JPH0214804B2 - - Google Patents
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- JPH0214804B2 JPH0214804B2 JP56059078A JP5907881A JPH0214804B2 JP H0214804 B2 JPH0214804 B2 JP H0214804B2 JP 56059078 A JP56059078 A JP 56059078A JP 5907881 A JP5907881 A JP 5907881A JP H0214804 B2 JPH0214804 B2 JP H0214804B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0035—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements
- H03G1/0082—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements using bipolar transistor-type devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier
- H03G1/0023—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier in emitter-coupled or cascode amplifiers
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
この発明はトランジスタ増幅回路、特にその出
力インピーダンスを変えることにより利得が変わ
る利得制御トランジスタ増幅器に関する。 テレビ受像機の中間周波（IF）増幅器のよう
な利得制御増幅器はしばしば矛盾する数々の性能
要件を満足し得る必要がある。例えば増幅器は広
範囲の入力信号レベルで直線的に動作することを
要し、利得制御範囲は入力信号の全範囲に亘つて
一定レベルの出力信号が得られるように充分広く
なければならないが、トランジスタ増幅器の直線
動作に最適の直流バイアス範囲は一般に狭いた
め、この２つの条件はしばしば矛盾する。トラン
ジスタはそのエミツタデゼネレーシヨンの加減等
により利得制御されるから、直流バイアスはエミ
ツタインピーダンスが変ると変る。このため利得
制御は増幅器の直線動作を損うことがある。 特定の増幅器では容量結合を用いてエミツタデ
ゼネレーシヨン利得制御増幅器における制御され
たエミツタ抵抗の直流抵抗の変化を阻止すること
ができる。また増幅器にオフセツト電流を注入し
てこの直流特性変化を補償することもできるが、
容量性リアクタンスが増幅器中に周波数依存素子
を導入してこれが増幅器のダイナミツクレンジを
制限することがあるため、容量結合を用いるのは
望ましくない。その上コンデンサを用いるとこれ
を個別形式で付加しなければならぬことが多いの
で、集積回路形式で増幅器を製作するのがさらに
困難になる。また電流補償式も増幅器の設計をさ
らに複雑にし、出力信号の雑音を増すため避ける
べきである。 増幅器の信号対雑音性能も特に受像機の強信号
受信中は重要である。弱信号状態では同調器も
IF増幅器も高利得状態で働らいており、エミツ
タデゼネレーシヨン利得制御IF増幅器では、増
幅器の雑音発生源であるエミツタ抵抗が引下げら
れて増幅器が高利得になる。このように雑音発生
抵抗が引下げられるとIF増幅器は良好な信号対
雑音特性を持つようになる。その上弱信号状態で
は同調器が通常40dB程度の利得を有し、その信
号対雑音比が同調器IF系の信号対雑音性能を設
定する。 しかし受信テレビジヨン信号の強度が増大する
と、増幅器のエミツタ抵抗を引下げてエミツタデ
ゼネレーシヨンを増大することによる等でIF増
幅器の利得が低下する。エミツタ抵抗が上昇する
と系中の雑音発生源が増加してIF信号対雑音性
能が悪くなる。受信信号強度がさらに上昇する
と、同調器の利得が引下げられ、その信号対雑音
性能がIF信号対雑音性能により支配される点に
達する。従つてIF増幅器はIF信号対雑音性能が
同調器IF系の信号対雑音比を設定する強信号状
態において最適の信号対雑音性能を呈する。 この発明の原理によれば、共通エミツタ結合の
増幅トランジスタのコレクタインピーダンスを変
えることにより掃引される広い利得制御範囲を持
つ利得制御増幅器が与えられる。この増幅トラン
ジスタのコレクタ負荷インピーダンスはそのコレ
クタ電極に結合されたベース電極、可変利得制御
電流を受けるように結合されたエミツタ電極およ
び基準電位点に結合されたコレクタ電極を持つ制
御抵抗装置を含み、この装置のベース・エミツタ
接合は各信号周波数においてそのコレクタ・エミ
ツタ電路を流れる利得制御電流と逆に変化する抵
抗として働らく。この装置のベース・エミツタ接
合の抵抗が変ると増幅トランジスタのコレクタ負
荷抵抗が変り、そのためそのトランジスタの利得
が負荷直線がその装置の交流抵抗の関数として変
ることにより変る。利得制御電流の流れる装置の
コレクタ・エミツタ電路はトランジスタバイアス
回路から離れているため、装置の制御が増幅トラ
ンジスタの直流バイアスに影響することはない。
強信号状態ではこの可制御コレクタ負荷インピー
ダンスが最大利得低下を生ずる最低値に引下げら
れ、増幅器の出力の雑音発生源を最小にする。 利得制御増幅器の増幅トランジスタは、一般に
テレビ受像機のIF増幅器として用いたときその
性能に悪影響することのある若干のコレクタ・ベ
ース間容量を示す。テレビ受像機のIF増幅器は
通常IF通過帯域の整形を行う周波数選択性回路
網の後に来るが、この回路網から増幅トランジス
タのベースにIF信号が供給されると、コレク
タ・ベース間容量と増幅トランジスタの電圧利得
の関数である実効入力キヤパシタンスが選択性回
路網の出力にその増幅器の入力インピーダンスの
一部として現れる。増幅器の利得が上昇すると見
掛けの入力キヤパシタンスが増大し、このキヤパ
シタンスの増大のため選択性回路網がさらに低い
周波数に離調される。テレビ受像機ではこの離調
によつて選択性回路網が画像搬送波から色搬送波
の方に効果的に同調され、これによつてビデオ情
報の信号レベルおよび信号対雑音比が著しく減少
する。従つて利得制御増幅器をその入力インピー
ダンスが利得制御の全範囲に亘つて一定に保たれ
るように設計することが望ましい。 この発明の他の特徴は増幅トランジスタの入力
がコレクタ・ベース間容量を選択性回路から絶縁
するエミツタホロワ結合トランジスタの追加によ
つて緩衝されることである。またこの発明の他の
実施例では第２のトランジスタが増幅トランジス
タと縦続接続され、その増幅トランジスタの電圧
利得従つてそのコレクタ・ベース間容量を安定化
するようになつている。 次に添付図面を参照しつつこの発明をさらに詳
細に説明する。 第１図は増幅トランジスタ１０，１２を含む利
得制御差動増幅器を示す。入力信号は増幅トラン
ジスタのベース電極間に端子３２，３４から印加
され、増幅された出力信号が両トランジスタのコ
レクタ電極間に端子３６，３８から引出される。
トランジスタ１０，１２のベースバイアスは各ベ
ース電極とバイアス電圧源VBIASの間に結合され
た抵抗２２，２４により供給される。両増幅トラ
ンジスタのエミツタは互いに２つの抵抗２６，２
８により結合され、両抵抗２６，２８の接続点２
７と基準電位点（大地）との間には抵抗３０が結
合されている。 増幅トランジスタ１０，１２の各コレクタ電極
と電圧源Ｂ＋との間には負荷抵抗１８，２０が結
合されている。トランジスタ１０，１２のコレク
タ電極はまたそれぞれ制御抵抗装置１４，１６の
ベース電極に結合され、その制御抵抗装置１４，
１６のコレクタ電極は接地され、エミツタ電極は
互いに結合されている。 この制御抵抗装置の直結エミツタ電極には自動
利得制御（AGC）系４０が結合され、その装置
に利得制御電流IGCを供給する。 制御抵抗装置１４，１６は通常のトランジスタ
でよいが、この発明の推奨実施例では1980年４月
23日付米国特許願第143033号明細書記載の制御抵
抗装置と同様の動作をすることができる。この装
置は簡単に言えばベース領域に実質的に真性（高
抵抗）の半導体材料の領域が含まれる竪型PNP
トランジスタと同様に構成され、その真性領域が
Ｐ＋型エミツタ領域とＮ＋型ベース接触領域を、
エミツタからコレクタへ流れる利得制御電流IGC
に応じてエミツタ領域から真性領域に注入される
少数キヤリアの拡散長より遠く分離している。従
つてこの装置のエミツタ・ベース接合は高周波
（すなわち1MHz以上）信号に対して非整流PINダ
イオードとして働らき、この装置のエミツタ・ベ
ース接合の抵抗はAGC系４０からの電流IGCによ
り変調されてその電流IGCの増大と共に低下する。
この装置のエミツタ・コレクタ電路には電流IGC
の殆んど全部が流れ、そのベースには僅かの直流
電流しか流れない。このベース電流はトランジス
タ１０，１２のエミツタ電流に比して極めて小さ
いから、増幅トランジスタ１０，１２の直流バイ
アスに影響することはない。 第１図の回路では各増幅トランジスタのコレク
タ負荷インピーダンスが制御抵抗装置の制御され
たベース・エミツタ間抵抗に並列の抵抗（例えば
1KΩ）から成り、装置１４，１６の制御ベー
ス・エミツタ接合は、その装置の直結エミツタが
平衡増幅器構成の中心にあるため、固定負荷抵抗
１８，２０に実効的に並列になつている。従つて
入力端子３２，３４に相補プツシユプル信号が入
力すると、この接合に信号のナルを生ずる。
（AGC系の出力は信号周波数に対して側路するこ
ともできる。） 増幅器の利得制御は電流IGCを変えることによ
つて行われる。利得制御電流IGCが変化して増幅
器の利得を変えると、制御抵抗装置のベース・エ
ミツタ間抵抗が変化して1KΩの負荷抵抗の並列
インピーダンスが変る。この抵抗の変化は第１表
の動行を示す。
力インピーダンスを変えることにより利得が変わ
る利得制御トランジスタ増幅器に関する。 テレビ受像機の中間周波（IF）増幅器のよう
な利得制御増幅器はしばしば矛盾する数々の性能
要件を満足し得る必要がある。例えば増幅器は広
範囲の入力信号レベルで直線的に動作することを
要し、利得制御範囲は入力信号の全範囲に亘つて
一定レベルの出力信号が得られるように充分広く
なければならないが、トランジスタ増幅器の直線
動作に最適の直流バイアス範囲は一般に狭いた
め、この２つの条件はしばしば矛盾する。トラン
ジスタはそのエミツタデゼネレーシヨンの加減等
により利得制御されるから、直流バイアスはエミ
ツタインピーダンスが変ると変る。このため利得
制御は増幅器の直線動作を損うことがある。 特定の増幅器では容量結合を用いてエミツタデ
ゼネレーシヨン利得制御増幅器における制御され
たエミツタ抵抗の直流抵抗の変化を阻止すること
ができる。また増幅器にオフセツト電流を注入し
てこの直流特性変化を補償することもできるが、
容量性リアクタンスが増幅器中に周波数依存素子
を導入してこれが増幅器のダイナミツクレンジを
制限することがあるため、容量結合を用いるのは
望ましくない。その上コンデンサを用いるとこれ
を個別形式で付加しなければならぬことが多いの
で、集積回路形式で増幅器を製作するのがさらに
困難になる。また電流補償式も増幅器の設計をさ
らに複雑にし、出力信号の雑音を増すため避ける
べきである。 増幅器の信号対雑音性能も特に受像機の強信号
受信中は重要である。弱信号状態では同調器も
IF増幅器も高利得状態で働らいており、エミツ
タデゼネレーシヨン利得制御IF増幅器では、増
幅器の雑音発生源であるエミツタ抵抗が引下げら
れて増幅器が高利得になる。このように雑音発生
抵抗が引下げられるとIF増幅器は良好な信号対
雑音特性を持つようになる。その上弱信号状態で
は同調器が通常40dB程度の利得を有し、その信
号対雑音比が同調器IF系の信号対雑音性能を設
定する。 しかし受信テレビジヨン信号の強度が増大する
と、増幅器のエミツタ抵抗を引下げてエミツタデ
ゼネレーシヨンを増大することによる等でIF増
幅器の利得が低下する。エミツタ抵抗が上昇する
と系中の雑音発生源が増加してIF信号対雑音性
能が悪くなる。受信信号強度がさらに上昇する
と、同調器の利得が引下げられ、その信号対雑音
性能がIF信号対雑音性能により支配される点に
達する。従つてIF増幅器はIF信号対雑音性能が
同調器IF系の信号対雑音比を設定する強信号状
態において最適の信号対雑音性能を呈する。 この発明の原理によれば、共通エミツタ結合の
増幅トランジスタのコレクタインピーダンスを変
えることにより掃引される広い利得制御範囲を持
つ利得制御増幅器が与えられる。この増幅トラン
ジスタのコレクタ負荷インピーダンスはそのコレ
クタ電極に結合されたベース電極、可変利得制御
電流を受けるように結合されたエミツタ電極およ
び基準電位点に結合されたコレクタ電極を持つ制
御抵抗装置を含み、この装置のベース・エミツタ
接合は各信号周波数においてそのコレクタ・エミ
ツタ電路を流れる利得制御電流と逆に変化する抵
抗として働らく。この装置のベース・エミツタ接
合の抵抗が変ると増幅トランジスタのコレクタ負
荷抵抗が変り、そのためそのトランジスタの利得
が負荷直線がその装置の交流抵抗の関数として変
ることにより変る。利得制御電流の流れる装置の
コレクタ・エミツタ電路はトランジスタバイアス
回路から離れているため、装置の制御が増幅トラ
ンジスタの直流バイアスに影響することはない。
強信号状態ではこの可制御コレクタ負荷インピー
ダンスが最大利得低下を生ずる最低値に引下げら
れ、増幅器の出力の雑音発生源を最小にする。 利得制御増幅器の増幅トランジスタは、一般に
テレビ受像機のIF増幅器として用いたときその
性能に悪影響することのある若干のコレクタ・ベ
ース間容量を示す。テレビ受像機のIF増幅器は
通常IF通過帯域の整形を行う周波数選択性回路
網の後に来るが、この回路網から増幅トランジス
タのベースにIF信号が供給されると、コレク
タ・ベース間容量と増幅トランジスタの電圧利得
の関数である実効入力キヤパシタンスが選択性回
路網の出力にその増幅器の入力インピーダンスの
一部として現れる。増幅器の利得が上昇すると見
掛けの入力キヤパシタンスが増大し、このキヤパ
シタンスの増大のため選択性回路網がさらに低い
周波数に離調される。テレビ受像機ではこの離調
によつて選択性回路網が画像搬送波から色搬送波
の方に効果的に同調され、これによつてビデオ情
報の信号レベルおよび信号対雑音比が著しく減少
する。従つて利得制御増幅器をその入力インピー
ダンスが利得制御の全範囲に亘つて一定に保たれ
るように設計することが望ましい。 この発明の他の特徴は増幅トランジスタの入力
がコレクタ・ベース間容量を選択性回路から絶縁
するエミツタホロワ結合トランジスタの追加によ
つて緩衝されることである。またこの発明の他の
実施例では第２のトランジスタが増幅トランジス
タと縦続接続され、その増幅トランジスタの電圧
利得従つてそのコレクタ・ベース間容量を安定化
するようになつている。 次に添付図面を参照しつつこの発明をさらに詳
細に説明する。 第１図は増幅トランジスタ１０，１２を含む利
得制御差動増幅器を示す。入力信号は増幅トラン
ジスタのベース電極間に端子３２，３４から印加
され、増幅された出力信号が両トランジスタのコ
レクタ電極間に端子３６，３８から引出される。
トランジスタ１０，１２のベースバイアスは各ベ
ース電極とバイアス電圧源VBIASの間に結合され
た抵抗２２，２４により供給される。両増幅トラ
ンジスタのエミツタは互いに２つの抵抗２６，２
８により結合され、両抵抗２６，２８の接続点２
７と基準電位点（大地）との間には抵抗３０が結
合されている。 増幅トランジスタ１０，１２の各コレクタ電極
と電圧源Ｂ＋との間には負荷抵抗１８，２０が結
合されている。トランジスタ１０，１２のコレク
タ電極はまたそれぞれ制御抵抗装置１４，１６の
ベース電極に結合され、その制御抵抗装置１４，
１６のコレクタ電極は接地され、エミツタ電極は
互いに結合されている。 この制御抵抗装置の直結エミツタ電極には自動
利得制御（AGC）系４０が結合され、その装置
に利得制御電流IGCを供給する。 制御抵抗装置１４，１６は通常のトランジスタ
でよいが、この発明の推奨実施例では1980年４月
23日付米国特許願第143033号明細書記載の制御抵
抗装置と同様の動作をすることができる。この装
置は簡単に言えばベース領域に実質的に真性（高
抵抗）の半導体材料の領域が含まれる竪型PNP
トランジスタと同様に構成され、その真性領域が
Ｐ＋型エミツタ領域とＮ＋型ベース接触領域を、
エミツタからコレクタへ流れる利得制御電流IGC
に応じてエミツタ領域から真性領域に注入される
少数キヤリアの拡散長より遠く分離している。従
つてこの装置のエミツタ・ベース接合は高周波
（すなわち1MHz以上）信号に対して非整流PINダ
イオードとして働らき、この装置のエミツタ・ベ
ース接合の抵抗はAGC系４０からの電流IGCによ
り変調されてその電流IGCの増大と共に低下する。
この装置のエミツタ・コレクタ電路には電流IGC
の殆んど全部が流れ、そのベースには僅かの直流
電流しか流れない。このベース電流はトランジス
タ１０，１２のエミツタ電流に比して極めて小さ
いから、増幅トランジスタ１０，１２の直流バイ
アスに影響することはない。 第１図の回路では各増幅トランジスタのコレク
タ負荷インピーダンスが制御抵抗装置の制御され
たベース・エミツタ間抵抗に並列の抵抗（例えば
1KΩ）から成り、装置１４，１６の制御ベー
ス・エミツタ接合は、その装置の直結エミツタが
平衡増幅器構成の中心にあるため、固定負荷抵抗
１８，２０に実効的に並列になつている。従つて
入力端子３２，３４に相補プツシユプル信号が入
力すると、この接合に信号のナルを生ずる。
（AGC系の出力は信号周波数に対して側路するこ
ともできる。） 増幅器の利得制御は電流IGCを変えることによ
つて行われる。利得制御電流IGCが変化して増幅
器の利得を変えると、制御抵抗装置のベース・エ
ミツタ間抵抗が変化して1KΩの負荷抵抗の並列
インピーダンスが変る。この抵抗の変化は第１表
の動行を示す。
【表】
コレクタ負荷インピーダンスが変化すると、第
４図に示すように各増幅トランジスタの負荷直線
が変る。破線の負荷直線２１４は700Ωの負荷直
線、鎖線の負荷直線２１２は73Ωの負荷直線であ
り、公知100Ωの負荷直線を実線の負荷直線２１
０で表わす。これらの負荷直線は括弧２００内の
増幅トランジスタの特性曲線に重ねて図示されて
いる。増幅トランジスタの電圧利得はコレクタ負
荷インピーダンス（負荷直線）とそのトランジス
タの相互コンダクタンスの積として計算されるか
ら、負荷直線の700Ωから73Ωまでの変化によつ
て約20dBの利得制御範囲が得られる。 V利得＝ZLgn (1) 第１図に示す利得制御法では、直流利得制御電
流IGCがAGC系４０から制御抵抗装置のエミツ
タ・コレクタ電路に分れて大地に流れることが判
る。増幅トランジスタ１０，１２のコレクタ電極
には抵抗１８，２０を流れるコレクタ電流に比し
て極めて小さい上記直流電流の極めて僅かのベー
ス電流成分しか流れないため、増幅トランジスタ
の直流バイアスは利得制御中実質的に一定に維持
される。このため特に数個の増幅段を縦続接続し
たときは各段間に直流変移の伝播がないため有利
である。この増幅器は利得の変化中のどの期間に
おいてもその最適直流動作点から変化しないた
め、その直線動作が増強される。 第１図の利得制御増幅器は通常のエミツタデゼ
ネレーシヨン利得制御増幅器より優れた信号対雑
音性能を示す。前述のように利得制御されたテレ
ビ受像機のIF増幅器の信号対雑音性能は、同調
器とIF増幅器との組合せの信号対雑音性能がIF
増幅器のそれに支配される強信号状態（最小利
得）で最も重要になる。IF増幅器の雑音性能の
公約数は、抵抗がIF系の雑音発生源として働ら
くため、使用する抵抗の大きさである。エミツタ
デゼネレーシヨン変調増幅器では、強信号状態に
おいてエミツタ抵抗を上昇して増幅器の利得を減
少させることによりデゼネレーシヨンを減少させ
る。この抵抗の上昇によつて信号対雑音性能が最
も重要なときに増幅器内の雑音発生源が増大する
が、第１図の回路では第１表に示すように強信号
状態でコレクタ負荷抵抗が低下して低い負荷値ZL
に変移するため、増幅器の出力の雑音発生抵抗が
減少して増幅器の利得が低下する。このようにし
てIF信号対雑音性能が最も重要になるときIF増
幅器の信号対雑音性能が改善される。 増幅器の直流バイアスは実質的に一定のままで
あるから、増幅トランジスタ１０，１２を直流バ
イアスして増幅器の所要利得制御範囲および信号
取扱特性を設定することができる。式(1)から利得
はコレクタ電流の関数であるgmの関数であるこ
とが判る。 gm＝dIc／dVbe＝ｑ／Kt｜Ic｜ (2) ここで｜Ic｜は零入力コレクタ電流の大きさを
表わす。第１図の回路の抵抗を適当に選ぶことに
より、零入力コレクタ電流従つて所要のgmを選
定することができる。 信号取扱能力も直流バイアスの関数である。増
幅トランジスタ１０，１２はそのベース・エミツ
タ接合に印加される入力信号レベルが約13ｍＶま
では直線動作をすることができ、ベース・エミツ
タ間バイアスとエミツタ抵抗２６，２８を注意し
て選択することにより、この13ｍＶの性能を拡大
することができる。増幅トランジスタのダイナミ
ツクエミツタ抵抗reは直流エミツタ電流の関数
で、例えばエミツタ電流0.5ｍＡに対する約70Ω
（一定抵抗を含む）から３ｍＡに対する約20Ωま
で変化する。増幅トランジスタをエミツタ電流約
１ｍＡにバイアスすると、reの値は約40Ωにな
り、端子３２（または３４）に印加された入力信
号はこの抵抗とエミツタ抵抗２６（または２８）
によつて低下する。端子３２，３４間には相補入
力信号が印加されるため、抵抗２６，２８の接続
点は平衡型回路の中心にあり、この点に信号のナ
ルを生成する。点２７が事実上の信号接地点であ
るから、入力信号は各トランジスタのreと40Ωと
図示したエミツタ抵抗２６または２８によつて効
果的に引下げられる。この例ではreが約40Ωで、
13ｍＶの入力信号を取扱うため、40Ωの抵抗２６
または２８により信号がさらに13ｍＶ引下げられ
る。従つてこの増幅器は各入力端子の入力信号26
ｍＶまで無歪動作をすることができ、トランジス
タ１０，１２をreとエミツタ抵抗の比を変えてバ
イアスすることにより、この性能を必要に応じて
伸縮することができる。 第１図の回路において増幅トランジスタ１０，
１２のコレクタ・ベース間キヤパシタンスは、テ
レビ受像機のIF増幅段として用いるとき増幅器
の性能を劣化することがある。このキヤパシタン
スによる帰還によつて増幅器の利得が低下するこ
とがあり、入力電極のインピーダンスが変化する
と端子３２，３４に結合された前置選択性回路の
離調が起ることがあるが、第２図の回路ではこの
ようなコレクタ・ベース間キヤパシタンスの効果
は減じられ、特長が増加している。第２図におい
て第１図の成分と同じ機能を果す成分は同一の引
用番号で示されている。 第２図の回路では増幅トランジスタ１０，１２
がそのベース入力でエミツタホロワ結合トランジ
スタ５０，５２により緩衝されている。トランジ
スタ５０のベースは端子３２とバイアス抵抗２２
に、エミツタはトランジスタ１０のベースと抵抗
５４に結合され、トランジスタ５２のベースは端
子３４とバイアス抵抗２４に、エミツタはトラン
ジスタ１２のベースと抵抗５６に結合されてい
る。抵抗５４，５６は互いに結合され、その接続
点が抵抗５８を介して接地されている。 トランジスタ１０，１２のエミツタは抵抗６２
とピーキングコンデンサ６４の並列回路６０と抵
抗６６，６７の直列回路とによつて互いに結合さ
れ、抵抗６６，６７の接続点はピンチ抵抗６８と
抵抗６９の並列回路を介して接地されている。 トランジスタ５０，５２のコレクタは互いに結
合され、バイアス電源７０からバイアス電圧を受
ける。このバイアス電源７０はまたコレクタ負荷
抵抗１８，２０にも電圧を供給する。 トランジスタ１０，１２のコレクタ・ベース間
容量の効果はそのベースに与えられるが、エミツ
タホロワ結合トランジスタ５０，５２により入力
端子３２，３４から緩衝される。トランジスタ５
０，５２のベースの入力インピーダンスは、利得
変動中のトランジスタ１０，１２のコレクタ・ベ
ース間キヤパシタンスの変動効果が緩衝トランジ
スタのβによつて効果的に分割されるため、実質
的に一定で、トランジスタ５０，５２のエミツタ
とトランジスタ１０，１２のベースとの各接続点
は、バイアス抵抗５４，５６，５８により一定の
直流バイアスレベルに保たれる。 並列回路６０は増幅トランジスタに印加される
交流信号に対し一定のエミツタインピーダンスを
与え、また回路間の抵抗の差による効果を補償す
る。トランジスタ１０，１２はそれぞれ約20Ωの
reを示すようにバイアスされ、第２図に例示した
成分値を用いた並列回路６０は通常のNTSC方式
の中間周波数（約50MHz）で約120Ωのインピー
ダンスを示す。平衡増幅器のエミツタ間にこの並
列回路６０が結合されているため、事実上の信号
のナルがそのインピーダンスの中心に生じ、各増
幅トランジスタのエミツタと信号接地点との間の
インピーダンスを60Ωとする。従つて20Ωのreに
より13ｍＶの降下があり、60Ωのエミツタインピ
ーダンスにより39ｍＶの降下があるから、各増幅
トランジスタは50ｍＶの入力信号を歪を生ずるこ
となく取扱うことができる。 第２図の回路を大量に集積回路形式で製造する
と、回路の各抵抗値の比は不変であるが、各抵抗
の絶対値が回路ごとに変る。負荷抵抗１８，２０
の値が上昇するとZLが上昇するが、コレクタ電流
が減少して式(2)で判るようにgmが低下するから、
この変化は式(1)の計算結果には殆んど影響しな
い。 しかし増幅器は電力消費を少なくするため通常
その周波数対利得曲線の上端の肩で動作するよう
になつており、増幅器内の抵抗値の上昇が低い周
波数における増幅器のロールオフを生じ、信号周
波数で利得が3dBも低下することが伴つている。
コンデンサ６４の効果は増幅器の応答特性のピー
クをこの例では50MHzの公称動作周波数に形成す
ることである。抵抗６２の値が特定の集積回路で
高くなつても、この抵抗の大きな値が顕著な変化
をしない比較的小さいコンデンサ６４のリアクタ
ンス性インピーダンスに支配される。従つてトラ
ンジスタ１０，１２の信号エミツタインピーダン
スは充分狭い範囲に留まり、回路による増幅器の
エミツタデゼネレーシヨンの相当の減少をすべて
防止する。このようにしてエミツタデゼネレーシ
ヨンを所要量に維持することにより回路ごとの増
幅器利得の著しい低下が防止される。 ピンチ抵抗６８の効果は回路による増幅トラン
ジスタのβ変動を補償することである。その回路
の各トランジスタのβが特定の集積回路の所要値
より低くてもそのトランジスタのベース電流が増
大する。トランジスタ５０，５２の場合はベース
電流の増大によつて抵抗２２，２４を介して所要
量より大きい電圧降下が生じ、ベースバイアスレ
ベルを引下げる。このベースバイアスレベルの低
下によつてトランジスタ１０，１２を流れる零入
力電流が減少し、出力端子３６，３８の直流電圧
レベルが上昇する。増幅率向上および利得制御の
ため数段を縦続接続した場合は、この出力電圧の
上昇のため次の増幅段のバイアスが狂うが、ピン
チ抵抗６８はその抵抗値がその回路の各トランジ
スタのβの関数として変るため、そのβの差を補
償する。もし特定の回路のβが低くて増幅トラン
ジスタを流れる電流が小さければ、ピンチ抵抗の
値も低くなつてトランジスタ１０，１２を流れる
電流も増大し、βによる減少を相殺する。このよ
うにして増幅器のバイアスはβの差に対して安定
化される。ピンチ抵抗６８の公称値は並列抵抗６
９と共にトランジスタ１０，１２に所要の公称エ
ミツタバイアスを与えるように選定する。 第２図の回路の平衡の動作は第１図について説
明したのと本質的に同じである。 第３図はコレクタ・ベース間キヤパシタンスの
効果を低減する他の実施例を示すが、第２図の成
分と同様の作用をする成分は同じ引用数字で示し
てある。第３図の回路はエミツタ電極をトランジ
スタ１０，１２のコレクタにそれぞれ接続された
トランジスタ８２，８４を含むカスコード出力を
備えている。トランジスタ８２のコレクタは制御
抵抗装置１４のベースと抵抗１８に結合され、ト
ランジスタ８４のコレクタは制御抵抗装置１６の
ベースと抵抗２０に結合されている。トランジス
タ８２，８４のベースは互いに結合されると共
に、コンデンサ８８により信号周波数に対して側
路されている。直列抵抗８６，８７を含む分圧器
がバイアス電源７０と接地点との間に結合され、
トランジスタ８２，８４にそのベース接続点にお
いてベースバイアスを印加している。 第３図のカスコード回路では、トランジスタ１
０，１２がトランジスタ８２，８４のエミツタに
対する電流源として働らく。信号電圧利得は上記
のカスコードトランジスタ８２，８４により与え
られ、トランジスタ１０，１２のコレクタの信号
レベルが小さくて実質的に一定である。このトラ
ンジスタ１０，１２のコレクタの信号レベルが実
質的に一定のため、そのコレクタからベースに変
動する信号電圧の帰還がなく、これは端子３２，
３４の入力インピーダンスが利得制御範囲に亘り
実質的に一定であることを意味する。しかしトラ
ンジスタ８２，８４のコレクタ・ベース間キヤパ
シタンスを介するコレクタ・ベース帰還には実効
的変動がある。しかしトランジスタ８２，８４の
ベースは信号周波数に対して大地に側路されてい
るため、この帰還がトランジスタ８２，８４のベ
ースおよびエミツタの信号レベルに影響せず、増
幅器の入力インピーダンスにも影響を及ぼさな
い。第３図の増幅器の平衡は第１図および第２図
の回路と同様に働らく。 図示の回路はまた変調器としても働らく。変調
器として動作させるには制御電流IGCを供給する
AGC系４０を、変調情報信号を表わす変調され
た電流Igcを供給する増幅器に置換する。すると
制御抵抗装置１４，１６の抵抗値はこの被変調電
流の関数として変り、これによつて増幅トランジ
スタ１０，１２（またはカスコード結合トランジ
スタ１０，８２および１２，８４）の利得が被変
調電流情報の関数として変る。入力端子３２，３
４間に搬送波信号を印加することにより、出力端
子３６，３８間に被変調電流情報により振幅変調
された搬送波が生成される。
４図に示すように各増幅トランジスタの負荷直線
が変る。破線の負荷直線２１４は700Ωの負荷直
線、鎖線の負荷直線２１２は73Ωの負荷直線であ
り、公知100Ωの負荷直線を実線の負荷直線２１
０で表わす。これらの負荷直線は括弧２００内の
増幅トランジスタの特性曲線に重ねて図示されて
いる。増幅トランジスタの電圧利得はコレクタ負
荷インピーダンス（負荷直線）とそのトランジス
タの相互コンダクタンスの積として計算されるか
ら、負荷直線の700Ωから73Ωまでの変化によつ
て約20dBの利得制御範囲が得られる。 V利得＝ZLgn (1) 第１図に示す利得制御法では、直流利得制御電
流IGCがAGC系４０から制御抵抗装置のエミツ
タ・コレクタ電路に分れて大地に流れることが判
る。増幅トランジスタ１０，１２のコレクタ電極
には抵抗１８，２０を流れるコレクタ電流に比し
て極めて小さい上記直流電流の極めて僅かのベー
ス電流成分しか流れないため、増幅トランジスタ
の直流バイアスは利得制御中実質的に一定に維持
される。このため特に数個の増幅段を縦続接続し
たときは各段間に直流変移の伝播がないため有利
である。この増幅器は利得の変化中のどの期間に
おいてもその最適直流動作点から変化しないた
め、その直線動作が増強される。 第１図の利得制御増幅器は通常のエミツタデゼ
ネレーシヨン利得制御増幅器より優れた信号対雑
音性能を示す。前述のように利得制御されたテレ
ビ受像機のIF増幅器の信号対雑音性能は、同調
器とIF増幅器との組合せの信号対雑音性能がIF
増幅器のそれに支配される強信号状態（最小利
得）で最も重要になる。IF増幅器の雑音性能の
公約数は、抵抗がIF系の雑音発生源として働ら
くため、使用する抵抗の大きさである。エミツタ
デゼネレーシヨン変調増幅器では、強信号状態に
おいてエミツタ抵抗を上昇して増幅器の利得を減
少させることによりデゼネレーシヨンを減少させ
る。この抵抗の上昇によつて信号対雑音性能が最
も重要なときに増幅器内の雑音発生源が増大する
が、第１図の回路では第１表に示すように強信号
状態でコレクタ負荷抵抗が低下して低い負荷値ZL
に変移するため、増幅器の出力の雑音発生抵抗が
減少して増幅器の利得が低下する。このようにし
てIF信号対雑音性能が最も重要になるときIF増
幅器の信号対雑音性能が改善される。 増幅器の直流バイアスは実質的に一定のままで
あるから、増幅トランジスタ１０，１２を直流バ
イアスして増幅器の所要利得制御範囲および信号
取扱特性を設定することができる。式(1)から利得
はコレクタ電流の関数であるgmの関数であるこ
とが判る。 gm＝dIc／dVbe＝ｑ／Kt｜Ic｜ (2) ここで｜Ic｜は零入力コレクタ電流の大きさを
表わす。第１図の回路の抵抗を適当に選ぶことに
より、零入力コレクタ電流従つて所要のgmを選
定することができる。 信号取扱能力も直流バイアスの関数である。増
幅トランジスタ１０，１２はそのベース・エミツ
タ接合に印加される入力信号レベルが約13ｍＶま
では直線動作をすることができ、ベース・エミツ
タ間バイアスとエミツタ抵抗２６，２８を注意し
て選択することにより、この13ｍＶの性能を拡大
することができる。増幅トランジスタのダイナミ
ツクエミツタ抵抗reは直流エミツタ電流の関数
で、例えばエミツタ電流0.5ｍＡに対する約70Ω
（一定抵抗を含む）から３ｍＡに対する約20Ωま
で変化する。増幅トランジスタをエミツタ電流約
１ｍＡにバイアスすると、reの値は約40Ωにな
り、端子３２（または３４）に印加された入力信
号はこの抵抗とエミツタ抵抗２６（または２８）
によつて低下する。端子３２，３４間には相補入
力信号が印加されるため、抵抗２６，２８の接続
点は平衡型回路の中心にあり、この点に信号のナ
ルを生成する。点２７が事実上の信号接地点であ
るから、入力信号は各トランジスタのreと40Ωと
図示したエミツタ抵抗２６または２８によつて効
果的に引下げられる。この例ではreが約40Ωで、
13ｍＶの入力信号を取扱うため、40Ωの抵抗２６
または２８により信号がさらに13ｍＶ引下げられ
る。従つてこの増幅器は各入力端子の入力信号26
ｍＶまで無歪動作をすることができ、トランジス
タ１０，１２をreとエミツタ抵抗の比を変えてバ
イアスすることにより、この性能を必要に応じて
伸縮することができる。 第１図の回路において増幅トランジスタ１０，
１２のコレクタ・ベース間キヤパシタンスは、テ
レビ受像機のIF増幅段として用いるとき増幅器
の性能を劣化することがある。このキヤパシタン
スによる帰還によつて増幅器の利得が低下するこ
とがあり、入力電極のインピーダンスが変化する
と端子３２，３４に結合された前置選択性回路の
離調が起ることがあるが、第２図の回路ではこの
ようなコレクタ・ベース間キヤパシタンスの効果
は減じられ、特長が増加している。第２図におい
て第１図の成分と同じ機能を果す成分は同一の引
用番号で示されている。 第２図の回路では増幅トランジスタ１０，１２
がそのベース入力でエミツタホロワ結合トランジ
スタ５０，５２により緩衝されている。トランジ
スタ５０のベースは端子３２とバイアス抵抗２２
に、エミツタはトランジスタ１０のベースと抵抗
５４に結合され、トランジスタ５２のベースは端
子３４とバイアス抵抗２４に、エミツタはトラン
ジスタ１２のベースと抵抗５６に結合されてい
る。抵抗５４，５６は互いに結合され、その接続
点が抵抗５８を介して接地されている。 トランジスタ１０，１２のエミツタは抵抗６２
とピーキングコンデンサ６４の並列回路６０と抵
抗６６，６７の直列回路とによつて互いに結合さ
れ、抵抗６６，６７の接続点はピンチ抵抗６８と
抵抗６９の並列回路を介して接地されている。 トランジスタ５０，５２のコレクタは互いに結
合され、バイアス電源７０からバイアス電圧を受
ける。このバイアス電源７０はまたコレクタ負荷
抵抗１８，２０にも電圧を供給する。 トランジスタ１０，１２のコレクタ・ベース間
容量の効果はそのベースに与えられるが、エミツ
タホロワ結合トランジスタ５０，５２により入力
端子３２，３４から緩衝される。トランジスタ５
０，５２のベースの入力インピーダンスは、利得
変動中のトランジスタ１０，１２のコレクタ・ベ
ース間キヤパシタンスの変動効果が緩衝トランジ
スタのβによつて効果的に分割されるため、実質
的に一定で、トランジスタ５０，５２のエミツタ
とトランジスタ１０，１２のベースとの各接続点
は、バイアス抵抗５４，５６，５８により一定の
直流バイアスレベルに保たれる。 並列回路６０は増幅トランジスタに印加される
交流信号に対し一定のエミツタインピーダンスを
与え、また回路間の抵抗の差による効果を補償す
る。トランジスタ１０，１２はそれぞれ約20Ωの
reを示すようにバイアスされ、第２図に例示した
成分値を用いた並列回路６０は通常のNTSC方式
の中間周波数（約50MHz）で約120Ωのインピー
ダンスを示す。平衡増幅器のエミツタ間にこの並
列回路６０が結合されているため、事実上の信号
のナルがそのインピーダンスの中心に生じ、各増
幅トランジスタのエミツタと信号接地点との間の
インピーダンスを60Ωとする。従つて20Ωのreに
より13ｍＶの降下があり、60Ωのエミツタインピ
ーダンスにより39ｍＶの降下があるから、各増幅
トランジスタは50ｍＶの入力信号を歪を生ずるこ
となく取扱うことができる。 第２図の回路を大量に集積回路形式で製造する
と、回路の各抵抗値の比は不変であるが、各抵抗
の絶対値が回路ごとに変る。負荷抵抗１８，２０
の値が上昇するとZLが上昇するが、コレクタ電流
が減少して式(2)で判るようにgmが低下するから、
この変化は式(1)の計算結果には殆んど影響しな
い。 しかし増幅器は電力消費を少なくするため通常
その周波数対利得曲線の上端の肩で動作するよう
になつており、増幅器内の抵抗値の上昇が低い周
波数における増幅器のロールオフを生じ、信号周
波数で利得が3dBも低下することが伴つている。
コンデンサ６４の効果は増幅器の応答特性のピー
クをこの例では50MHzの公称動作周波数に形成す
ることである。抵抗６２の値が特定の集積回路で
高くなつても、この抵抗の大きな値が顕著な変化
をしない比較的小さいコンデンサ６４のリアクタ
ンス性インピーダンスに支配される。従つてトラ
ンジスタ１０，１２の信号エミツタインピーダン
スは充分狭い範囲に留まり、回路による増幅器の
エミツタデゼネレーシヨンの相当の減少をすべて
防止する。このようにしてエミツタデゼネレーシ
ヨンを所要量に維持することにより回路ごとの増
幅器利得の著しい低下が防止される。 ピンチ抵抗６８の効果は回路による増幅トラン
ジスタのβ変動を補償することである。その回路
の各トランジスタのβが特定の集積回路の所要値
より低くてもそのトランジスタのベース電流が増
大する。トランジスタ５０，５２の場合はベース
電流の増大によつて抵抗２２，２４を介して所要
量より大きい電圧降下が生じ、ベースバイアスレ
ベルを引下げる。このベースバイアスレベルの低
下によつてトランジスタ１０，１２を流れる零入
力電流が減少し、出力端子３６，３８の直流電圧
レベルが上昇する。増幅率向上および利得制御の
ため数段を縦続接続した場合は、この出力電圧の
上昇のため次の増幅段のバイアスが狂うが、ピン
チ抵抗６８はその抵抗値がその回路の各トランジ
スタのβの関数として変るため、そのβの差を補
償する。もし特定の回路のβが低くて増幅トラン
ジスタを流れる電流が小さければ、ピンチ抵抗の
値も低くなつてトランジスタ１０，１２を流れる
電流も増大し、βによる減少を相殺する。このよ
うにして増幅器のバイアスはβの差に対して安定
化される。ピンチ抵抗６８の公称値は並列抵抗６
９と共にトランジスタ１０，１２に所要の公称エ
ミツタバイアスを与えるように選定する。 第２図の回路の平衡の動作は第１図について説
明したのと本質的に同じである。 第３図はコレクタ・ベース間キヤパシタンスの
効果を低減する他の実施例を示すが、第２図の成
分と同様の作用をする成分は同じ引用数字で示し
てある。第３図の回路はエミツタ電極をトランジ
スタ１０，１２のコレクタにそれぞれ接続された
トランジスタ８２，８４を含むカスコード出力を
備えている。トランジスタ８２のコレクタは制御
抵抗装置１４のベースと抵抗１８に結合され、ト
ランジスタ８４のコレクタは制御抵抗装置１６の
ベースと抵抗２０に結合されている。トランジス
タ８２，８４のベースは互いに結合されると共
に、コンデンサ８８により信号周波数に対して側
路されている。直列抵抗８６，８７を含む分圧器
がバイアス電源７０と接地点との間に結合され、
トランジスタ８２，８４にそのベース接続点にお
いてベースバイアスを印加している。 第３図のカスコード回路では、トランジスタ１
０，１２がトランジスタ８２，８４のエミツタに
対する電流源として働らく。信号電圧利得は上記
のカスコードトランジスタ８２，８４により与え
られ、トランジスタ１０，１２のコレクタの信号
レベルが小さくて実質的に一定である。このトラ
ンジスタ１０，１２のコレクタの信号レベルが実
質的に一定のため、そのコレクタからベースに変
動する信号電圧の帰還がなく、これは端子３２，
３４の入力インピーダンスが利得制御範囲に亘り
実質的に一定であることを意味する。しかしトラ
ンジスタ８２，８４のコレクタ・ベース間キヤパ
シタンスを介するコレクタ・ベース帰還には実効
的変動がある。しかしトランジスタ８２，８４の
ベースは信号周波数に対して大地に側路されてい
るため、この帰還がトランジスタ８２，８４のベ
ースおよびエミツタの信号レベルに影響せず、増
幅器の入力インピーダンスにも影響を及ぼさな
い。第３図の増幅器の平衡は第１図および第２図
の回路と同様に働らく。 図示の回路はまた変調器としても働らく。変調
器として動作させるには制御電流IGCを供給する
AGC系４０を、変調情報信号を表わす変調され
た電流Igcを供給する増幅器に置換する。すると
制御抵抗装置１４，１６の抵抗値はこの被変調電
流の関数として変り、これによつて増幅トランジ
スタ１０，１２（またはカスコード結合トランジ
スタ１０，８２および１２，８４）の利得が被変
調電流情報の関数として変る。入力端子３２，３
４間に搬送波信号を印加することにより、出力端
子３６，３８間に被変調電流情報により振幅変調
された搬送波が生成される。
第１図はこの発明の原理により構成された差動
利得制御増幅器の部分ブロツク回路図、第２図は
入力緩衝を用いたこの発明の第２の実施例の部分
ブロツク回路図、第３図はこの発明の原理によつ
て構成されたカスコード増幅器の部分ブロツク回
路図、第４図は第１図ないし第３図の増幅器にお
いて利得制御を達成する負荷直線の変化を示す図
表である。 １０……増幅トランジスタ、１４……可変イン
ピーダンス手段、４０……利得制御電流源、Ｂ
＋，VBIAS……バイアス手段。
利得制御増幅器の部分ブロツク回路図、第２図は
入力緩衝を用いたこの発明の第２の実施例の部分
ブロツク回路図、第３図はこの発明の原理によつ
て構成されたカスコード増幅器の部分ブロツク回
路図、第４図は第１図ないし第３図の増幅器にお
いて利得制御を達成する負荷直線の変化を示す図
表である。 １０……増幅トランジスタ、１４……可変イン
ピーダンス手段、４０……利得制御電流源、Ｂ
＋，VBIAS……バイアス手段。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力信号を受けるように結合されたベース電
極と、出力信号が引出されるコレクタ電極と、エ
ミツタ電極とを有する増幅トランジスタと、 上記ベース、コレクタおよびエミツタの各電極
に結合されて上記トランジスタをバイアスする手
段と、 利得制御電流源と、 上記トランジスタの上記コレクタ電極と上記利
得制御電流源とに結合されてその利得制御電流の
大きさの関数である可変負荷インピーダンスを上
記トランジスタに付与する可変インピーダンス手
段と、を備え、 上記可変インピーダンス手段は上記コレクタ電
極に結合された第１の電極と基準電位点に結合さ
れた第２の電極と上記利得制御電流源に結合され
た第３の電極とを有し、また、その第２の電極と
第３の電極との間に主導通路を有し、その主導通
路は上記利得制御電流源と上記基準電位点との間
に結合されており、 上記可変負荷インピーダンスは上記第１の電極
と上記第３の電極との間で規定された電流路によ
つて形成されて上記利得制御電流の一部を流し、
その一部は上記可変インピーダンス手段の上記主
導通路を介して流れる上記利得制御電流の部分よ
りも実質的に少なくなる、 ように構成された利得制御増幅器。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/143,032 US4344043A (en) | 1980-04-23 | 1980-04-23 | Variable load impedance gain-controlled amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56168414A JPS56168414A (en) | 1981-12-24 |
| JPH0214804B2 true JPH0214804B2 (ja) | 1990-04-10 |
Family
ID=22502308
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5907881A Granted JPS56168414A (en) | 1980-04-23 | 1981-04-17 | Gain controlling amplifier |
Country Status (25)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4344043A (ja) |
| JP (1) | JPS56168414A (ja) |
| KR (1) | KR850000734B1 (ja) |
| AR (1) | AR224937A1 (ja) |
| AT (1) | AT383709B (ja) |
| AU (1) | AU542790B2 (ja) |
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| DE (1) | DE3116230C2 (ja) |
| DK (1) | DK179481A (ja) |
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| FI (1) | FI76455C (ja) |
| FR (1) | FR2481539B1 (ja) |
| GB (1) | GB2074409B (ja) |
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| IT (1) | IT1137137B (ja) |
| MY (1) | MY8500796A (ja) |
| NL (1) | NL8101988A (ja) |
| NZ (1) | NZ196875A (ja) |
| PL (1) | PL134784B1 (ja) |
| PT (1) | PT72856B (ja) |
| SE (1) | SE452383B (ja) |
| SU (1) | SU1103812A3 (ja) |
| ZA (1) | ZA812597B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02146201U (ja) * | 1989-05-15 | 1990-12-12 |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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