１は、水晶振動子を所定の周波数で励振させる発振回路部ＥＯ、発振回路１の負性抵抗を増加させるためのリアクタンス素子Ｘ_S及び抵抗Ｒ_Pと
を備えている。なお、ここでいう発振回路部ＥＯなどの本実施の形態２の発振回路１の具体例は、以下の実施例２に示す。

本実施の形態２に係る発振回路１は、図６に示すように、負性抵抗Ｒ_LとリアクタンスＸ_Lとが直接接続された直列モデルで発振回路部ＥＯの等価回路を表わした場合に、発振回路部ＥＯの一方の端子ＥＯＡに、リアクタンス素子Ｘ_Sの一方の端子が直列接続され、発振回路部ＥＯの他方の端子ＥＯＢとリアクタンス素子Ｘ_Sの他方の端子との間に抵抗Ｒ_Pが接続された構成とされている。

また、リアクタンス素子Ｘ_Sの他方の端子と抵抗Ｒ_Pの一方の端子との接続点が、水晶振動子との接続を行う接続用端子Ａ（本発明でいう一方の圧電振動子接続用端子）とされ、抵抗Ｒ_Pの他方の端子と発振回路部ＥＯの他方の端子ＥＯＢとの接続点が、水晶振動子との接続を行う接続用端子Ｂ（本発明でいう他方の圧電振動子接続用端子）とされている。

本実施の形態２に係る発振回路１において、接続用端子Ａ−Ｂ間のアドミッタンス（発振回路部ＥＯ、リアクタンス素子Ｘ_S、及び、抵抗Ｒ_Pのアドミッタンスの合計）のコンダクタンスＧ及びサセプタンスＢは、上記式（３）にて表すことができる。

また、本実施の形態２に係る発振回路１では、上記式（３）で示すアドミッタンスの合計のコンダクタンスＧ及びサセプタンスＢが上記式（２）を満たした時に、発振回路部ＥＯの負性抵抗よりも絶対値の大きい負性抵抗を得ることが可能となる。

具体的には、上記実施の形態１において説明した通り、発振回路１において、接続用端子Ａ−Ｂ間のインピーダンスの抵抗分（具体的には、発振回路部ＥＯ、リアクタンス素子Ｘ_S、及び、抵抗Ｒ_Pのインピーダンスの合計の抵抗分）をＲとすると、接続用端子Ａ−Ｂ間のインピーダンスの抵抗分Ｒの絶対値が、発振回路部ＥＯの負性抵抗Ｒ_Lの絶対値よりも大きく、負の値となる領域（即ち、Ｒ＜Ｒ_Lとなる領域）は、図２に示すインピーダンス平面上の斜線で示す領域となる。このインピーダンス平面上の斜線で示す領域は、アドミッタンスに変換すると、図２に示すアドミッタンス平面上の斜線で示す円内の領域、即ち、上記式（２）で示される領域の範囲内となる。よって、発振回路部ＥＯに対して、直列にリアクタンス素子Ｘ_Sが接続され、並列に抵抗Ｒ_Pが接続された本実施の形態２に係る発振回路１では、上記式（３）で示される接続用端子Ａ−Ｂ間のアドミッタンスのコンダクタンスＧ及びサセプタンスＢが、上記式（２）を満たすことが、発振回路部ＥＯの負性抵抗Ｒ_Lよりも絶対値の大きい負性抵抗を得る（即ち、負性抵抗を増加させる）条件となる。

つまり、本実施の形態２に係る発振回路の製造に際し、発振回路部ＥＯとして、負性抵抗Ｒ_LとリアクタンスＸ_Lとを直接接続した直列モデルで表した等価回路を用い、発振回路部ＥＯに対して、リアクタンス素子Ｘ_Sを直列に接続し、抵抗Ｒ_Pを並列に接続する工程において、発振回路部ＥＯのリアクタンスＸ_Ｌとリアクタンス素子Ｘ_Ｓの合計のリアクタンスの絶対値が、発振回路部ＥＯのリアクタンスＸ_Ｌの絶対値よりも小さくなるように、発振回路部ＥＯに対してリアクタンス素子Ｘｓを直列接続し、次いで、上記式（３）で表される発振回路部ＥＯ、リアクタンス素子Ｘ_S、及び抵抗Ｒ_Pのアドミッタンスの合計のコンダクタンスＧとサセプタンスＢとが、上記式（２）を満たすように、発振回路部ＥＯに対して、抵抗Ｒ_Pを並列に接続すれば、発振回路部ＥＯの負性抵抗Ｒ_Lよりも絶対値の大きい負性抵抗を得ることが可能となる。

具体的には、発振回路部ＥＯのリアクタンスＸ_Lとリアクタンス素子Ｘ_Sの合計のリアクタンスの絶対値が、発振回路部ＥＯのリアクタンスＸ_Lの絶対値よりも小さくなるように、発振回路部ＥＯに対してリアクタンス素子Ｘｓを直列接続することにより（具体的には、発振回路部ＥＯの一方の端子ＥＯＡに、リアクタンス素子Ｘ_Sの一方の端子を直列接続することにより）、図７に示すように、インピーダンスのリアクタンス分を０に近づける（インピーダンス平面において、縦軸方向にインピーダンス値をＸｓ移動させる）。これにより、発振回路部ＥＯとリアクタンス素子Ｘｓの合計のアドミッタンスは、アドミッタンス平面上において、図７に示すように、円周上のサセプタンスＢ＝０に近い領域に位置することとなるから、さらに、発振回路部ＥＯに対して、並列に抵抗Ｒ_Pを接続することにより（具体的には、発振回路部ＥＯの他方の端子ＥＯＢとリアクタンス素子Ｘ_Sの他方の端子との間に抵抗Ｒ_Pを接続することにより）、アドミッタンスのサセプタンスＧを１／Ｒ_P変化させれば（図７のアドミッタンス平面において、横軸正方向にアドミッタンス値を１／Ｒ_P移動させれば）、アドミッタンスの合計のコンダクタンスＧ及びサセプタンスＢが、上記式（２）の円内の領域に納まり、発振回路部ＥＯの負性抵抗Ｒ_Lよりも絶対値の大きい負性抵抗を得ることが可能となる。

このように、本実施の形態２に係る発振回路１では、発振回路部ＥＯに対して直列にリアクタンス素子Ｘ_Sが接続され、そして、発振回路部ＥＯに対して並列に抵抗Ｒ_Pが接続されており、上記式（３）で示されるアドミッタンスの合計のコンダクタンスＧ及びサセプタンスＢが、上記式（２）を満たした時に、負性抵抗を増加させることができる。よって、本実施の形態２に係る発振回路１では、実施の形態１に係る発振回路１と同様に、絶対値の大きい負性抵抗を得ることができ、水晶振動子の発振を高周波で安定に行うことができる。このため、本実施の形態２に係る発振回路１は、特に、高周波発振回路に好適である。

次に、上記した本実施の形態２に係る発振回路１の具体例を、実施例２として図８を用いて説明する。

−実施例２−
本実施例２に係る発振回路１の発振回路部ＥＯの構成は、上記した実施例１に係る発振回路１の発振回路部ＥＯの構成と同様の構成とされており、発振用トランジスタＱ１、コンデンサＣ１，Ｃ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３、及び電源電圧Ｖｃｃから、上記した本実施の形態２に係る発振回路部ＥＯの等価回路が構成されている。

即ち、本実施例２に係る発振回路では、図８に示すように、発振用トランジスタＱ１はコレクタ接地とされている。そして、発振用トランジスタＱ１のベースに、コンデンサＣ１（１０ｐＦ）の一方の端子が接続されるとともに、抵抗Ｒ２（２２ｋΩ）と抵抗Ｒ３（１０ｋΩ）とからなるバイアス抵抗回路が接続されている。また、コンデンサＣ１の他方の端子には、コンデンサＣ２（１０ｐＦ）が直列に接続されている。また、発振用トランジスタＱ１のコレクタは電源電圧Ｖｃｃ（３．３Ｖ）に接続されている。また、発振用トランジスタＱ１のエミッタには、抵抗Ｒ１（３３０Ω）が直列接続されている。さらに、この発振用トランジスタＱ１のエミッタと抵抗Ｒ１との接続点が、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２との接続点に接続されている。なお、本実施例２の発振回路部ＥＯの負性抵抗Ｒ_Lの値は、２００ＭＨｚにおいて−２３０Ωである。また、本実施例２の発振回路部ＥＯのリアクアタンスＸ_Lは、上記の通り、容量性リアクタンスであるコンデンサＣ１，Ｃ２で構成されている。

そして、本実施例２では、発振回路部ＥＯの一方の接続端子ＥＯＡに、コンデンサＣ３（１ｎＦ）の一方の端子と図６に示すリアクタンス素子Ｘ_SとしてのコイルＬ_Sの一方の端子とが直列接続され、発振回路部ＥＯの他方の接続端子ＥＯＢとコイルＬ_Sの他方の端子との間に、図６に示す抵抗Ｒ_Pが接続されて本実施例２に係る発振回路１が構成されている。つまり、本実施例２に係る発振回路１では、発振回路部ＥＯに対して（具体的には抵抗Ｒ３に対して）、コイルＬ_Sが直列接続されるとともに、抵抗Ｒ_Pが並列接続されている。そして、コイルＬ_Sの他方の端子と抵抗Ｒ_Pの一方の端子との接続点、及び、抵抗Ｒ_Pの他方の端子と発振回路部ＥＯの他方の接続端子ＥＯＢとの接続点が、水晶振動子を接続するための接続用端子Ａ，Ｂとされている。つまり、水晶振動子は、抵抗Ｒ_Pに対して並列に接続される。

なお、本実施例２において、図８に示すコイルＬ_Sのインダクタンスは１５０ｎＨであり、図８に示す抵抗Ｒ_Pの値は３３０Ωであり、上記式（３）で示される接続用端子Ａ−Ｂ間のアドミッタンスの合計のコンダクタンスＧ及びサセプタンスＢが、上記式（２）を満たす。

上記した本実施例２に係る発振回路１において、発振回路部ＥＯの高周波帯域における負性抵抗と、この発振回路部ＥＯにリアクタンス素子Ｘ_SとしてのコイルＬ_Sと抵抗Ｒ_Pとを接続した発振回路１全体の高周波帯域における負性抵抗とを測定した。その結果を図９に示す。図９に示す記号Ｗ１の曲線は本実施例２に係る発振回路１の発振回路部ＥＯの負性抵抗の測定値を示し、記号Ｗ３の曲線は本実施例２に係る発振回路１全体の負性抵抗の測定値を示す。なお、本実施例２では、基本波形で２００ＭＨｚ付近の周波数帯域の負性抵抗を増加させることを目的としている。

図９の記号Ｗ１の曲線に示されるように、発振回路部ＥＯ単独の負性抵抗は、周波数が上がるにつれて絶対値が下がっていく。これに対して、発振回路部ＥＯにコイルＬ_Sと抵抗Ｒ_Pとを接続した発振回路１全体の負性抵抗は、図９の記号Ｗ３の曲線に示されるように、２００〜２５０ＭＨｚの周波数帯域において絶対値が増加していることが分かる。具体的には、発振回路部ＥＯにコイルＬ_Pと抵抗Ｒ_Pとを接続した発振回路１全体の負性抵抗（図９の記号Ｗ３参照）の絶対値は、２００ＭＨｚ付近の周波数で最大値に達し、周波数が約２００ＭＨｚを超えると、絶対値が下がっていき、２５０ＭＨｚで発振回路部ＥＯ単独の負性抵抗（図９の記号Ｗ１参照）とほぼ同じとなる。つまり、本実施例２の発振回路１によれば、発振回路１全体の負性抵抗の絶対値が最大値となる２００ＭＨｚ〜発振回路部ＥＯ単独の負性抵抗と発振回路１全体の負性抵抗とが一致する２５０ＭＨｚの高周波数帯域において、発振回路部ＥＯの負性抵抗がコイルＬ_Pと抵抗Ｒ_Pとにより増加されて、絶対値の大きい負性抵抗を得ることができ、水晶振動子の発振を高周波で安定に行うことができる。

また、本実施例２に係る発振回路１では、実施例１に係る発振回路１と同様に、発振回路部ＥＯにバイポーラトランジスタが用いられているので、ＭＯＳ−ＦＥＴと比較して、フリッカ雑音（１／ｆ雑音）が少なく、また高周波帯域において増幅器としてのゲインを大きくとることができる。このため、本実施例２に係る発振回路は、位相雑音性能の優れた高周波発振回路となり得る。具体的には、本実施例２に係る発振回路は、周波数範囲が２００〜２５０ＭＨｚの高周波発振回路として好適に利用することができる。

なお、実施例２では、発振回路部ＥＯのリアクタンスＸ_Lが容量性リアクタンス（コンデンサＣ１，Ｃ２）で構成され、発振回路部ＥＯに直列に接続されたリアクタンス素子Ｘ_Sに誘導性リアクタンス素子であるコイルＬ_Sが使用されているが、発振回路部ＥＯのリアクタンスＸ_Lと発振回路部ＥＯに直列に接続されるリアクタンス素子Ｘ_Sの組合せはこれに限定されるものではない。即ち、発振回路部ＥＯのリアクタンスＸ_Lと発振回路部ＥＯに接続されるリアクタンス素子Ｘ_Sとの組合せは、容量性リアクタンスと誘導性リアクタンス素子との組合せ、誘導性リアクタンスと容量性リアクタンス素子との組合せ、容量性リアクタンスと容量性リアクタンス素子との組合せ、及び、誘導性リアクタンスと誘導性リアクタンス素子との組合せのいずれであってもよい。

特に、図１０に示すように、発振回路部ＥＯのリアクタンスＸ_Lを容量性リアクタンスＣ_Lで構成し、発振回路部ＥＯに直列に接続されたリアクタンス素子Ｘ_Sに容量性リアクタンス素子であるコンデンサＣ_Sを使用すると、発振回路部ＥＯのリアクタンスＸ_Lを容量性リアクタンス（コンデンサＣ１，Ｃ２）で構成し、リアクタンス素子Ｘ_Sとして誘導性リアクタンス素子（コイルＬ_P）を使用した図８に示す発振回路と比べて、発振回路の製造コストを下げることができる。

以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明の構成は、上記した実施の形態１及び実施例１、並びに、実施の形態２及び実施例２の構成に限定されるものではない。

例えば、上記した実施例１及び実施例２では、水晶振動子の発振を基本波とした発振回路１を用いているが、これに限定されるものではなく、発振用トランジスタにより高調波を得る逓倍方式、もしくは水晶振動子の発振に含まれる高調波を取り出すオーバートーン方式の発振回路であってもよい。この場合、図５の記号Ｗ２及び図９の記号Ｗ３に示すような目的とする周波数以外の発振を止めることができるので、誤発振を防ぐことができる。

上記した実施例１及び実施例２では、コレクタ接地の発振回路部ＥＯを用いているが、これに限定されるものではない。

例えば、発振回路部ＥＯは、図１１に示すようなエミッタ接地の発振回路部ＥＯであってよい。この図１１に示す発振回路部ＥＯでは、発振用トランジスタＱ１のベースにコンデンサＣ１が接続されるとともに、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とからなるバイアス抵抗回路が接続されている。また、発振用トランジスタＱ１のコレクタは電源電圧Ｖｃｃに接続され、その発振用トランジスタＱ１のコレクタ・電源電圧Ｖｃｃライン間に抵抗Ｒ１が直列接続されている。また、発振用トランジスタＱ１のコレクタにはコンデンサＣ２が接続されている。

また、発振回路部ＥＯは、図１２に示すようなＣ−ＭＯＳインバータによる発振回路部ＥＯであってもよい。図１２に示す記号Ｒ_fはフィードバッグ用抵抗であり、記号Ｃ_gはゲート用コンデンサであり、記号Ｃ_dはドレイン用コンデンサである。

また、上記した実施の形態１及び２（実施例１及び実施例２を含む）に係る発振回路１の接続用端子Ａ，Ｂには、水晶振動子が直接接続されてもよいし、他の回路を介して水晶振動子が間接的に接続されてもよい。例えば、図１３に示すように発振回路１の接続用端子Ａ，Ｂを水晶振動子２に直接接続して水晶発振回路３を構成してもよい。或いは、図１４に示すように周波数調整制御を行う周波数制御回路４を介在させて発振回路１と水晶振動子２とを接続して水晶発振回路３を構成してもよい。或いは、図１５に示すように温度補償を行う温度補償回路５を介在させて発振回路１と水晶振動子２とを接続して水晶発振回路３を構成してもよい。

また、図１６に示すように、水晶振動子２に誘導性リアクタンス素子Ｌ_P2が並列接続されてもよい。この場合、誘導性リアクタンス素子Ｌ_P2が水晶振動子２のＣ₀（並列容量）をキャンセルし、周波数可変量の確保や負性抵抗のＣ₀による低下を防ぐことが可能となる。

さらに、図１４，１６に示す周波数制御回路４と、図１５に示す温度補償回路５とを介在させて発振回路１と水晶振動子２とが接続されて水晶発振回路３が構成されてもよい。

本発明は、その精神または主要な特徴から逸脱することなく、他のいろいろな形で実施することができる。そのため、上述の実施例はあらゆる点で単なる例示にすぎず、限定的に解釈してはならない。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示すものであって、明細書本文には、なんら拘束されない。さらに、特許請求の範囲の均等範囲に属する変形や変更は、全て本発明の範囲内のものである。

本発明は、高周波発振回路に好適である。

１ 発振回路
２ 水晶振動子
３ 水晶発振回路
４ 周波数制御回路
５ 温度補償回路
Ｒ_L 負性抵抗
Ｒ_P 抵抗
Ｘ_L リアクタンス
Ｘ_P リアクタンス素子
Ｘ_S リアクタンス素子
ＥＯ 発振回路部
ＥＯＡ 発振回路部の接続端子
ＥＯＢ 発振回路部の接続端子
Ａ 水晶振動子用接続端子
Ｂ 水晶振動子用接続端子
Ｃ１ コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｃ３ コンデンサ
Ｒ１ 抵抗
Ｒ２ 抵抗
Ｒ３ 抵抗
Ｑ１ 発振用トランジスタ
Ｖｃｃ 電源電圧
Ｌ_P コイル（誘導性リアクタンス素子）
Ｌ_P2 コイル（誘導性リアクタンス素子）
Ｃ_L 容量性リアクタンス
Ｃ_S コンデンサ（容量性リアクタンス素子）
Ｒ_f フィードバッグ用抵抗
Ｃ_g ゲート用コンデンサ
Ｃ_d ドレイン用コンデンサ

Claims (2)

1. 圧電振動子を所定の周波数で励振させる発振回路部を備える発振回路であって、
   前記発振回路部の等価回路を、負性抵抗Ｒ_LとリアクタンスＸ_Lとが直接接続された直列モデルで表わした場合において、
   前記発振回路部の一方の端子にリアクタンス素子Ｘ_Sの一方の端子が直列接続され、前記発振回路部の他方の端子と前記リアクタンス素子Ｘ_Sの他方の端子との間に抵抗Ｒ_Pが接続され、
   前記リアクタンス素子Ｘ_Sの他方の端子と前記抵抗Ｒ_Pの一方の端子との接続点が、圧電振動子との接続を行う一方の圧電振動子接続用端子とされ、
   前記抵抗Ｒ_Pの他方の端子と前記発振回路部の他方の端子との接続点が、圧電振動子との接続を行う他方の圧電振動子接続用端子とされ、
   下記式（３）：
   

   

   （式（３）中、Ｇはコンダクタンス、Ｂはサセプタンス、Ｒ_Lは前記発振回路部の負性抵抗、Ｘ_Lは前記発振回路部のリアクタンス、Ｘ_Sは前記リアクタンス素子のリアクタンス、Ｒ_Pは前記抵抗を意味する。）で表される前記発振回路部、前記リアクタンス素子Ｘ_S、及び前記抵抗Ｒ_Pのアドミッタンスの合計のコンダクタンスＧとサセプタンスＢとが、下記式（２）：
   

   

   （式（２）中のＧはコンダクタンス、Ｂはサセプタンス、Ｒ_Lは前記発振回路部の負性抵抗を意味する。）を満たし、
   前記発振回路部の前記リアクタンスＸ _L が、容量性リアクタンスで構成され、
   前記リアクタンス素子Ｘ _S が、容量性リアクタンス素子であることを特徴とする発振回路。
2. 圧電振動子を所定の周波数で励振させる発振回路部を備える発振回路の製造方法であって、
   前記発振回路部として、負性抵抗Ｒ_LとリアクタンスＸ_Lとを直接接続した直列モデルで表した等価回路を用い、
   前記発振回路部に対して、リアクタンス素子Ｘ_Sを直列に接続し、抵抗Ｒ_Pを並列に接続する工程において、
   前記発振回路部のリアクタンスＸ_Lと前記リアクタンス素子Ｘ_Sの合計のリアクタンスの絶対値が、前記発振回路部のリアクタンスＸ_Lの絶対値よりも小さくなるように、前記発振回路部の一方の端子に、前記リアクタンス素子Ｘ_Sの一方の端子を直列接続し、次いで、下記式（３）：
   

   

   （式（３）中、Ｇはコンダクタンス、Ｂはサセプタンス、Ｒ_Lは前記発振回路部の負性抵抗、Ｘ_Lは前記発振回路部のリアクタンス、Ｘ_Sは前記リアクタンス素子のリアクタンス、Ｒ_Pは前記抵抗を意味する。）で表される前記発振回路部、前記リアクタンス素子Ｘ_S、及び前記抵抗Ｒ_Pのアドミッタンスの合計のコンダクタンスＧとサセプタンスＢとが、下記式（２）：
   

   

   （式（２）中のＧはコンダクタンス、Ｂはサセプタンス、Ｒ_Lは前記発振回路部の負性抵抗を意味する。）を満たすように、前記発振回路部の他方の端子と前記リアクタンス素子Ｘ_Sの他方の端子との間に前記抵抗Ｒ_Pを接続し、
   前記発振回路部の前記リアクタンスＸ _L が、容量性リアクタンスで構成され、
   前記リアクタンス素子Ｘ _S が、容量性リアクタンス素子であることを特徴とする発振回路の製造方法。

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