JP3927870B2

JP3927870B2 - 超音波診断装置のプリアンプ

Info

Publication number: JP3927870B2
Application number: JP2002181225A
Authority: JP
Inventors: 建一中尾
Original assignee: Aloka Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2002-06-21
Filing date: 2002-06-21
Publication date: 2007-06-13
Anticipated expiration: 2022-06-21
Also published as: JP2004024309A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、超音波診断装置のプリアンプに関する。
【０００２】
【従来の技術】
生体内に超音波を送信して、そのエコー信号を受信し、生体組織の分布や構造等を観察するために超音波診断装置が用いられる。超音波診断装置は、図３に示すように、大別して超音波診断装置本体（以下本体という）１２と、その本体１２にケーブル１６によって接続された超音波プローブ１４とで構成される。すなわち、本体１２の送信回路１８から超音波プローブ１４へ送信信号が供給され、超音波プローブ１４に内蔵された超音波振動素子から超音波が生体内に送波される。一方、生体内からの反射波は超音波振動子で受波され、受信信号がケーブル１６を介して本体１２のプリアンプ２０へ伝達される。
【０００３】
このように、超音波を送受波する超音波プローブ１４と本体１２とがケーブル１６で接続される。超音波プローブ１４からの超音波受信信号はプリアンプ２０で増幅されるが、プリアンプ２０の入力インピーダンスが高いと、ケーブル１６の容量成分により受信信号が減衰し周波数特性及びＳ／Ｎ比が劣化する。そこで、プリアンプ２０の入力インピーダンスとケーブル１６の特性インピーダンスとの整合が行われる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし単純にプリアンプの入力部にケーブルの特性インピーダンスに相当する５０Ωあるいは７５Ωの抵抗器を接続しても雑音指数が大幅に劣化する。その様子を、図１に示すプリアンプ周りの雑音に関する等価回路図を用いて説明する。
【０００５】
図１において、プリアンプ２０の特性を入力インピーダンスＲｉと終端抵抗Ｒｐで示し、ケーブル等による容量成分を容量Ｃとし、受信信号を信号源ｅ_sと信号源抵抗Ｒｓで表してある。また、プリアンプ２０の雑音を電圧性雑音ｅ_na、電流性雑音ｉ_naとし、終端抵抗Ｒｐの雑音をｉ_nRp、信号源抵抗Ｒｓの雑音をｅ_nRsで示した。ここで、終端抵抗Ｒｐの雑音ｉ_nRp、信号源抵抗Ｒｓの雑音ｅ_nRsはそれぞれ次式（１）、（２）で表される。なお、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、Δｆは帯域幅である。
【数１】
ｉ_nRp＝（４ｋＴ＊Δｆ／Ｒｐ）^1/2 ・・・（１）
【数２】
ｅ_nRs＝（４ｋＴ＊Δｆ＊Ｒｓ）^1/2 ・・・（２）
また、この等価回路を用いて、この系全体の雑音指数Ｆは、（３）式で計算される。ここで、《Ｒｓ／／Ｒｐ》は、ＲｓとＲｐを並列接続したときの抵抗値である。
【数３】

【０００６】
例えば、ケーブルの特性インピーダンスＺ_o＝５０Ω、信号源抵抗Ｒｓ＝５００Ωとすれば、単純に抵抗器を用いて整合を取ったときの雑音指数は、（３）式においてＲｐ＝５０Ωとなるから、（４）式で表される。
【数４】
Ｆ＝１１＋（１／４ｋＴ＊Δｆ）＊［１１＋（ωＣ＊Ｒｓ）²］＊（ｅ_na＊ｅ_na／Ｒｓ）＋ｉ_na＊ｉ_na＊Ｒｓ］・・・（４）
これに対し、（５）式は、Ｒｐ＞＞Ｒｓとしたときの雑音指数である。
【数５】
Ｆ＝１＋（１／４ｋＴ＊Δｆ）＊［１＋（ωＣ＊Ｒｓ）²］＊（ｅ_na＊ｅ_na／Ｒｓ）＋ｉ_na＊ｉ_na＊Ｒｓ］・・・（５）
（４）式と（５）式の結果を比較すると、（４）式の雑音指数のほうが良くない。すなわち、プリアンプの入力部にケーブルの特性インピーダンスに相当する抵抗器を単純に接続しただけでは、Ｒｐ＞＞Ｒｓのとき、たとえばＲｐ＝∞のときに比べて、雑音指数が大幅に劣化することになる。
【０００７】
これを解決するために、図４に示すミラー効果を利用した回路が使用される。図４の回路の入力抵抗はＲｆ／（１＋Ａ）で表され、ＲｆとＡを適切に選べばケーブルの特性インピーダンスに整合させることができる。
【０００８】
このときの雑音に関する等価回路は、図１と同様に表現すると図５のようになる。帰還抵抗ＲｆはＲｉに含まれるが、Ｒｆの雑音は図１のＲｐの場合と同様に（６）式で表される。
【数６】
ｉ_nRf＝（４ｋＴ＊Δｆ／Ｒｆ）^1/2 ・・・（６）
【０００９】
系全体の雑音指数Ｆは、（７）式で計算される。
【数７】
Ｆ＝１＋（Ｒｓ／Ｒｆ）＋（１／４ｋＴ＊Δｆ）＊［{１＋（ωＣ＊Ｒｓ）^２}＊（ｅ_ｎａ＊ｅ_ｎａ／Ｒｓ）＋ｉ_ｎａ＊ｉ_ｎａ＊Ｒｓ］
・・・（７）
（３）式と比較すると、（７）式のＲｆは式（３）のＲｐに対応している。
【００１０】
単純に抵抗器を用いて終端を行う場合は、（３）式においてＲｐが例えば５０Ωとなるが、図４の方式ではＲｆはＲｐより（１＋Ａ）倍大きくできるので、雑音指数が改善される。
【００１１】
ところで、（３）式および（７）式において、容量Ｃに注目すると、容量Ｃがあることでプリアンプの電圧性雑音ｅ_naが拡大されて見える。したがって、ｅ_naは極力小さくする必要がある。
【００１２】
プリアンプの電圧性雑音ｅ_naは、プリアンプを構成する能動素子、特に初段のトランジスタのベース抵抗、エミッタ抵抗に起因するので、ベースおよびエミッタには雑音源となる抵抗を付けないかあるいはごく小さい値、例えば１０Ω以下の抵抗を用いることが考えられる。しかし、増幅回路としてごく一般的なエミッタ接地型において、エミッタと接地間に設けられたエミッタ抵抗に小さい値を用いるときは、トランジスタの特性がほとんどそのまま出力に現われ、出力の波形が歪むことが起こる。すなわちエミッタ電流はほぼ出力電流と同じであるので、出力電流とエミッタ抵抗の積を超える電圧振幅の入力信号は接地電位でクランプされ、その結果出力波形が一部クランプされ歪んだ波形となる。すなわち、受信信号に対するダイナミックレンジが狭くなってしまう。
【００１３】
このように、プリアンプとケーブルとを接続したときに、低雑音性能を維持しつつ、プリアンプの入力インピーダンスとケーブルの特性インピーダンスとの整合を行い、かつ出力波形の歪みについて受信信号のダイナミックレンジを拡大することに問題があった。
【００１４】
本発明の目的は、かかる従来技術の課題を解決し、低雑音性能を維持しつつ、プリアンプとケーブルとの間のインピーダンス整合を行い、かつ出力波形の歪みを低減する超音波診断装置のプリアンプを提供することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明に係る超音波診断装置のプリアンプは、ケーブルを介して入力される受信信号を増幅するプリアンプにおいて、受信信号を入力する入力端子に接続されたベースと、接地点にエミッタ抵抗を介して接続されたエミッタと、電源にコレクタ抵抗を介して接続されたコレクタとを備える能動素子と、前記ベースに帰還抵抗を介して前記コレクタの出力を帰還し、前記入力端子からみた入力インピーダンスを前記ケーブルの特性インピーダンスに整合させる前記ベースと前記コレクタとの間の第１のフィードバックループと、前記エミッタに前記コレクタの出力を帰還し、前記コレクタの出力の波形歪みを抑える前記エミッタと前記コレクタとの間の第２のフィードバックループと、を含むことを特徴とする。
【００１６】
ここで、能動素子は、トランジスタ単体のほか、例えばトランジスタを多段接続した複合素子等、入力と出力との間で反転増幅を行う複合素子であってもよい。複合素子の場合、プリアンプの入力端子の側に接続される端子をベース、プリアンプの出力端子の側に接続される端子をコレクタ、接地点の側に接続される端子をエミッタとして扱うことができる。また、能動素子がトランジスタ単体のときの極性はＮＰＮ型でもＰＮＰ型でも電界効果トランジスタでもよい。能動素子が複合素子のときは、ＮＰＮ型トランジスタとＰＮＰ型トランジスタを組合せて構成してもよい。
【００１７】
かかる構成の第１のフィードバックループにより、ベースとコレクタ間に設けられた帰還抵抗は、いわゆるミラー効果で小さく見える。すなわち、雑音指数Ｆの劣化を抑えつつ、プリアンプの入力端子から見た入力インピーダンスを低下させ、ケーブルの特性インピーダンスとの整合を取りやすくすることができる。
【００１８】
また、第２のフィードバックループにより、コレクタの出力をエミッタに帰還するので、エミッタ抵抗の値が小さくても大きな負帰還がかかり、その負帰還の作用により、ベースに入力される信号の電圧振幅が大きくなっても、コレクタの出力波形は歪むことなく増幅できる。したがって、エミッタ抵抗の電圧性雑音を低く維持したままで、出力波形の歪みを低減することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
図２はプリアンプ４０の詳細図である。図２において、プリアンプ４０は、能動素子４２を含み、端子として入力端子４４、出力端子４６、接地端子４８および電源端子５０を備え、入力端子４４からの入力信号を所定の反転増幅率（−Ａ₁）で反転増幅して出力端子４６に出力する反転増幅回路である。電源端子５０に例えば＋Ｖの直流電圧が印加され、接地端子はアースに接続される。入力端子４４はケーブルを介して超音波プローブに接続され、出力端子４６は図示されていない信号処理回路と接続される。
【００２０】
能動素子４２はＮＰＮバイポーラトランジスタで、ベース５４、コレクタ５６、エミッタ５８を備える。入力端子４４とベースとの間には、入力保護回路６０とＤＣカット容量６２とが直列接続され、接地端子４８とエミッタ５８との間にはエミッタ抵抗Ｒ_Eが接続され、電源端子５０とコレクタ５６との間にはコレクタ抵抗Ｒ_Lが接続される。入力保護回路６０は能動素子４２を過大な入力等からの破壊から保護する回路で、例えばダイオードブリッジ等で構成され、その内部抵抗ｒ_dはプリアンプ４０の入力インピーダンスの一部を構成する。なお、図示されていないベースバイアス抵抗等のベースバイアス手段により、能動素子４２のベース５４は所定のベースバイアスに設定される。
【００２１】
能動素子４２のコレクタ５６とプリアンプ４０の出力端子４６との間にはエミッタフォロワ回路７０が接続される。エミッタフォロワ回路７０を設けることで、ゲインを変化させずにプリアンプ４０の負荷駆動能力を十分なものとすることができる。エミッタフォロワ回路７０によって駆動能力を確保しつつ、コレクタ５６の出力とベース５４の間に第１のフィードバックループ６４が設けられる。また、第１のフィードバックループ６４には帰還抵抗６８が設けられ、コレクタ５６の出力は帰還抵抗６８を介してベースに帰還される。
【００２２】
さらに、コレクタ５６とエミッタ５８との間に第２のフィードバックループ６６が設けられる。第２のフィードバックループ６６には反転増幅器７２が設けられ、所定の帰還率（−Ａ₂）で能動素子４２の出力がエミッタ５８に帰還される。
【００２３】
上記のプリアンプ４０は、第１のフィードバックループと第２のフィードバックループを除けば、反転増幅回路としてごく一般に用いられるエミッタ接地増幅回路である。すなわち、能動素子４２のベースが図示されていないベースバイアス手段により所定のベースバイアスに設定され、電源端子５０に＋Ｖの電源電圧が印加され、接地端子４８が接地された状態で、能動素子４２は作動状態となる。そして、ベースバイアスに応じてベース電流が流れ、トランジスタの増幅作用により増幅されたコレクタ電流Ｉ_Cが生じ、コレクタ抵抗Ｒ_Lに流れる。また、コレクタ電流Ｉ_Cとほぼ同じ大きさのエミッタ電流Ｉ_Eが生じ、エミッタ抵抗Ｒ_Eに流れる。
【００２４】
入力端子４４から入力信号ｖ_iが入力されると、所定の反転増幅率（−Ａ₁）で反転増幅された出力信号ｖ_o＝−Ａ₁＊ｖ_iがコレクタ５６に出力される。このとき、入力信号ｖ_iの振幅は、エミッタ抵抗Ｒ_Eにおける電圧降下すなわちＲ_E＊Ｉ_Eに相当する電圧振幅までは接地電位による制限を受けず、出力信号ｖ_oに生ずる歪みは小さい。
【００２５】
第１のフィードバックループは、いわゆるミラー効果を用いることで、雑音に関する等価回路では帰還抵抗６８の大きさをＲｆとしながら、ベース５４から見た帰還抵抗６８の大きさを見かけ上低下させる機能を有する。
【００２６】
例えば、プリアンプ４０の入力端子４４から見た入力インピーダンスを、ケーブルの特性インピーダンス５０Ωと整合を取る場合について説明する。いま、入力保護回路の内部抵抗ｒ_dを２０Ωとし、Ａ₁＝９９とすれば、Ｒｆ＝３ｋΩとすることで、能動素子４２のベース５４から見た入力抵抗をＲｆ／（１＋Ａ₁）＝３０Ωにできる。したがって、プリアンプ４０の入力端子４４から見た入力インピーダンスを２０Ω＋３０Ω＝５０Ωとして、ケーブルの特性インピーダンス５０Ωと整合を取ることができる。
【００２７】
一方、雑音に関しては、内部抵抗ｒ_dを無視すれば、式（７）においてＲｆ＝３ｋΩとして近似できる。また、直接抵抗器で終端した場合は、式（３）においてＲｐ＝３０Ωとして近似できる。
【００２８】
第２のフィードバックループは、能動素子４２のコレクタ５６の電位を所定の帰還率（−Ａ₂）でエミッタ５８に帰還することで、エミッタ抵抗Ｒ_Eだけの場合より負帰還の量を増加させ、歪を減少させる機能を有する。
【００２９】
例えば、いまＲ_E＝４．７Ω、Ｉ_E＝５ｍＡ、Ｒ_L＝２．７ｋΩ、Ａ₂＝１／４７０（電圧・電流変換のゲイン、単位Ｓ＝１／Ω）とすれば、第２のフィードバックループのない状態で、エミッタ抵抗Ｒ_Eをおよそ３０Ωにしたと同様の小さな歪特性が得られる。しかし、雑音はエミッタ抵抗Ｒ_E＝４．７Ωにおける雑音のままである。すなわち、電圧性雑音を低い値に維持したまま、出力波形の歪みに対する入力信号のダイナミックレンジを拡大できる。
【００３０】
図２において、能動素子４２は、単体のＮＰＮトランジスタとして説明したが、この他に、例えばＰＮＰトランジスタ、電界効果トランジスタ等これ以外の形式のトランジスタを用いることができる。また、トランジスタはシリコントランジスタのほか化合物半導体トランジスタ等を用いることもできる。また、トランジスタ単体のほか、例えばトランジスタを多段接続したダーリントン素子等の複合素子のように入力側端子と出力側端子との間で反転増幅する複合素子であってもよい。なお、複合素子の場合、プリアンプの入力端子の側に接続される端子をベース、プリアンプの出力端子の側に接続される端子をコレクタ、接地点の側に接続される端子をエミッタとして上記の説明に対応して扱うことができる。
【００３１】
上記の説明に用いた数値は単なる例示であって、超音波診断装置の性能に応じてこれらの数値を適宜変更して、本発明を実施できる。
【００３２】
【発明の効果】
本発明に係る超音波診断装置のプリアンプによれば、低雑音性能を維持しつつ、プリアンプとケーブルとの間のインピーダンス整合を行い、かつ出力波形の歪みを低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】プリアンプ周りの雑音に関する等価回路である。
【図２】本発明に係る実施の形態のプリアンプの詳細図である。
【図３】超音波診断装置におけるプリアンプを示す図である。
【図４】ミラー効果を使用した回路を示す図である。
【図５】図４の回路を用いたときのプリアンプ周りの雑音に関する等価回路である。
【符号の説明】
１０超音波診断装置、１２本体、１４超音波プローブ、１６ケーブル、２０，４０プリアンプ、４２能動素子、４４入力端子、５４ベース、５６コレクタ、５８エミッタ、６４第１のフィードバックループ、６６第２のフィードバックループ、６８帰還抵抗。

Claims

ケーブルを介して入力される受信信号を増幅するプリアンプにおいて、
前記プリアンプは、
受信信号を入力する入力端子に接続されたベースと、接地点にエミッタ抵抗を介して接続されたエミッタと、電源にコレクタ抵抗を介して接続されたコレクタとを備える能動素子と、
前記ベースに帰還抵抗を介して前記コレクタの出力を帰還し、前記入力端子からみた入力インピーダンスを前記ケーブルの特性インピーダンスに整合させる前記ベースと前記コレクタとの間の第１のフィードバックループと、
前記エミッタに前記コレクタの出力を帰還し、前記コレクタの出力の波形歪みを抑える前記エミッタと前記コレクタとの間の第２のフィードバックループと、
を含むことを特徴とする超音波診断装置のプリアンプ。