JP2007150461A - コルピッツ型発振回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】比較的安価なトランジスタを使用して、高周波域で高い負性抵抗が得られ、しかも高い発振出力も得られる。
【解決手段】回路ブロックAは、トランジスタQ1と水晶振動子X等によってコルピッツ型発振回路に構成する。回路ブロックBは、ベース接地形増幅回路に構成されたトランジスタQ2でトランジスタQ1のエミッタ出力を増幅し、このコレクタ出力をベース回路(またはコレクタ)に同相で正帰還させる。回路ブロックCはトランジスタQ2の出力を発振出力として取り出す。トランジスタQ2のコレクタに発振周波数も同調させた同調回路を設けた構成、または発振周波数に同調させた同調回路を正帰還の回路に介挿させた構成も含む。
【選択図】図1
【解決手段】回路ブロックAは、トランジスタQ1と水晶振動子X等によってコルピッツ型発振回路に構成する。回路ブロックBは、ベース接地形増幅回路に構成されたトランジスタQ2でトランジスタQ1のエミッタ出力を増幅し、このコレクタ出力をベース回路(またはコレクタ)に同相で正帰還させる。回路ブロックCはトランジスタQ2の出力を発振出力として取り出す。トランジスタQ2のコレクタに発振周波数も同調させた同調回路を設けた構成、または発振周波数に同調させた同調回路を正帰還の回路に介挿させた構成も含む。
【選択図】図1
Description
本発明は、水晶振動子を用いたコルピッツ型発振回路に関する。
この種のコルピッツ型発振回路の例を図7に示す。高周波増幅用トランジスタQ1はバイアス抵抗R1、R2と出力抵抗R3によってコレクタ接地形増幅回路に構成され、そのベース回路に水晶振動子Xとその直列共振周波数を決定するコンデンサC1、C2、C3およびトリマコンデンサCtを接続する。コンデンサC4は直流カット用コンデンサである。
この回路の基本発振周波数は、水晶振動子XのリアクタンスXLが、水晶振動子の端子からみた発振回路の負荷容量CL(リアクタンスXC)と一致する周波数になる。負荷容量CLは、コンデンサC1、C2、C3およびトリマコンデンサCtでほぼ決まり、実際の発振周波数はトリマコンデンサCtで微調整される。
ところで水晶振動子Xから高い周波数を得ようとすると、基本発振周波数は155MHz程度以上では困難となることから、トランジスタにより波形を歪ませて高調波を得る逓倍方式あるいは水晶振動子Xの発振に含まれる高調波を取り出すオーバートーン方式を採用する必要がある。
ところで水晶振動子Xから高い周波数を得ようとすると、基本発振周波数は155MHz程度以上では困難となることから、トランジスタにより波形を歪ませて高調波を得る逓倍方式あるいは水晶振動子Xの発振に含まれる高調波を取り出すオーバートーン方式を採用する必要がある。
従来のコルピッツ型発振回路では、トランジスタQ1を増幅素子とし、このトランジスタQ1のエミッタ出力を分割コンデンサC1およびC2、C3等を通してベース端に正帰還させると共に、負性抵抗を発生させている。水晶振動子を利用した発振回路は、水晶振動子Xの負荷時共振抵抗RLに比して発振回路が呈する負性抵抗|−R|が少なくとも5倍程度要求される。この負性抵抗|−R|は、(1)式でほぼ決まる。
−R=gm/(ω2・Ca・Cb) ……(1)
この式中、Ca,Cbはコルピッツ回路における分割コンデンサ容量、ωは2πf(fは発振周波数)、gmはトランジスタQ1の電流増幅率hfeに対応する相互コンダクタンスである。
−R=gm/(ω2・Ca・Cb) ……(1)
この式中、Ca,Cbはコルピッツ回路における分割コンデンサ容量、ωは2πf(fは発振周波数)、gmはトランジスタQ1の電流増幅率hfeに対応する相互コンダクタンスである。
したがって、高い発振周波数(例えば、300MHz)になるほど、負性抵抗−Rが小さくなり、発振不能または安定発振ができなくなる。これには、コンデンサCa,Cbを小容量化すればよいが、周辺回路の浮遊容量との兼ね合いで限界がある。他方、相互コンダクタンスgmの大きいトランジスタQ1を使用することが考えられるが、このトランジスタとしては利得帯域幅積fT(高周波域での電流増幅率hfeが1)がGHzオーダになる高価なものが必要となる。
そこで、利得帯域幅積fTが高く、高周波域での電流増幅率hfeの大きい1つのトランジスタに代えて、2つのトランジスタ増幅回路で構成して等価的に同等の高周波発振動作を得ようとするものが提案されている(例えば、特許文献1参照)。
この回路構成は、図8に例を示すように、コレクタ・エミッタ分割形増幅回路にしたトランジスタQ1のエミッタ出力をコレクタ接地形増幅回路に構成したトランジスタQ2で電流増幅し、この出力をトランジスタQ1のコレクタに正帰還する。発振出力はトランジスタQ1のコレクタ出力、またはトランジスタQ2のエミッタ出力を出力増幅器で増幅して得る。
2つのトランジスタを使用した発振回路(図8)では、比較的安価なトランジスタを使用して高い発振周波数を得ることができるが、エミッタ接地形増幅回路に構成するトランジスタQ2の電圧増幅率は1になって帰還量および発振回路出力が低下する。このため、十分に高い負性抵抗が期待できないし、出力段に高周波増幅用トランジスタを使用した増幅回路が必要となって回路構成が複雑化し、コストアップにもなる。
本発明の目的は、比較的安価なトランジスタを使用して、高周波域で高い負性抵抗が得られ、しかも高い発振出力も得られるコルピッツ型発振回路を提供することにある。
本発明は、水晶振動子がトランジスタ(Q1)のベース端に接続され、前記トランジスタ(Q1)のエミッタ出力を分割コンデンサで分割して前記水晶振動子に印加して発振動作を得るコルピッツ型発振回路において、
ベース接地形増幅回路として構成され、前記トランジスタ(Q1)のエミッタ出力を増幅するトランジスタ(Q2)と、
このトランジスタ(Q2)のコレクタ出力を前記トランジスタ(Q1)のベース端に同相で正帰還させるための帰還回路と、を備えたことを特徴とする。
ベース接地形増幅回路として構成され、前記トランジスタ(Q1)のエミッタ出力を増幅するトランジスタ(Q2)と、
このトランジスタ(Q2)のコレクタ出力を前記トランジスタ(Q1)のベース端に同相で正帰還させるための帰還回路と、を備えたことを特徴とする。
また他の発明は、水晶振動子がトランジスタ(Q1)のベース端に接続され、前記トランジスタ(Q1)のエミッタ出力を分割コンデンサで分割して前記水晶振動子に印加して発振動作を得るコルピッツ型発振回路において、
前記トランジスタ(Q1)のコレクタ端に接続された同調回路と、
ベース接地形増幅回路として構成され、前記トランジスタ(Q1)のエミッタ出力を増幅するトランジスタ(Q2)と、
このトランジスタ(Q2)のコレクタ出力を前記トランジスタ(Q1)のコレクタ端に同相で正帰還させるための帰還回路と、を備えたことを特徴とする。
前記トランジスタ(Q1)のコレクタ端に接続された同調回路と、
ベース接地形増幅回路として構成され、前記トランジスタ(Q1)のエミッタ出力を増幅するトランジスタ(Q2)と、
このトランジスタ(Q2)のコレクタ出力を前記トランジスタ(Q1)のコレクタ端に同相で正帰還させるための帰還回路と、を備えたことを特徴とする。
この発明は、3次オーバトーン発振回路として構成したコルピッツ型発振回路に好適である。本発明は、目的とする発振周波数に同調させる同調回路を、前記トランジスタ(Q2)のコレクタ端に接続するようにしてもよいし、あるいは目的とする発振周波数に同調させる同調回路を、前記帰還回路に介挿するようにしてもよい。
以上のとおり、本発明によれば、コルピッツ型発振回路の初段トランジスタQ1の出力をベース接地形増幅回路に構成したトランジスタQ2で増幅し、この出力をトランジスタQ1のベース回路またはコレクタ側に正帰還するようにしたため、比較的安価なトランジスタを使用して、高周波域で高い負性抵抗が得られる。
(実施形態1)
図1は、本発明の実施形態を示すコルピッツ型発振回路の構成図であり、水晶振動子の基本周波数域の例えば3倍オーバートーンの発振出力を得るコルピッツ型発振回路を示す。
図1は、本発明の実施形態を示すコルピッツ型発振回路の構成図であり、水晶振動子の基本周波数域の例えば3倍オーバートーンの発振出力を得るコルピッツ型発振回路を示す。
同図において、回路ブロックAの部分は、従来のコルピッツ型発振回路の変形例になり、トランジスタQ1とそのエミッタ抵抗R5、分割コンデンサC1、C2、水晶振動子X、抵抗R6と伸長コイルL3および抵抗R7で構成される。
トランジスタQ1のベース端にはバイアス抵抗R8を設け、コレクタ端にはコンデンサC7とコイルL4およびダンプ抵抗R9を並列接続した同調回路を設ける。この同調回路は、水晶振動子Xの基本波の3倍オーバトーンの周波数に相当する共振点を有するように構成されている。トランジスタQ1のエミッタ出力はカップリングコンデンサC8を通して、ベース接地形増幅回路として構成される回路ブロックBの入力にする。
回路ブロックBにおいて、トランジスタQ2のベース端子はコンデンサC9を介して接地され、また当該ベース端子にはバイアス抵抗R10が接続されている。更にトランジスタQ2のエミッタ端子には抵抗R11に表れる入力電圧がコンデンサC10と抵抗R12による増幅率調整回路を通して印加され、トランジスタQ2のコレクタ端子にはコンデンサC11とコイルL5を並列接続した同調回路が接続される。この構成により、回路ブロックAからの入力電圧と同相の電圧増幅出力を得る。
回路ブロックBの出力は、カップリングコンデンサC12、およびコンデンサC13と抵抗R13を並列接続した位相調整回路を通して、トランジスタQ1のベース端に正帰還する。トランジスタQ2のコレクタ端子から、回路ブロックAにいたるまでのループは帰還回路に相当する。
また、回路ブロックBの出力つまりトランジスタQ2のコレクタ出力は直接に後段回路である回路ブロックCの入力とする。回路ブロックCは、トランジスタQ3と抵抗R14によりコレクタ接地形増幅回路に構成し、入力電圧(発振出力)に対して高入力インピーダンスを呈し、コンデンサC14を通して低インピーダンスで出力するインピーダンスバッファ回路を構成する。
また、回路ブロックBの出力つまりトランジスタQ2のコレクタ出力は直接に後段回路である回路ブロックCの入力とする。回路ブロックCは、トランジスタQ3と抵抗R14によりコレクタ接地形増幅回路に構成し、入力電圧(発振出力)に対して高入力インピーダンスを呈し、コンデンサC14を通して低インピーダンスで出力するインピーダンスバッファ回路を構成する。
以上の構成になるコルピッツ型発振回路によれば、初段トランジスタQ1のエミッタに流れる交流電流のほとんどは当該トランジスタQ1のコレクタ電流から供給され、そしてコレクタからみるとコンデンサC7及びコイルL4を含む同調回路が負荷となり、交流的に見ると当該同調回路の共振点以外ではトランジスタQ1の増幅度が小さくなり、結果として3次オーバトーンの発振出力が得られる。そして初段トランジスタQ1の出力を、ベース接地形増幅回路のトランジスタQ2で同相で増幅し、これをトランジスタQ1のベース入力として正帰還する構成になる。これにより、正帰還量が多くなり、水晶振動子XからみてトランジスタQ1の電流増幅率hfeを等価的に高めることができる。従ってトランジスタQ1の電流増幅率hfeに対応する相互コンダクタンスgm が大きくなるので既述の(1)式から分かるように負性抵抗「−R」を高くして安定した発振動作を得ることができる。
また、回路ブロックBからの回路ブロックAへの帰還信号は、コンデンサC11とコイルL5の同調回路により発振周波数に合わせることで、実際の回路パターンを形成したときに不要な共振動作や不要な信号ループが形成されるのを防止することができる。なお、同調回路はトランジスタQ2のコレクタ負荷として設ける場合を示すが、コレクタ負荷を抵抗とし、帰還回路に同調回路を介挿してもよい。
図2、図3は、本実施形態の315MHz帯における3次オーバートンのコルピッツ型発振回路を基にした実験結果を示す。図2の(a)は出力電圧波形を示し、315MHz帯の発振動作が得られ,振幅に170mVp−pの高い発振出力を得ることができた。同図の(b)はトランジスタQ1のベース電圧とトランジスタQ2からの帰還電圧波形を示し、同相による正帰還になっている。図3は、負性抵抗特性を示し、315MHz帯で−594Ωのものが得られ、水晶振動子Xの負荷時共振抵抗RL(=70Ω)との比は8.5倍程度のものが得られ、要求される特性(5倍程度)を十分満足している。なお、消費電流は、トランジスタQ1が758μA、トランジスタQ2が96μA、トランジスタQ3が86μAになり、全体で940μAになるし、消費電力は2mW(2.2V×940μA)程度で済み、従来のものと比して消費電力の増加はほとんどなかった。
また回路ブロックB及び帰還回路を設けない従来型の315MHz帯における3次オーバートンのコルピッツ型発振回路を基にした負性抵抗特性を図4に示す。この場合には、315MHz帯で−220Ω程度であり、水晶振動子Xの負荷時共振抵抗RL(=70Ω)との比は3倍程度しか得られていない。
以上において、図1の構成におけるトランジスタQ1のコレクタ端に接続された同調回路を省いた構成としてもよく、またトランジスタQ1のコレクタ端にインピーダンスバッファ回路(回路ブロックC)を接続して発振出力を得る構成としてもよい。
(実施形態2)
図5は、本発明の他の実施形態を示す回路構成図である。同図が図1と異なる部分は、トランジスタQ2のコレクタ負荷を抵抗R15のみとし、コレクタ出力をトランジスタQ1のコレクタ端に帰還する点にある。なお、トランジスタQ1のコレクタ端に接続される同調回路は、コンデンサC7とコイルL4の並列接続構成とする。
図5は、本発明の他の実施形態を示す回路構成図である。同図が図1と異なる部分は、トランジスタQ2のコレクタ負荷を抵抗R15のみとし、コレクタ出力をトランジスタQ1のコレクタ端に帰還する点にある。なお、トランジスタQ1のコレクタ端に接続される同調回路は、コンデンサC7とコイルL4の並列接続構成とする。
本実施形態においても、トランジスタQ2の出力はトランジスタQ1に対して同相で正帰還され、実施形態1と同様の作用効果を得ることができる。
本実施形態のコルピッツ型発振回路を基にした実験を行った。この実験結果では、出力電圧や位相は実施形態1の場合と同程度になるが、負性抵抗は図6に示すように、−1500Ω(15倍)程度の高い値を得ることができた。なお、消費電流は、トランジスタQ1が705μA、トランジスタQ2が93μA、トランジスタQ3が116μAになり、全体で914μAで消費電力は2mW程度のものが得られた。
X 水晶振動子
Q1、Q2、Q3 トランジスタ
C1〜C14 コンデンサ
R1〜R15 抵抗
L1〜5 コイル
Q1、Q2、Q3 トランジスタ
C1〜C14 コンデンサ
R1〜R15 抵抗
L1〜5 コイル
Claims (5)
- 水晶振動子がトランジスタ(Q1)のベース端に接続され、前記トランジスタ(Q1)のエミッタ出力を分割コンデンサで分割して前記水晶振動子に印加して発振動作を得るコルピッツ型発振回路において、
ベース接地形増幅回路として構成され、前記トランジスタ(Q1)のエミッタ出力を増幅するトランジスタ(Q2)と、
このトランジスタ(Q2)のコレクタ出力を前記トランジスタ(Q1)のベース端に同相で正帰還させるための帰還回路と、を備えたことを特徴とするコルピッツ型発振回路。 - 水晶振動子がトランジスタ(Q1)のベース端に接続され、前記トランジスタ(Q1)のエミッタ出力を分割コンデンサで分割して前記水晶振動子に印加して発振動作を得るコルピッツ型発振回路において、
前記トランジスタ(Q1)のコレクタ端に接続された同調回路と、
ベース接地形増幅回路として構成され、前記トランジスタ(Q1)のエミッタ出力を増幅するトランジスタ(Q2)と、
このトランジスタ(Q2)のコレクタ出力を前記トランジスタ(Q1)のコレクタ端に同相で正帰還させるための帰還回路と、を備えたことを特徴とするコルピッツ型発振回路。 - 3次オーバトーン発振回路として構成したことを特徴とする請求項1または2に記載のコルピッツ型発振回路。
- 目的とする発振周波数に同調させる同調回路を、前記トランジスタ(Q2)のコレクタ端に接続したことを特徴とする請求項1〜3のいずれか1項に記載のコルピッツ型発振回路。
- 目的とする発振周波数に同調させる同調回路を、前記帰還回路に介挿したことを特徴とする請求項1〜3のいずれか1項に記載のコルピッツ型発振回路。
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