JP2002542642A - 可変の動作点設定を有する増幅器装置およびその用途 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 入力信号（Ｓ１）を増幅するための増幅器装置（１０）は、少なくとも１つの半導体素子（１１０、１２０）を有する半導体ユニット（１００）と、動作点設定手段（２００）とを少なくとも含み、動作点設定手段（２００）が、半導体ユニット（１００）の動作点が入力信号（Ｓ１）の増幅中に自動的にかつ測定値なしで入力信号（Ｓ１）の最大可能な信号振幅の予め定められた経過に従って高い最大可能な信号振幅における歪みに関して最適化された設定と低い最大可能な信号振幅におけるノイズに関して最適化された設定との間で可変であるように構成されている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 本発明は入力信号を増幅するための増幅器装置に関する。さらに本発明は増幅
器装置の用途に関する。

【０００２】 増幅器装置は多くの技術分野で使用される。その一例はレーダー装置、ソナー
装置または超音波装置の形態でのパルス‐エコー装置である。このようなパルス
‐エコー装置では非常に高い信号振幅を有する送信信号が相応に構成された変換
器を介して検査すべき媒体内に、つまりレーダー装置の場合にはモニター空気中
に、ソナー装置の場合にはモニター水中に、超音波装置の場合には例えば人体内
にそれぞれ入射される。反射により検査すべき媒体内に生ずる受信信号が検出さ
れ、相応の増幅の後に評価される。このような受信信号は例えば増幅器装置の入
力信号を形成する。

【０００３】 超音波装置の場合、検査すべき人体中の表示付近の反射に起因する受信信号は
比較的高い信号振幅を有する。それに対して、深部の組織層における反射により
生ずる受信信号は強い組織減衰に基づいて非常に小さい信号振幅を有する。組織
の深部に位置している領域をもなお良好に撮像し得るためには、増幅器装置によ
り良好なノイズ挙動が要求される。このことは、増幅器装置が低ノイズにかつノ
イズマッチングされて構成されていなければならないことを意味する。

【０００４】 他方において米国特許第５８７９３０３号明細書から超音波装置に対する特別
な撮像方法が知られている。このいわゆるＴＨＩ法（Ｔｉｓｓｕｅ Ｈａｒｍｏ
ｎｉｃ Ｉｍａｇｉｎｇ）では、受信信号の最初の高調波が評価される。人体組
織内の非直線性に基づいて、入射される送信信号の基本周波数のこの最初の高調
波（＝第２調波）が生ずる。従って、この関連で使用される増幅器装置は、増幅
器装置内で生ずる追加的な高調波成分により測定結果を歪ませないように、非常
に低歪みに構成されていなければならない。

【０００５】 Ｊ．ｖ．Ｐａｒｐａｒｔ著“広帯域のフェライト‐高周波変成器”（ヒュティ
ッヒ出版社、ハイデルベルグ、１９９７年発行、第１３０、１３１頁）から、プ
ッシュプル増幅器では実際上第２次の歪みは生じないこと、すなわち基本周波数
の最初の高調波は生じないことが知られている。相い異なる極性を有する入力信
号の成分が別々に２つの同一構造の個別増幅器内で増幅され、出力端において再
び共通の出力信号として合成される。入力信号が増幅される間に、偶数の次数の
歪み、すなわちなかんずく最初の高調波はこのようなプッシュプル増幅の際に少
なくとも十分に互いに平均化される。それによって低歪みの増幅が達成される。

【０００６】 さらにシーメンス社のデータブック“個別半導体、離散的およびＲＦ半導体”
（０２／１９９７出版、第１０７３〜１０７８頁）から、特にバイポーラトラン
ジスタを半導体増幅器として含んでいる増幅器装置が、高いコレクタ閉回路電流
で動作するときに、特に低歪みで動作することが知られている。それにより動作
点がトランジスタ特性曲線の、トランジスタが実際上線形に挙動する範囲内に置
かれる。コレクタ閉回路電流を高くする、それに伴って特性曲線の直線性が、従
って増幅器装置により到達可能な無歪みの度合いも高くなる。

【０００７】 しかし、ノイズに関しての最適化によっては前記の低歪みの増幅器装置は得ら
れない。さらに、無歪みのために望ましい高いコレクタ閉回路電流は他方におい
て高い静的な損失電力に通ずる。

【０００８】 Ｕ．ＴｉｅｔｚｅおよびＣ．Ｓｃｈｅｎｋ著“Ｈａｌｂｌｅｉｔｅｒ−Ｓｃｈ
ａｌｔｔｅｃｈｎｉｋ（半導体回路技術）”（シュプリンガー出版社、第９版、
１９９１年、第７８〜８２頁）には、トランジスタのノイズ挙動が決定的にコレ
クタ閉回路電流に関係することが記載されている。特に、トランジスタに適した
ノイズは予め定められたコレクタ閉回路電流の際に極小を有する。より高いコレ
クタ閉回路電流の際にはトランジスタノイズは再び悪化する。

【０００９】 公知の増幅器装置はこうしてそのノイズ挙動に関して、もしくはそのその歪み
挙動に関して最適化されている。

【００１０】 本発明の課題は、入力信号を増幅するための増幅器装置であって、低ノイズで
もあり低歪みでもある増幅器装置を提供することである。さらに、この増幅器装
置は静的な損失電力が低いものでなければならない。

【００１１】 この課題は、請求項１の特徴部に記載された構成要件を有する、入力信号を増
幅するための増幅器装置により解決される。

【００１２】 本発明による増幅器装置は、少なくとも１つの半導体素子を有する半導体ユニ
ットと、動作点設定手段とを少なくとも含み、動作点設定手段が、半導体ユニッ
トの動作点が入力信号の増幅中に自動的にかつ測定値なしで入力信号の最大可能
な信号振幅の予め定められた経過に従って高い最大可能な信号振幅における歪み
を顧慮して最適化された設定と低い最大可能な信号振幅におけるノイズを顧慮し
て最適化された設定との間で可変であるように構成されている。

【００１３】 本発明は、従来の技術ではこれまで常に使用された一定の動作点設定から脱却
すれば、増幅器装置が良好なノイズ挙動の要求と可能なかぎり十分な無歪み性の
要求という互いに矛盾する要求を満足し得るという認識に基づいている。その際
に、しばしば最大可能な入力信号の原理的な経過が知られていることが利用され
る。動作点設定はそれによっていつでも現在の最大可能な信号振幅に適合し得る
。原理的な信号経過に関する知識に基づいて、この適合は信号振幅の継続的な測
定なしでも通常の増幅器作動中に可能である。すなわち動作点は自動的に、特に
現在の測定値の助けをかりずに、すなわち測定値なしで変更可能である。

【００１４】 可変の動作点設定手段が設けられていると有利である。この手段を介して、最
大可能な信号振幅に応じて最も大きい最大可能な信号振幅における歪みを顧慮し
て最適化された設定と最も小さい最大可能な信号振幅におけるノイズを顧慮して
最適化された設定との間で設定が行われることによって、現在の動作点設定が入
力信号の振幅の経過に適合する。最も大きい最大可能な信号振幅と最も小さい最
大可能な信号振幅との間の差は典型的に少なくとも１桁である。それは特に３桁
またはそれ以上の桁を含み得る。可変の動作点設定手段は、最大可能な信号振幅
とそれぞれの動作点設定とを対応付けした電子的な形態または記憶された表とし
てのディジタル形態での記憶を含み得る。

【００１５】 増幅器装置がパルス‐エコー装置に使用される用途に移しかえると、このこと
は、半導体ユニットの動作点が受信相の開始時に可能なかぎりわずかな歪みを顧
慮して設定されることを意味する。すなわち受信相の開始時に検査すべき媒体の
表面付近の散乱体からのエコー信号が受信される。このような表面付近のエコー
信号は散乱体が相応に現れると大きいＳＮ比を有する高い最大の信号振幅を有す
る。なぜならば、音波信号がその短い行程において検査すべき媒体によりわずか
な減衰しか受けないからである。こうしてノイズに関する最適化が受信相の開始
時に不要である。高い最大の信号振幅とは例えば１Ｖ_SS（ピーク‐ピーク‐ボル
ト）までの電圧として理解すべきである。

【００１６】 他方において、検査すべき媒体の深部に位置している範囲で反射されるエコー
信号は、検査すべき媒体内のより長い伝搬行程およびそれに起因するより高い減
衰に基づいて、非常に小さい最大可能な信号振幅を有する。このような低い最大
可能な信号振幅は例えば１ｍＶ_SSまでの値を取る。深部に位置している範囲から
のこのようなエコー信号が入力信号として増幅器装置に与えられるときには、動
作点設定がノイズ挙動を顧慮して最適化されていると有利である。低い信号振幅
をも検出し得るように、ここでは高いＳＮ比が有利である。他方において、低い
信号振幅は半導体ユニットを設定された動作点の周りでごく僅かしか制御しない
ので、実際上大きな歪みは生じない。その結果、歪みに関する最適化を別に行う
ことは不要である。

【００１７】 例えば超音波装置のようなパルス‐エコー装置の場合、入力信号の振幅は検査
すべき媒体の材料パラメータと、媒体内に入射される送信信号の基本周波数と、
検査すべき媒体内の散乱体の深さすなわち検査すべき媒体内の伝搬時間とに関係
する。この関連で重要な材料パラメータは伝搬速度および特に減衰である。検査
すべき媒体の実施例に関係なく、これらの材料パラメータは検査の開始前にほぼ
決定可能であり、こうして既知であるとみなすことができる。送信信号の基本周
波数は検査の前に決定され、こうして同じく既知である。検査すべき媒体内での
伝搬時間は、例えば送信信号によりトリガーされる随走するシステムクロックを
介して求められる。

【００１８】 それによって入力信号の原理的な経過の予想のために必要とされるすべての情
報が得られる。しかし現在の信号振幅が実際にもそれぞれその予測可能な最大可
能な値をとるかどうかは、個々の場合に常に、検査すべき媒体内に相応の深部に
高い反射性を有する散乱体が存在しているかどうかにも関係する。動作点設定手
段は、期待される最大可能な信号振幅が既に増幅の開始前に得られる情報を手が
かりにして予知可能であり、動作点が次いでそれぞれ最も望ましい値に設定可能
であるように構成されている。それによって同時にノイズに関する最適化および
歪みに関する最適化が達成される。

【００１９】 本発明による増幅器装置の有利な実施態様は従属請求項に記載されている。

【００２０】 半導体ユニットがノイズに関して最適化された動作点設定の際と歪みに関して
最適化された動作点設定の際とで値が可能なかぎりわずかしか相違しない増幅率
を有する実施態様は有利である。すなわち動作点設定と増幅率との強い関係、例
えば直線的な関係は、動作点設定の適合により高い信号振幅の際の歪みの決定的
な低減が達成されないことに通ずる。従って、可能な動作点設定の際に増幅率の
値が互いに高々５０％だけ異なることは望ましい。

【００２１】 動作点設定は半導体素子において通常電流または電圧源を介してたいてい少な
くとも１つの抵抗（特にオーム抵抗）と結び付いて行われる。従って好ましい実
施態様では可変抵抗が設けられ、それを介して半導体ユニットの動作点が変更さ
れる。可変抵抗への追加的なリード線を介して、その抵抗値、従って動作点が簡
単に変更される。

【００２２】 動作点の変更が可変電流または電圧源を介して行われる実施態様は有利である
。供給電流または供給電圧が再び入力信号の信号振幅に関係して変更される。半
導体ユニットはいずれにせよ供給電流または供給電圧に対するリード線を有する
ので、追加的なリード線は必要とされない。

【００２３】 入力信号の信号振幅に関係しての、電流または電圧源を介して半導体ユニット
に供給される供給電力の適合はさらに静的な損失電力を低減させる。高い供給電
力は必要な歪みに関する最適化の際すなわち高い信号振幅の際にしか必要とされ
ず、従ってその場合にしか設定されない。それに対してより小さい信号振幅の際
にはノイズに関する最適化のために明らかにより小さい供給電力により作動する
。それにより平均的に高い信号振幅の永久的な設定の際よりも静的な損失電力が
小さくてすむ。

【００２４】 別の好ましい実施態様では、動作点を相応に設定するための制御ユニットが設
けられている。この制御ユニットは可変抵抗または可変電流もしくは電圧源と電
気的に接続されている。この制御ユニット内で、期待される信号振幅の予測が利
用可能な情報を手がかりにして行われる。予測された信号振幅に相応して、制御
ユニットが次いで可変抵抗、電流源または電圧源の値を、所望の動作点が生ずる
ように設定する。予測される信号振幅と可変抵抗、可変の供給電流または可変の
供給電圧の値との間の対応付けが制御ユニット内に電子的にまたはディジタルに
表形態で格納されていてよい。

【００２５】 別の実施態様では、動作点設定を周期的に変更し得る制御ユニットが設けられ
ている。この実施態様は特に、入力信号の原理的に知られている時間的経過が周
期的な間隔で繰り返されるときに有利である。制御ユニットはその場合に、その
後に自動的に外部から供給される情報なしに動作点を入力信号の振幅に適合させ
るために、例えばトリガーパルスの形態で開始時点のみを必要とする。周期的な
入力信号は例えば周期的な時間間隔で送信信号を検査すべき媒体内に送り出すパ
ルス‐エコー装置において存在する。

【００２６】 半導体ユニットが少なくとも１つの負帰還接続された半導体素子を含んでいる
他の実施態様は有利である。負帰還接続により半導体素子の非直線的な特性との
関係が弱まる。このことは増幅器装置の歪み挙動にポジティブに作用する。

【００２７】 別の望ましい実施態様ではプッシュプル増幅器が設けられている。高調波の抑
制を顧慮してのプッシュプル増幅器のポジティブな影響は従来の技術から既に知
られている。特に簡単にプッシュプル増幅器は２つの相補性トランジスタ、特に
相補性バイポーラトランジスタから構成され得る。両トランジスタの各々のがそ
の場合に主として入力信号の１つの極性の増幅を受け持つ。

【００２８】 ２つの相補性トランジスタが接地電位に関して互いに対称に配置されている実
施態様も有利である。すなわち、このような接地電位に関して対称な配置により
、動作点設定の変更が増幅器装置のリード線に過渡的振動過程を及ぼさないこと
が保証される。

【００２９】 別の有利な実施態様では増幅器装置は特に受動的に構成されている少なくとも
１つのバイポーラ電流制限器を含んでいる。ここでバイポーラ電流制限器とは、
高い信号振幅を有する信号を信号極性に関係して正の制限電流または負の制限電
流に制限する２端子回路を意味する。バイポーラ電流制限器はこの制限電流を越
える信号レベルに対していわば高抵抗の電流源のように作用する。バイポーラ電
流制限器は、この制限電流の下側に位置している信号レベルでは理論的に理想的
な場合には短絡のように挙動するが、実際の場合には低い抵抗値を有するオーム
抵抗のように挙動する。

【００３０】 このようなバイポーラ電流制限器はなかんずく、パルス‐エコー装置の送信信
号が検査すべき媒体内へ放射される前に増幅器装置を介しても伝送されるときに
有用である。バイポーラ電流制限器のおかげで送信信号はその際にほとんど妨げ
られずにまた負荷されずに通される。さらにバイポーラ電流制限器は本来の増幅
器装置を送信信号の非常に高い信号振幅から保護する。それに対して入力信号に
はバイポーラ電流制限器は影響を与えない。なぜならば、その信号振幅は常に制
限電流の下側に位置しているからである。

【００３１】 増幅器装置がパルス‐エコー装置内、特に超音波装置またはレーダー装置また
はソナー装置内の前置増幅器として使用されると有利である。このようなパルス
‐エコー装置では入力信号の原理的な経過が検査すべき媒体の既知パラメータに
基づいて、同じく知られている送信信号に基づいて予測可能である。最大可能な
入力信号のこの予測可能な経過は次いで動作点の相応の設定のために利用される
。検査対象物としては超音波装置の場合には人体または固体の特に非有機物質か
ら成る加工品が考えられる。

【００３２】 本発明による増幅器装置の好ましい実施例を以下に図面により一層詳細に説明
する。分かりやすくするため図面は正しい尺度では示されておらず、いくつかの
特徴は概要を示されている。

【００３３】 互いに相応する部分には図１〜図９において同一の参照符号が付されている。

【００３４】 図１には半導体ユニット１００および動作点設定手段２００を有する増幅器装
置１０が示されている。増幅器装置１０は入力信号Ｓ１をノイズおよび歪みに関
して最適化された増幅の後に出力信号Ｓ２に移行させる。入力信号Ｓ１の信号振
幅はその原理的な時間的経過を知られている。この知られている経過に従って動
作点設定手段２００は半導体ユニット１００の動作点の現在の位置の適合を行う
。入力信号Ｓ１の信号振幅が低い際には動作点設定手段２００を介してノイズに
関して最適化された動作点が、信号振幅が高い際には歪みに関して最適化された
動作点が設定される。信号振幅の原理的な経過が知られているので、増幅器装置
１０は適合した動作点設定のために入力信号Ｓ１の現在の測定を必要としない。

【００３５】 図１に示されている半導体ユニット１００は１以下の電圧増幅率をも有し得る
。このような構成された増幅器装置１０は例えばインピーダンスマッチング用と
してまたは図示されていない負荷に対するより高い出力電力を供給するために使
われる。

【００３６】 図２には、図１による増幅器装置１０が受信ユニット３３内で前置増幅器とし
て使用されている超音波装置３０が示されている。超音波装置３０は受信ユニッ
ト３３の他に、送信ユニット３２、送信−受信切換器３５ならびに音波変換器３
６を含んでいる。音波変換器３６は図２には示されていない多くの個別変換器か
ら構成されていてよい。

【００３７】 送信ユニット３２は基本周波数および非常に高い信号振幅（例えば約２００Ｖ _SS ）を有する送信信号Ｓ０を発生する。送信信号Ｓ０は送信−受信切換器３５を
介して音波変換器３６に供給される。これは送信信号Ｓ０を音波信号に変換し、
この音波信号が図示されていない検査すべき媒体内に放射される。検査すべき媒
体は、医学診断の分野では人体であってよく、非破壊材料検査の分野では例えば
金属体のような固体材料から成る加工品であってよい。

【００３８】 音波信号は検査すべき媒体を通る伝搬路上で種々の個所で反射される。これら
のエコー信号は音波変換器３６により検出され、電気的な受信信号に逆変換され
、この電気的な受信信号が送信−受信切換器３５を介して入力信号Ｓ１として増
幅器装置１０に到達する。

【００３９】 入力信号Ｓ１の信号振幅はいま完全に主として、検査すべき媒体内のどの個所
で反射が生じたかに関係する。検査すべき媒体の表面付近の範囲からのエコー信
号は高い信号振幅を生ずるが、検査すべき媒体の内部深くに位置している範囲か
らのエコー信号は検査すべき媒体内の伝搬路減衰に基づいて非常に低い受信振幅
の入力信号Ｓ１を生ずる。

【００４０】 システムに起因するこの信号振幅の変化を等化するため、受信ユニット３３は
いわゆるＴＧＣモジュール３３１（Ｔｉｍｅ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）を含
んでいる。このＴＧＣモジュール３３１は検査すべき媒体内での減衰により惹起
される入力信号Ｓ１の信号振幅の減少を伝搬時間に関係する増幅により再び等化
する。減衰に起因してこの増幅率等化は６０ｄＢ以上までである。

【００４１】 増幅器装置１０内で、入力信号Ｓ１はＴＧＣモジュール３３１を通過する前に
先ず受信ユニット３３の処理モジュール３３２内での評価を顧慮して前増幅され
る。ＴＧＣモジュール３３１に続く処理モジュール３３２内で検査すべき媒体の
内部深くに位置している領域からのエコー信号も入力信号Ｓ１から再構成される
。さらに、周波数がまさに基本周波数の第１高調波に相当する入力信号Ｓ１の信
号成分も評価される。第１高調波は検査すべき媒体内の非直線的な挙動に基づい
て生ずる。

【００４２】 検査すべき媒体の内部深くに位置している領域からのエコー信号の低い信号振
幅は増幅器装置１０内で可能なかぎり高いＳＮ比を顧慮して前増幅される。それ
に対して表面付近のエコー信号の高い信号振幅は可能なかぎり無歪みに前増幅さ
れる。これらの相い異なる増幅規範は増幅器装置１０において、最大可能な信号
振幅の経過に適合した動作点設定により達成される。

【００４３】 図３には超音波装置３１の第２の実施例が示されている。図２の超音波装置３
０と異なり、超音波装置３１における増幅器装置１０は受信ユニット３４の内部
ではなく送信−受信切換器３５と音波変換器３６との間に位置している。増幅器
装置１０は音波変換器３６と一緒に変換器ヘッド３７内に組み込まれている。

【００４４】 多くの別々のセグメントへの音波変換器３６の可能な分配に相応して、それぞ
れ１つの変換器セグメントに付設されている複数の増幅器装置１０が設けられて
いてもよい。変換器ヘッド３７内に組み込む際、狭い空間的な状況およびそれと
結び付けられる制限された放熱に基づいて、増幅器装置１０が省スペースのもの
すなわち少数の個別要素から成るものとして、ならびに損失電力の僅かなものと
して実現されていると特に有利である。入力信号Ｓ１の信号振幅に可変に適合さ
れる動作点設定により少なくとも、損失電力を小さくするという要求が満足され
る。なぜならば、入力信号Ｓ１の最大可能な信号振幅を顧慮しての一定の動作点
設定の際にくらべて平均的に損失電力が明らかに減少するからである。

【００４５】 図４には、可変の動作点設定が可変電圧源２１０を介して実現されている増幅
器装置１１の実施例が示されている。可変電圧源２１０の出力端に生ずる正の供
給電圧Ｕ₊および負の供給電圧Ｕ―が、可変電圧源２１０に接続されている制御
ユニット２３０を介してその値を制御される。制御ユニット２３０は両供給電圧
Ｕ₊、Ｕ―を入力信号Ｓ１の期待される信号経過に相応して設定する。

【００４６】 増幅器装置１１は半導体素子としてｐｎｐトランジスタ１１０およびｎｐｎト
ランジスタ１２０を含んでいる相補性のエミッタホロワの形態のプッシュプル増
幅器である。ｐｎｐトランジスタ１１０およびｎｐｎトランジスタ１２０は共通
のベース端子１１１と接地電位に接続されている共通のコレクタ端子１１３とを
有する。ｐｎｐトランジスタ１１０のエミッタ端子１１２およびｎｐｎトランジ
スタ１２０のエミッタ端子１２２はそれぞれ結合キャパシタンス１１６または１
２６を介して接続節点と接続されている。基本周波数の際、結合キャパシタンス
１１６または１２６は実際上電気的に短絡される。入力信号Ｓ１は共通のベース
端子１１１を経て増幅器装置１１に供給される。出力信号Ｓ２は両キャパシタン
ス１１２、１２６間の接続節点に生ずる。両エミッタ端子１１２、１２２はそれ
ぞれ負帰還抵抗１１５、１２５を介して可変電圧源２１０の正または負の供給電
圧Ｕ₊、Ｕ―に接続されている。

【００４７】 両供給電圧Ｕ₊、Ｕ―によって両トランジスタ１１０、１２０のコレクタ閉回
路電流が設定される。このコレクタ閉回路電流は次いで両トランジスタ１１０、
１２０の現在の動作点をほぼ固定する。供給電圧Ｕ₊またはＵ―の変更はコレク
タ閉回路電流を変更し、それによって動作点設定をも変更する。

【００４８】 図５には正の供給電圧Ｕ₊および負の供給電圧Ｕ―の絶対値に対して典型的な
時間的経過が示されている。送信相が受信相と周期的に交代する超音波装置３０
、３１の作動方式に相応して、両供給電圧圧Ｕ₊、Ｕ―も周期的である。受信時
点ＴＥおよび送信時点ＴＳは図５のダイアグラムにおいてそれぞれ受信相または
送信相の開始を示す。両供給電圧圧Ｕ₊、Ｕ―の周期的な変化は、図５に変調周
波数ＦＭＯＤとして示されている周波数により行われる。

【００４９】 受信時点ＴＥで正の供給電圧Ｕ₊ならびに負の供給電圧Ｕ―はそれらの最大ま
たは最小の値をとる。典型的にこれらの最大または最小の値は＋３Ｖ〜＋１０Ｖ
または−３Ｖ〜−１０Ｖである。受信時点ＴＥで入力信号Ｓ１は、表面付近の散
乱体におけるエコー信号により惹起される最も高い最大可能な信号振幅を有する
。検査すべき媒体内での音波信号の減衰に相応して、両供給電圧Ｕ₊、Ｕ―の絶
対値は受信相中に時間と共にほぼ指数関数的に減少する。

【００５０】 一般にｐｎｐトランジスタ１１０およびｎｐｎトランジスタ１２０は正確に相
補性の挙動を有していない。従って、正確な相補性の挙動からの僅かな偏りを除
くために、両供給電圧Ｕ₊、Ｕ―に対する受信相の開始時に少し（特に５０％ま
で）だけ互いに偏差する絶対値が設定され、それにより歪みに関して可能なかぎ
り良好な挙動が得られるようにする。

【００５１】 同じく、受信相の終了の近くで両供給電圧の一方Ｕ₊またはＵ―を零電位に下
げることが可能である。それぞれトランジスタ１１０または１２０はその際に不
能動化された状態にある、すなわちそれは完全にスイッチオフされている。増幅
器装置１１はその際に両トランジスタの一方１１０または１２０のみにより通常
のシングルエンド‐エミッタホロワとして動作する。歪みに関してこのことは受
信相の終了時には非常に小さい入力信号Ｓ１の信号振幅に対して完全に十分であ
る。ノイズに関する挙動はそれによってなお一層改善される。なぜならば、それ
は両トランジスタの一方１１０または１２０のみにより決定され、もはやｐｎｐ
トランジスタ１１０およびｎｐｎトランジスタ１２０から成る小信号並列回路に
より決定されないからである。より高い重要な電荷担体易動性のために、ｎｐｎ
トランジスタ１２０はｐｎｐトランジスタ１１０よりもノイズに関する挙動が良
いので、ｐｎｐトランジスタ１１０を受信相の終了の近くで零電位まで減ぜられ
た正の供給電圧Ｕ₊を介して不能動化することは望ましい。ｐｎｐトランジスタ
１１０のこのような不能動化により、さらに損失電力も一層減ぜられる。

【００５２】 図５には供給電圧Ｕ₊、Ｕ―の同じ絶対値経過を有する実施例が実線で示され
ている。互いに異なる絶対値経過を有する他の実施例のために、正の供給電圧Ｕ ₊ ′の経過が破線で、負の供給電圧Ｕ―′の経過が実線で示されている。

【００５３】 受信相の終了後に、送信ユニット３２内で新しい送信信号Ｓ０が送信パルスの
形態で発生され音波変換器２６に伝達されるすぐ次の送信相が開始する。送信相
中、両供給電圧Ｕ₊、Ｕ―は再びその最大または最小の値に復帰される。この復
帰は比較的ゆっくりと行われる。なぜならば、特に超音波装置３０、３１におい
ては受信相の終了と送信相の開始との間に図５には示されていない特定のむだ時
間が存在し得るからである。

【００５４】 受信相の継続時間は検査すべき媒体内の所望の最大検査深さに合わされている
。検査対象物が人体の場合には受信相の継続時間は標準的に１２０μｓ〜２５０
μｓである。これは約９ｃｍ〜１９ｃｍの人体組織内の最大検査深さに相当する
。所望の最大検査深さは超音波装置３０、３１において予め選ばれ得る。基本周
波数は主として選ばれた音波変換器３６により決定される。

【００５５】 入力信号Ｓ１はすべての受信相と比較して短時間の間だけ高い信号振幅を有す
る。この短時間の間に供給電圧Ｕ₊、Ｕ―は高い絶対値に設定され、従って歪み
に関して最適化された動作点が設定される。受信相の著しく長い残余時間の間、
増幅器装置１１は、入力信号Ｓ１の信号振幅がその際には低いので、両供給電圧
Ｕ₊、Ｕ―に対する低い絶対値によっても作動させられる。全受信相にわたって
考察して、動作点設定はこうして大部分ノイズに関して最適化された状態にある
。このことと結び付けられてコレクタ閉回路電流が小さいので、静的な損失電力
が小さい。

【００５６】 標準的に受信相中の両供給電圧Ｕ₊、Ｕ―の絶対値はその出発値の５０％以下
に低下する。例えば正の供給電圧Ｕ₊の出発値は約４Ｖ、その終了値は約１．７
Ｖである。

【００５７】 図４に示されている増幅器装置１１において両負帰還抵抗１１５、１２５は標
準的に１ｋΩの値を有し、両結合キャパシタンス１１６、１２６は標準的に２０
ｎＦの値を有する。両結合キャパシタンス１１６、１２６は、入力信号Ｓ１の最
も低い重要な信号周波数の際にリアクタンスが小さく、変調周波数ＦＭＯＤの際
には図示されていない負荷インピーダンスに比較して大きいように選ばれている
。最も低い信号周波数および変調周波数ＦＭＯＤの際の両結合キャパシタンス１
１６、１２６のリアクタンスの幾何学的な平均はまさにこの負荷インピーダンス
に相当する。ｐｎｐトランジスタ１１０としては例えばシーメンス社のＢＦＴ９
２が、ｎｐｎトランジスタ１２０としては例えば同じくシーメンス社のＢＦＲ９
２が使用される。

【００５８】 ノイズに関して最適化された動作点設定の際には０．５ｍＡ〜１ｍＡの標準的
なコレクタ閉回路電流が、歪みに関して最適化された動作点設定の際には３ｍＡ
〜１０ｍＡのコレクタ閉回路電流が生ずる。

【００５９】 変調周期の経過中の０．５ｍＡ〜１ｍＡのコレクタ閉回路電流の変化の際には
図４の相補性エミッタホロワの電圧増幅率も約０．６５と約０．９５との間の範
囲内で変化する。変調周期中の種々の動作点設定の際の電圧増幅率のこのような
僅かな変動は有利である。なぜならば、さもなければ、例えばコレクタ閉回路電
流と共に直線的に増大する電圧増幅率の場合、歪みの減少に関する所望のポジテ
ィブな効果が生じないからである。電圧増幅率とコレクタ閉回路電流とのこの広
範囲な無関係性は増幅器装置１１内に用いられる負帰還により達成される。

【００６０】 種々の動作点設定により惹起される約５０％のオーダーの電圧増幅率の変動は
検査すべき媒体（特に人体）の減衰により惹起される６０ｄＢを越える信号振幅
の変動に比べて実際上無視可能である。それにもかかわらず、増幅器装置１１内
で惹起される出力信号Ｓ２のこの追加的な変動も、後段に接続されているＴＧＣ
モジュール３３１の相応の追加的な補正率により再び補償される。

【００６１】 図６には、可変の動作点設定が図４の増幅器装置１１と相違して可変電圧源２
１０によってではなく２つの可変抵抗２２１、２２２によって実現されている増
幅器装置１２が示されている。両可変抵抗２２１、２２２は制御ユニット２３０
によりその抵抗値を制御される。抵抗値の時間的経過は原理的に図５に示されて
いる両供給電圧Ｕ₊、Ｕ―の経過に相当する。両可変抵抗２２１、２２２は一定
の電圧源２１１とそれぞれの負帰還抵抗１１５または１２５との間に直列に接続
されている。それにより可変の動作点設定が入力信号Ｓ１に適合されたコレクタ
閉回路電流によって達成される。

【００６２】 図７および図８には、図３の超音波装置３１の実施例に従ってそれぞれ音波変
換器３６と一緒に変換器ヘッド３７に組み込まれている増幅器装置１３、１４が
示されている。増幅器装置１３、１４は送信信号Ｓ０をも音波変換器３６に伝送
する。この伝送を同時に入力信号Ｓ１に対する制限されていない増幅機能の際に
保証するために、図７による増幅器装置１３は全体で３つのバイポーラ電流制限
器３１０、３２０、３３０を含んでいる。それに対して図８の増幅器装置１４は
２つのバイポーラ電流制限器３１０、３２０で十分である。図７および図８の実
施例には可変の動作点設定手段２００は示されていない。しかし両方の実施例で
は図４または図６の増幅器装置１１、１２に相応して可変の動作点設定が可変電
圧源２１０を介して、もしくは可抵抗２２１、２２２を介して行われる。

【００６３】 増幅器装置１３、１４のバイポーラ電流制限器３１０、３２０、３３０は図９
に示されている受動的なバイポーラ電流制限器３００の回路原理に従ってそれぞ
れ構成されている。このバイポーラ電流制限器３００は主として第１のゲート端
子３０４、第１のソース端子３０３、第１のドレイン端子３０２を有する第１の
自己伝導性ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物電界効果トランジスタ）３０１と、第２の
ゲート端子３０８、第２のソース端子３０７、第２のドレイン端子３０６を有す
る第２の自己伝導性ＭＯＳＦＥＴ３０５とから成っている。両ＭＯＳＦＥＴ３０
１、３０５はそれぞれ同じ伝導形（この場合にはｎ形）である。電流制限作用は
、第１のゲート端子３０４が帰還抵抗３０９を介して第１のソース端子３０３に
、第２のゲート端子３０８が同じ帰還抵抗３０９を介して第２のソース端子３０
７に帰還接続されることによって達成される。第１のＭＯＳＦＥＴ３０１は第１
のドレイン端子３０２と第２のドレイン端子３０６との間の正の電圧における電
流制限を行い、第２のＭＯＳＦＥＴ３０５は両ドレイン端子３０２、３０６間の
負の電圧における電流制限を行う。

【００６４】 第１および第２のＭＯＳＦＥＴ３０１、３０５は帰還抵抗３０９を介して直列
に接続されている。そのために第１のソース端子３０３は帰還抵抗３０９の２つ
の端子の一方と、第２のソース端子３０７は帰還抵抗３０９の２つの端子の他方
と接続されている。両ＭＯＳＦＥＴ３０１、３０５は互いに逆の極性でバイポー
ラ電流制限器３００の直列回路内に接続されている。

【００６５】 大きい信号振幅の際にはバイポーラ電流制限器３００は電流を両ドレイン端子
３０２、３０６間の電圧の極性に応じて正の制限電流または負の制限電流に制限
する。それに対して小さい信号振幅の際にはバイポーラ電流制限器３００はオー
ム抵抗のように挙動する。この抵抗は第１および第２のＭＯＳＦＥＴ３０１、３
０２のそれぞれ内部抵抗ならびに帰還抵抗３０９から成る直列回路として生ずる
。バイポーラ電流制限器３００は零点付近で、すなわち低い信号振幅の際に、直
線的な抵抗挙動を有する。

【００６６】 図７による増幅器装置１３では両バイポーラ電流制限器３１０、３２０は図示
されていない可変電圧源２１０と帰還抵抗１１５または１２５との間に電気的に
直列に接続されている。それに対して第３のバイポーラ電流制限器３３０は共通
のコレクタ端子１１３を接地電位と接続する。

【００６７】 両バイポーラ電流制限器３１０、３２０は、それらが最も高く生ずるコレクタ
閉回路電流の際になお直線的な抵抗として挙動するように設計されている。それ
ぞれの帰還抵抗３０９は両バイポーラ電流制限器３１０、３２０において帰還抵
抗１１５、１２５よりもはるかに小さい。標準的にこの値はバイポーラ電流制限
器３１０、３２０において１００Ωである。対称な回路配置に基づいて絶対値の
等しい供給電圧Ｕ₊、Ｕ―の場合には第３のバイポーラ電流制限器３３０を経て
実際上直流電流が流れない。帰還抵抗３０９は同じく帰還抵抗１１５、１２５に
比較して小さい。それは標準的に同じく１００Ωである。受信相では増幅器装置
１３はほぼ図４の増幅器装置１１のように挙動する。送信相では送信信号Ｓ０は
両結合キャパシタンス１１６、１２６を経て、両トランジスタ１１０、１２０の
ベース‐エミッタ‐ダイオード区間を経て音波変換器３６に到達する。バイポー
ラ電流制限器３１０、３２０、３３０の電流制限特性に基づいて送信信号Ｓ０の
比較的小さいエネルギー部分しか失われない。

【００６８】 図８の増幅器装置１４は図７の増幅器装置１３と著しく相違していない。増幅
器装置１４では、両トランジスタ１１０、１２０のコレクタ端子はもはや短絡さ
れておらず、帰還抵抗１２５とバイポーラ電流制限器３２０との間の接続節点ま
たは帰還抵抗１１５とバイポーラ電流制限器３１０との間の接続節点に電気的に
接続されている。この回路変形例では第３のバイポーラ電流制限器３３０は節減
される。受信相では増幅器装置１４はそれによりより大きい変調範囲を有する。
送信相では第３のバイポーラ電流制限器３３０を介しての接地電位への接続の省
略により増幅器装置１４による送信信号Ｓ０の負荷が一層わずかになる。

【００６９】 増幅器装置１３も増幅器装置１４も、送信信号Ｓ０の非常に高い信号振幅によ
り損傷を受けることなしに、送信信号Ｓ０を大きく負荷することなしに、送信信
号Ｓ０を後段に伝達し得る。

【図面の簡単な説明】

【図１】 可変の動作点設定を有する増幅器装置を示すブロック回路図

【図２】 図１による増幅器装置を有する超音波装置の実施例を示すブロック回路図

【図３】 図１による増幅器装置を有する超音波装置の実施例を示すブロック回路図

【図４】 可変電圧源を有する増幅器装置を示す回路図

【図５】 供給電圧の経過を示す波形図

【図６】 可変抵抗を有する増幅器装置を示す回路図

【図７】 バイポーラ電流制限器を有する増幅器装置の実施例を示す回路図

【図８】 バイポーラ電流制限器を有する増幅器装置の実施例を示す回路図

【図９】 バイポーラ電流制限器を示す回路図

【符号の説明】

３０、３１ 超音波装置 １００ 半導体ユニット １１０、１２０ 半導体素子 ２００ 動作点設定手段 ２１０ 電流源または電圧源 ２２１、２２２ 可変抵抗 ２３０ 制御ユニット ３００、３１０、３２０、３３０ バイポーラ電流制限器 Ｓ１ 入力信号 Ｓ２ 出力信号

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J090 AA01 AA18 CA21 CA41 FA10 HA08 HA10 HA25 HA26 HA29 KA00 KA08 KA20 KA48 KA49 MA01 MA13 MA24 MN01 SA15 TA01 TA06 5J091 AA01 AA18 CA21 CA41 FA10 HA08 HA10 HA25 HA26 HA29 KA00 KA08 KA20 KA48 KA49 MA01 MA13 MA24 SA15 TA01 TA06 UW09

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力信号（Ｓ１）を増幅するための増幅器装置において、 少なくとも１つの半導体素子（１１０、１２０）を有する半導体ユニット（１
   ００）と、動作点設定手段（２００）とを少なくとも含み、 動作点設定手段（２００）が、半導体ユニット（１００）の動作点が入力信号
   （Ｓ１）の増幅中に自動的にかつ測定値なしで入力信号（Ｓ１）の最大可能な信
   号振幅の予め定められた経過に従って高い最大可能な信号振幅における歪みに関
   して最適化された設定と低い最大可能な信号振幅におけるノイズに関して最適化
   された設定との間で可変であるように構成されている 増幅器装置。
2. 【請求項２】 半導体ユニット（１００）が、ノイズに関して最適化された
   設定の際の値が歪みに関して最適化された設定の際の値から高々５０％だけ異な
   る増幅率を有することを特徴とする請求項１記載の増幅器装置。
3. 【請求項３】 動作点設定手段（２００）が少なくとも１つの可変電流また
   は電圧源（２１０）を含んでいることを特徴とする請求項１又は２記載の増幅器
   装置。
4. 【請求項４】 動作点設定手段（２００）が少なくとも１つの可変抵抗（２
   ２１、２２２）を含んでいることを特徴とする請求項１乃至３の１つに記載の増
   幅器装置。
5. 【請求項５】 動作点設定手段（２００）が、動作点設定の時間的経過を制
   御する制御ユニット（２３０）を含んでいることを特徴とする請求項１乃至４の
   １つに記載の増幅器装置。
6. 【請求項６】 制御ユニット（２３０）が周期的な動作点設定を設定するべ
   く構成されていることを特徴とする請求項５記載の増幅器装置。
7. 【請求項７】 少なくとも１つの負帰還接続された半導体素子（１１０、１
   ２０）を含んでいることを特徴とする請求項１乃至６の１つに記載の増幅器装置
   。
8. 【請求項８】 ２つの相補性トランジスタ（１１０、１２０）により構成さ
   れたプッシュプル増幅器を含んでいることを特徴とする請求項１乃至７の１つに
   記載の増幅器装置。
9. 【請求項９】 ２つの相補性トランジスタの一方（１１０）が可変電圧源（
   ２１０）の正の供給電圧（Ｕ₊）に、２つのの相補性トランジスタの他方（１２
   ０）が可変電圧源（２１０）の負の供給電圧（Ｕ―）に接続され、両供給電圧（
   Ｕ₊、Ｕ―）の大きさの経過が互いに異なっていることを特徴とする請求項８記
   載の増幅器装置。
10. 【請求項１０】 ２つのの相補性トランジスタ（１１０、１２０）が接地電
    位に関して互いに対称に配置されていることを特徴とする請求項８又は９記載の
    増幅器装置。
11. 【請求項１１】 ２つのの相補性トランジスタ（１１０、１２０）により相
    補性エミッタホロワ回路が形成されていることを特徴とする請求項８乃至１０の
    １つに記載の増幅器装置。
12. 【請求項１２】 少なくとも１つのバイポーラ電流制限器（３００、１０、
    ３２０、３３０）が設けられていることを特徴とする請求項１乃至１１の１つに
    記載の増幅器装置。
13. 【請求項１３】 パルス‐エコー装置に使用される請求項１乃至１２の１つ
    に記載の増幅器装置の用途。
14. 【請求項１４】 超音波装置（３０、３１）に使用される請求項１乃至９の
    １つに記載の増幅器装置の用途。