JPH055405B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は広帯域特性でかつ高速性を有する遂
次検波形の対数増幅器に関する。

〔従来の技術〕

第４図は例えば米国特許3668535（june、６、
1972）に記載された従来の遂次検波形の対数増幅
器を示すブロツク図であり、図において、１は高
周波（以下RFという）信号の入力端、２は広帯
域RF特性をするRF増幅回路、３は検波回路、４
は検波出力を所定のしきい値で制限するビデオ制
限回路、５は伝送線路、６は整合用終端抵抗、７
は負荷抵抗RL、５１は合成回路である。

次に動作について説明する。入力端１に印加さ
れたRF信号はカスコードにＮ段接続されたRF増
幅回路２で順次増幅が行なわれる。各々の増幅段
と並列に検波回路３が接続されているので、入力
RF信号のレベルに応じた検波出力が各段毎に得
られる。これらの検波出力はビデオ制限回路４で
振幅制限が行なわれ、合成回路５１を構成する伝
送線路５において信号出力の合成が行なわれる。
伝送線路５は一種の遅延線路として表現できるの
で縦続インダクタンス８、及びキヤパシタンス９
のπ形等価回路で示している。これはRF増幅回
路２で生じるRF信号の伝搬遅延を、この伝送線
路上で等位相で遅延合成することによつて波形歪
みを低減するのが目的である。伝送線路５を伝搬
しながら合成された検波信号は負荷抵抗７に供給
される。この場合入力側にある終端抵抗６は伝送
線路５の整合用である。

このように構成された対数増幅器の出力特性を
第５図に示す。図はＮ＝８段のRF増幅回路を用
いた場合であつて、１段当たり10dBのダイナミ
ツクレンジを持つている。まず、８段目のRF増
幅器２の出力は80dB増幅されており、検波回路
３を導通させて検波出力を得、入力RF信号レベ
ルの増加と共にほぼ直線的に検波出力も増加して
最終的にビデオ制限出力の頂点へ到達する。伝送
線路５ではビデオ振幅制限が行なわれる。約
10dBのダイナミツクレンジの間入力RF信号のレ
ベルとほぼ対数特性に近い検波出力が得られる。

このように、入力RF信号レベルの増加に判つ
て８段目から１段目の検波出力が順次得られるの
で伝送線路５では最終的に８つの出力に対して合
成が行なわれ第５図に示す出力特性１０が得られ
る。

以上の内容を具体的回路として実現したのが第
６図である。第６図においてRF増増幅回路２は
エミツタ接地形トランジスタ１１を用いている。
このトランジスタ１１のベースバイアスは電源１
２からインダクタンス１３及びコンデンサ１４よ
り成るフイルタ回路を含む電源ライン１５を経由
して供給されている。縦続的に接続されている抵
抗１６及び１７はトランジスタ１１のベース電位
を与える為の分圧用であり、トランジスタ１１の
ベース側に接続されるコンデンサ１８はRF信号
の入力端１との結合用である。また抵抗１９はト
ランジスタのエミツタ端子と電源ライン１５間に
接続されトランジスタ１１に適当なバイアス電流
を与えている。トランジスタ１１のエミツタ端子
に接続されるコンデンサ２０はRF信号のバイパ
ス用であり、トランジスタ１１のコレクタ端子に
接続される可変インダクタンス２１は回路内の奇
生容量とともに増幅回路の共振周波数を決定し、
増幅回路２の中心周波数をを同調する為のもので
あり、RF入力端１とトランジスタ１１のコレク
タ端子間に接続されるインダクタンス２２及び抵
抗２３は増幅回路の利得を下げることによつて帯
域を拡大する効果を持たせる負帰還素子であり、
インダクタンス２１と並行に接続される抵抗２４
は、約100オーム程度の段間合用である。

また、検波回路３はトランジスタ１１のコレク
タ端子へ接続されている。検波回路内には検波用
（例えばシヨツトキ形）ダイオード２５と負荷抵
抗２６が縦続して接続され、RF信号はコンデン
サ２７でバイパスされている。検波回路３の出力
はコンデンサ２８でビデオ制限回路４へ結合さ
れ、ビデオ制限回路４では順方向にバイアスされ
たダイオード２９へ接続されている。リミツタ用
ダイオード２９は電源ライン１５から高周波用チ
ヨーク３０及び抵抗３１を介してバイアス電流を
流しており、この抵抵抗値が例えば100Kオーム
程度の非常に高い抵抗なのでダイオードに流れる
電流はインピーダンスが無限大の定電流源からバ
イアス電流を受けているように見える。従つて、
リミツタ用ダイオード２９の温度変化に起因する
電圧降下の変動は無視することができ、バイアス
電流は殆ど変化しないのでダイオードのビデオ制
限特性も安定である。このリミツタ用ダイオード
２９は検波回路３と伝送線路５との間に縦続的に
接続され、負荷抵抗；7R_Lへ信号電流が供給され
る。抵抗３２は各ビデオ制限回路４間のアイソレ
ーシヨンを得る為のものであり、負荷抵抗７の約
10倍の値である。ビデオ制限回路の簡略化したブ
ロツク図を第７図に示す。順バイアス電流I_bは図
の如く負荷抵抗R_L、アイソレーシヨン抵抗３２、
リミツタ用ダイオード２９、及びバイアス用抵抗
３１を介して流れている。一方、信号電流I_SIGは
検波回路３の出力から出力インピーダンスである
等価抵抗３３、リミツタ用ダイオード２９、アイ
ソレーシヨン抵抗３２、及び負荷抵抗＝R_Lを介
して流れている。I_b＝I_SIGになるとダイオードが
逆バイアスされるので電流が制限され、それ以上
の信号電流は負荷へ供給されないしくみである。

更に別の実施例として第８図に示す回路構成が
ある。本図は前記回路とビデオ制限回路３４内の
リミツタ用ダイオード２９が負荷抵抗７と並列に
接続される点を除いてほぼ同じである。詳細に
は、検波回路３において検波出力とビデオ制限回
路３４に縦続接続する整合用抵抗３５がある点も
違つている。ビデオ制限の動作はリミツタ用ダイ
オード２９、２個が順方向にバイアスされること
によつて行なわれ、この制限された電圧が負荷抵
抗７へ供給される。この簡略図を第９図に示す。
検波回路３に発生した電圧は、検波器の内部イン
ピーダンスと整合用抵抗３５を加えた抵抗３６を
介してリミツタ用ダイオードに印加される。この
ダイオードが順バイアスされるる電圧でビデオ制
限され、同時に負荷抵抗へも供給されるしくみで
ある。図中ビデオ制限回路に示す電圧可変電源３
７は上記のビデオ制限をダイオードによる電圧降
下に依存せず、任意に設定できるようにした場合
の例である。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の対数増幅器の場合、第６図の回路ではコ
ンデンサ２８を省略できないので検波出力として
直流（DC）まで取り扱うことができず、パルス
圧縮レーダ等に特有の長いパルス幅を持つ信号の
場合はサグが発生して忠実に信号再生ができな
い。更に連続波CWの場合は、全く対処できない
という欠点があつた。しかしながら、この欠点を
補うべく考えられた第８図の回路ではダイオード
順方向電圧の温度依存特性の為、ビデオ制限電圧
が温度で変動し、前記米国特許366853号の記述で
も最大30％の変化が認められている。この発明で
は検波出力を直結回路で構成することによつて連
続波の入力にも対処できると同時に、この場合生
じる温度安定性を回路的に相殺するよう構成する
ことで温度安定性の良い対数増幅器を得ることを
目的とする。更に従来の方式では検波出力の伝送
線路５に励起される電圧が、即、出力電圧であつ
た為、入力信号レベルに応じてこの電圧が変動
し、本来一定であるはずのビデオ制限が変動する
という欠点があつた。つまり、第６図の例では、
アイソレーシヨン用抵抗３２によつてできる限り
伝送線路５に励起される電圧と検波出力電流：
I_SIGによつて励起される電圧とを分離しようとし
ているが完全でなく、入力端に近い検波回路程ビ
デオ制限電圧が高くなるので第５図に示した入出
力特性を得るには非常に調整時間と労力を要し
た。この発明はこの点についても、ベース接地形
のトランジスタを用いることによつてビデオ制限
が安定に行なえ、且つ、調整を容易することも目
的としている。

〔問題点を解決するための手段〕

このためこの発明にかかるビデオ制限回路は、
検波回路の検波器と直結接続されていて、所定し
きい値電圧に基づく電流制限により上記検波回路
の検波出力の振幅制限をするダイオードを備え、
かつ合成回路は上記ビデオ制限回路のしきい値電
圧を供給するとともに上記ビデオ制限回路で振幅
制限された検波出力を合成するトランジスタを備
えたことを特徴とするものである。

〔作用〕

この発明にかかるビデオ制限回路のダイオード
は所定しきい値電圧に基づく電流制限によつて検
波回路の検波出力の振幅制限を行なう。またこの
発明にかかる合成回路のトランジスタは上記振幅
制限された検波回路の検波出力を合成するととも
に振幅制限を行なうしきい値電圧を供給する。

〔発明の実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明す
る。第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図
であつて、３８は検波出力電流を合成して加算す
る為のベース接地形のトランジスタ、３９はこの
トランジスタを介してビデオ制限回路へ所定のし
きい値電圧を供給する可変電圧源である。ここに
おいてベース接地形のトランジスタ３８及び可変
電圧源３９は合成回路５１を構成している。

図において従来の方式と異なる点は、従来伝送
線路において検波出力を合成していた方式を改
め、ベース接地形のトランジスタ３８のエミツタ
端子で電流加算する方式に変更した点である。伝
送線路上で合成する方式は、従来、RF増幅回路
が真空管等を用いて狭帯域の回路であつた時代に
群遅延特性が大きいので単なる検波出力の合成だ
けでは波形歪が生じて高速性が失れる為に、止む
を得ず用いていた方法であつた。しかし、現在は
広帯域特性を有する半導体増幅器を用いているの
で遅延特性は殆ど伝搬距離と等価になり、小形化
した回路では伝送線路による遅延成を用いなくと
も高速性に何ら問題を生じない。ベース接地形の
トランジスタ３８はビデオ制限回路４からの検波
出力電流（i₁、i₂…i_o-1、i_o）をトランジスタのエ
ミツタ端子へ接続することで電流加算（i_t＝_o 〓^k=1
i_k）を行ない、これをコレクタ端子から出力して
負荷抵抗R_L７で電圧変換して検波合成出力を得
るものである。図においてベース接地形のトラン
ジスタ３８はPNP形のトランジスタとなつてい
るが、回路構成によつてはNPN形のトランジス
タを用いても差し支えない。トランジスタ３８の
ベースに接続される電圧可変電圧源３９はトラン
ジスタのバイアスを供給するだけでなく、トラン
ジスタのエミツタ端子を介してビデオ制限回路４
へしきい値電圧を供給している。トランジスタの
ベース・エミツタ間電圧降下は通常約0.65Vであ
り、加算電流：itの電流変化に対しても殆ど変動
しないので、従来の方式のように検波回路３から
の検波出力に応じてビデオ制限回路４のしきい値
電圧が変動するということはなく、安定である。
また、電流合成が低インピーダンスで行なえるの
で従来用いていたアイソレーシヨン用抵抗は省け
るので検波出力を最大限に取り出すことができ
る。

これを具体的な回路に実現したのが第２図に示
す回路図である。図において第６図との相違点は
ビデオ制限回路の改良と、伝送線路による合成回
路が新たにトランジスタ回路による合成回路に置
き変えられた点である。ビデオ制限回路４０の変
更点は従来の結合用コンデンサ２８を省略し、ア
イソレーシヨン用低抗３２ではなく、電流制限用
抵抗R_T４１になつている点である。この動作を
説明するため、第３図に簡略化したブロツク図を
示す。図においてバイアス抵抗３１は検波用ダイ
オード２５のバイアス用電流：I_b1及びリミツタ
用ダイオード２９のビデオ制限用電流I_b2をそれ
ぞれ流しているが、前述したごとく十分抵抗値が
大きいので定電流源と考えることができる。検波
出力のない場合は、検波電圧V_G＝０であつて検
波用ダイオード２５のカソード側電位は高周波チ
ヨーク２１によつて接地されているので０ボルト
である。また、検波用ダイオード２５とリミツタ
用ダイオード２９に流れている電流I_b1とI_b2はほ
ぼ同じぐらいであるのでそれぞれのダイオードに
よる電圧降下V_d1とV_d2はほぼ同じでである。従
つて、リミツタ用ダイオード２９のカソード側電
位も検波用ダイオード２５のカソード側電位と等
電位であり、ほぼ０ボルトであると考えられるの
でビデオ制限電流I_b2＝Ｖ／R_Tである。検波電圧
V_Gが増加すると定電流源へ流れる電流がI_b1＋I_b2
＝一定の原則から電流I_b1は増加、電流I_b2は減少
の効果が生じ、最終的に電圧V_G＝電圧V_Lで電流
I_b2＝０となり、更に電圧V_G＞電圧V_Lではリミツ
タ用ダイオード２９が逆バイアスされて電流は制
限される。

すなわち、トランジスタ３８の仮想零点である
（−）端子が電圧源３９、すなわちしきい値電圧
と同じ電圧になるように各段の抵抗R_T４１に電
流を流しているが、検波出力が大きくなるとダイ
オード２５とダイオード２９の結合点における電
圧が上昇するのでしきい値電圧を越えるとダイオ
ード２９が逆バイアスされて、電流制限が行なわ
れる。

第２図におけるNPN形トランジスタ３８がビ
デオ制限回路４０からの出力であるビデオ制限電
流I_b2を電流加算している。リミツタ用電圧V_Lは
上記トランジスタ３８とベース同士で対向してい
るトランジスタ４２及び分圧用抵抗４３，４４で
後述する基準電圧：V_Sを分圧した電位で設定さ
れる。トランジスタ４２はベースとコレクタを直
結しているので単なるダイオードと等価であり、
電流合成用トランジスタ３８のベース・エミツタ
間電圧V_beの温度に伴う変動を相殺する為の補償
用である。従つて、電流合成用トランジスタ３８
のエミツタ端子は分圧抵抗４４によつて生じる電
圧降下と等電位であり、この電圧がリミツタ用電
圧V_Lであるとともにほぼ一定電位である。加算
された電流itは疑似負荷抵抗４５によつて電圧に
変換され、エミツタフオロワ形（コレクタ接地
形）トランジスタ４６及び出力インピーダンス整
合用抵抗４７を介して負荷抵抗R_L７へ供給され
る。抵抗４７は同時に抵抗４８とともにトランジ
スタ４６のバイアスも与えている。PNP形トラ
ンジスタ４９は可変抵抗５０によつて設定された
電圧で基準電圧V_Sを抵抗５１を介して決定して
おり、このトランジスタのベース・エミツタ間電
圧Ｖの温度に伴う変動を利用して前述したトラン
ジスタ３８，４２及び４６の同様の変動を相殺し
て直流的な安定化を図つている。従つて、可変抵
抗５０は出力の零点電位を設定するものである。

なお、上記実施例ではトランジスタ４２，４６
及び４９を用いたが集積回路、例えば演算増幅器
等を用いても良い。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、ビデオ制限
回路は、検波回路の検波器と直結接続されてい
て、所定のしきい値電圧に基づく電流制限により
検波回路の検波出力の振幅制限をするダイオード
を備え、かつ合成回路は上記ビデオ制限回路のし
きい値電圧を供給するとともに上記ビデオ制限回
路で振幅制限された検波出力を合成するトランジ
スタを備えたので直結回路で構成できるとともに
ビデオ制限電圧も入力レベルによらず安定であ
り、且つ、トランジスタ内部の帰還容量に起因す
るミラー効果の影響を受けないので数＋１秒とい
う超高速のパルス信号を扱うことも可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図、
第２図は第１図のブロツク図の具体的な回路図、
第３図はビデオ制限回路の簡略ブロツク図、第４
図は従来の対数増幅器のブロツク図、第５図は第
４図における対数増幅器の出力特性図、第６図は
第４図の具体的な回路図、第７図は第４図におけ
るビデオ制限回路の簡略ブロツク図、第８図は第
４図の他の一例を示す具体的な回路図、第９図は
第８図におけるビデオ制限回路の簡略ブロツク図
である。 ２は高周波（RF）増幅回路、３は検波回路、
４はビデオ制限回路、３８はトランジスタ、３９
はビデオ制限用電圧電源、５１は合成回路であ
る。なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分
を示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 高周波信号をカスコードに複数個接続された
   高周波増幅回路で所定の利得づつ順次増幅し、こ
   の増幅された高周波信号を上記高周波増幅回路と
   並列に接続された検波回路で順次検波し、この検
   波回路で得られた検波出力をビデオ制限回路で振
   幅制限し、振幅制限された検波出力を合成回路で
   合成して近似的に対数特性の出力を得る逐次検波
   形の対数増幅器において、 上記ビデオ制限回路は、上記検波回路の検波器
   と直列に接続されていて、所定のしきい値電圧に
   基づく電流制限により上記検波回路の検波出力の
   振幅制限をするダイオードを備え、かつ上記合成
   回路は、上記ビデオ制限回路のしきい値電圧を供
   給するとともに、上記ビデオ制限回路で振幅制限
   された検波出力を合成するトランジスタを備えた
   ことを特徴とする対数増幅器。