SE452383B - Forsterkare med styrd forsterkning och med variabel belastningsimpedans - Google Patents

Description

452 383 2 Förstärkarens signal-brusprestanda är också viktiga, särskilt när en stark signal mottas i en televisionsmottagare.

Om den inkommande signalen är svag arbetar både avstämningsen- heten och mellanfrekvensförstärkaren med stor förstärkning. I en mellanfrekvensförstärkare med styrd förstärkning och emitter- degenerering minskas emitterresistansen, som utgör en källa till alstring av brus i förstärkaren varigenom förstärkaren ges stor förstärkning. Då det brusalstrande motståndet således minskas kommer mellanfrekvensförstärkaren att få tillfredsställande sig- nal-brusprestanda. Om den inkommande signalen är svag kommer av- stämningsenheten vidare att ha en förstärkning av storleksord- ningen 4O dB. Avstämningsenhetens signal-brusförhàllande kommer dà att bestämma signal-brusprestanda hos avstämningsenheten- mellanfrekvensanordningen. l Efter hand som styrkan hos den mottagna televisionssig- nalen ökar kommer emellertid mellanfrekvensförstärkarens för- stärkning att minskas, exempelvis genom att förstärkarens emit- terresistans ökar, vilket medför en ökning i emitterdegenera- tion. Den ökande emitterresistansen ökar källorna för alstring av brus i anordningen, varigenom mellanfrekvensförstärkarens signal-brusprestanda försämras. Då den mottagna signalens styrka ökar ytterligare kommer avstämningsenhetens förstärkning att minskas, och man kommer att uppnå en punkt vid vilken avstämnings- enhetens signal-brusprestanda domineras av mellanfrekvensförstär- karens signal-brusprestanda. Det är således önskvärt att man ut- formar mellanfrekvensförstärkaren på sa sätt att den får optimala signal-brusprestanda under betingelser med starka signaler, vid vilken tidpunkt mellanfrekvensförstärkarens signal-brusprestanda bestämmer signal-brusförhàllandet för anordningen som omfattar avstämningsenheten och mellanfrekvensförstärkaren.

I enlighet med föreliggande uppfinnings principer anord- nas en förstärkare med styrd förstärkning och med ett stort för- stärkningsstyrområde som genomlöps genom att man varierar kollek- torimpedansen hos en gemensamemítterkopplad förstärkartransistor.

Transistorns kollektorbelastningsimpedans inkluderar ett organ med styrd resistans och med en baselektrod kopplad till förstär- kartransistorns kollektorelektrod, en emitterelektrod kopplad för mottagning av en variabel ström med förstärkningsstyrning, 452 383 3 och en kollektorelektrod som är kopplad till en referenspoten- tialpunkt. Vid signalfrekvenser tjänstgör organets bas-emitter- övergång såsom en resistans som varierar omvänt med flödet av förstärkningsstyrande ström genom organets kollektor~emitter- bana. Genom att man varierar resistansen hos organets bas-emit- terövergàng kommer förstärkartransistornskollektorbelastnings- impedans att bringas att variera, vilket medför att transistorns förstärkning varierar såsom följd av att dess belastning ändras som en funktion av organets likströmresistivitet. Organets kol- lektor~emitterbana, genom vilken den förstärkningsstyrande ström- men flyter, är separat från transistorns förspänningskretsar,' varför styrning av organet inte inverkar på förstärkartransis- torns likförspänningsförhàllanden. Då de inkommande signalerna är kraftiga minskas den styrbara kol1ektorbelastningsimpedansen till ett minimivärde för att man skall erhålla största möjliga förstärkningsminskning, varigenom de brusalstrande källorna vid förstärkarens utgång blir så små som möjligt.

Förstärkartransistorn som ingår i förstärkaren med styrd förstärkning har vanligen en viss mängd kollektor-baskapacitans, och detta kan inverka ogynnsamt på förstärkarens prestanda när förstärkaren används såsom en mellanfrekvensförstärkare i en televisionsmottagare. Framför mellanfrekvensförstärkaren 1 en televisionsmottagare finns i regel frekvensselektiva kretsar som formar mellanfrekvenspassbandet. När mellanfrekvenssignalerna kopplas från dessa kretsar till förstärkartransistorns bas, före- faller den effektiva ingångskapacitansen, som utgör en funktion av kollektor-baskapacitansen och spänningsförstärkningen hos förstärkartransistorn, vid de selektiva kretsarnas utgång att utgöra en del av förstärkarens ingångsimpedans. Då förstärkarens förstärkning ökas ökar också den skenbara ingångskapacitansen, och denna ökade kapaoitans förskjuter de selektiva kretsarnas avstämning till en lägre frekvens. I televisionsmottagaren med- för denna förskjutning av avstämningen i praktiken att de se- lektiva kretsarna stäms bort från bildbärvàgen och mot färgbär- vågen. Detta innebär i själva verket en minskning av signalnivån och av signal-brusförhållandet hos videoinformationen. Det är således önskvärt att utforma förstärkaren som har styrd för- stärkning på så sätt att förstärkarens ingångsimpedans förblir 452 585 4 konstant inom hela förstärkningsstyromràdet.

Enligt en annan aspekt av uppfinningen inkopplas till förstärkartransistorns ingång en emitterföljarkopplad transis- tor såsom buffert, varvid denna transistor isolerar kollektor- baskapacitansen fràn de selektiva kretsarna. Alternativt före- kommer i ytterligare en utföringsform av uppfinningen en andra transistor som är kaskodkopplad med förstärkartransistorn för att stabilisera spänningsförstärkningen och således kollektor- baskapacitansen hos förstärkartransistorn.

Uppfinningen kommer att beskrivas i detalj i det följan- de under hänvisning till bifogade ritningar, på vilka fig. l' delvis i form av ett kopplingsschema och delvis i form av ett blockschema visar en differentialförstärkare med styrd förstärk- ning och utformad i enlighet med uppfinningens principer, fig. 2 visar delvis i form av ett kopplingsschema och delvis i form av ett blockschema en andra utföringsform enligt föreliggande upp- finning, varvid man utnyttjar en ingàngsbuffert, fig. 3 visar delvis i form av ett kopplingsschema och delvis i form av ett blockschema en kaskodkopplare som är utformad i enlighet med É föreliggande uppfinningåprinciper, och fig. 4 visar belastnings- 0 ledningsvariationerna som medför att styrning av förstärkningen i förstärkarna enligt fig. 1-3 kan uppnås.

Fig. l visar en differentialförstärkare med styrd för- stärkning, varvid förstärkartransistorer 10 och 12 ingår i nämn- ' da förstärkare. En ingångssignal påläggs mellan förstärkartran- sistorernas baselektroder vid uttagen 52 och 34, och den för- stärkta utgàngssignalen erhålls mellan de båda transistorernas kollektorelektroder vid uttagen 36 och 58. Basförspänning för transistorerna 10 och 12 tillhandahålls av motstånden 22 och 24, vilka är inkopplade mellan de respektive baselektroderna och en förspänningskälla (VFÖRST). De bada förstärkartransistorernas emittrar är sammankopplade via två motstånd 26 och 28. Ett mot- stånd 30 är inkopplat mellan förbindningspunkten 27 mellan mot- Å stånden 26 och 28 à ena sidan och en referenspotentialpunkt (jord) á andra sidan.

Belastningsmotstånd 18 och 20 är inkopplade mellan de respektive kollektorelektroderna hos förstärkartransistorerna 10 och 12 och en matarspänningskälla (B+). Transistorernaslü och 12 452 385 5 kollektorelektroder är också kopplade till organ 14 resp. 16 med styrt motstånd. Organen med styrt motstånd har kollektor- elektroder kopplade till Jord samt förbundna emitterelektroder.

En anordning 40 för automatisk förstärkningsstyrning är kopplad till de förbundna emitterelektroderna hos organen med styrt motstånd och tillför ström IGC för styrning av förstärkningen till dessa organ.

Organen 14 och 16 med styrt motstånd kan utgöras av vanliga transistorer, och i en föredragen utföringsform enligt uppfinningen kan de arbeta på samma sätt som de organ med styrt motstånd som är beskrivna 1 den amerikanska Patëfltßkviffißn Å 4 365208. Kort sagt är organen som är beskrivna i den nämnda skriften konstruerade på likartat sätt som vertikala PNP-tran- sistorer, varvid varje Bâsområde innefattar ett halvledarmate- rial som är väsentligen egenledande (dvs. har stor resitivitet).

Detta egenledande område åtskiljer P+-emitterområdet och ett N+-baskontaktomràde med en sträcka som är större än diffusions- sträckan för minoritetsladdningsbärare som injiceras i området med egenledning från emitterområdet såsom gensvar på att den förstärkningsstyrande strömmen IGC flyter från emitter till kollektor. Organets emitter-basövergàng tjänstgör således som en icke-likriktande PNP-diod med avseende på högfrekvenssigna- ler (dvs. signaler med en frekvens som är högre än l MHz).

Resistansen hos organets emitter-basövergång moduleras av IGC- strömmens flöde från anordningen 40 för automatisk förstärk- ningsstyrning och avtar efter hand som IGC-strömmens flöde ökar. Praktiskt taget hela IGC-strömmen flyter i organets emit- ter-kollektorbana, och endast en ringa likström flyter i orga- nets baselektrod. Denna basström är obetydlig i Jämförelse med emitterströmmarna hos transistorerna 10 och 12, och den medför således inga störningar i förstärkartransistorernas 10 och 12 likförspänningar.

I kretsen enligt fig. l innefattar belastningsimpedan~ sen hos varje förstärkartransistor ett motstånd (som såsom ett exempel är visat såsom en resistans på 1000 ohm) parallell- kopplat med den styrda bas-emitterresistansen hos ett organ med styrt motstånd. Organens 14 och 16 bas-emitterövergángar med styrt motstånd är effektivt parallellkopplade med de 452 383 u 6 konstanta belastningsmotstanden 18 och 20 emedan de förbundna emittrarna hos organen 14 och 16 befinner sig vid mitten av den balanserade förstärkarkopplingen. Signalnoll kommer således att uppstå vid denna förbindningspunkt när ingángsuttagen 52 och 34 matas med komplementära mottaktkopplingssignaler. (Utgângssigna- len från anordningen för automatisk förstärkningsstyrning kan också vara förbikopplad för signalfrekvenser.) Styrning av förstärkarens förstärkning uppnås genom att man varierar strömmen IGC. När strömmen IGC för styrning av för- stärkningen varieras så att förstärkarens förstärkning ändras kommer bas-emittermotstàndet hos organet med styrt motstånd att variera, varvid impedansen hos parallellkombinationen mellan be- lastningsmotstàndet pà 1000 ohm och det varierande motståndet beter sig på det 1 tabeïï I visade sättet.

TABELL I Fdrstärknings- IGC i mA Belastningsimpedans minsknings- i ohm omrâde Största förstärk- ning 0,0 700 0,05 400 0,096 500 0,2 207 0,57 143 0,59 104 0,85 81 Minsta förstärk- 1,0 73 ning Variationen i kollektorbelastningsimpedansen resulterar i en va- riation i belastningslinjen hos varje förstärkartransistor, såsom är visat i fig. 4. Den streckade linjen 214 representerar en be- lastningslinje med belastningsimpedansen 700 ohm, och den streck- prickade linjen 212 representerar en belastningslinje med belast- ningsimpedansen 73 ohm. En belastningslinje med nominellt 100 ohm är representerad av den heldragna linjen 210. Belastningslinjerna 452 383 7 är överlagrade på de karaktäristiska kurvorna för förstärkar- transistorn, vilka är markerade medelst klammern 200 i fig. 4.

Belastningslinjevariationen från 700 ohm till 73 ohm medger en förstärkningsstyrning av ett intervall av ungefär 20 dB, efter- som förstärkartransistorns spänningsförstärkning beräknas som produkten mellan kollektorbelastningsimpedansen (belastningslin- Jen) och förstärkartransistorns transkonduktans, således Vrönsr ZL gm (1) Vid den 1 fig. l áskadliggjorda metoden för styrning'av förstärkningen ser man att likströmmen IGC för styrning av för- stärkaren flyter fràn anordningen 40 för automatisk förstärknings~ styrning till Jord genoñ'att den uppdelas och flyter genom emit- ter-kollektorbanorna hos organen med styrt motstånd. Eftersom endast en mycket ringa basströmkomposant hos denna likström fly- ter till förstärkartransistorernasl0 och ll kollektorelektroder och denna ström är obetydlig i jämförelse med kollektorströmmar- na som flyter genom motstånden 18 och 20 förblir förstärkartran- sistorernas likförspänning väsentligen konstant under styrningen av förstärkningen. Detta är särskilt fördelaktigt när flera för- stärkarsteg är kaskadkopplade, eftersom inga likströmförskjut- ningar fortplantas från ett steg till nästa. Förstärkarens lin- jära operation ökas, eftersom förstärkaren inte varierar i för- hållande till sin optimala likströmarbetspunkt under någon som helst period då förstärkningen varierar.

Den i fig. 1 visade förstärkaren med styrd förstärkning medför ökade signal-brusprestande i jämförelse med fallet med en konventionell förstärkare med styrd förstärkning och emitterdege- nerering. Såsom har nämnts ovan har signal-brusprestanda i en mellanfrekvensförstärkare med styrd förstärkning i en televisions- apparat viktigast då starka signaler (minsta förstärkning) före- kommer, vid vilken tidpunkt signal-brusprestanda hos kombina- tionen av avstämningsenhet och mellanfrekvensförstärkare domi- neras av mellanfrekvensförstärkarens prestanda. Ett vanligt matt på brusbeteendet hos en mellanfrekvensförstärkare kan erhållas pà grundval av resistansvärdena hos de förekommande motstánden, eftersom motstånd arbetar såsom brusalstrare i mellanfrekvens- 452 383 8 system. I en modulerad förstärkare med emitterdegenerering mins- kas degenereringen genom att man ökar emittermotståndet under starka signalbetingelser, varigenom förstärkarens förstärkning minskas. Denna motstándsökning medför en ökning i brusalstringen i förstärkaren vid en tidpunkt då signal-brusprestanda är som mest kritiska. I kretsen enligt fig. 1 reduceras emellertid kol- lektorbelastningsmotstàndet så att det förskjuts mot ett lägre värde ZL när starka signaler förekommer, såsom är visat i tabell 1. Vid förekomst av starka signaler minskas således förstärka- rens förstärkning genom att man minskar kollektorbelastningsmot- ståndet, varigenom i sin tur brusalstringsmotståndet vid för- stärkarens utgång minskas. På detta sätt erhåller man en för- bättring i mellanfrekvensförstärkarens signal-brusprestanda vid en tidpunkt då mellanfrekvensförstärkarens signal-brusprestanda är allra mest kritiska.

Eftersom förstärkarens likförspänning förblir väsentli- gen konstant kan förstärkartransistorerna lO och 12 ges en lik- förspänning så att man upprättar det önskade området av för- stärkningsstyrning samt signalhanteringsegenskaper hos förstär- karen. Ur ekvationen (l) ser man att förstärkningen utgör en funktion av gm, som i sin tur är en funktion av kollektorström- men Em = av* = å? IICI <2) där IICI anger storleken hos vilokollektorströmmen. Genom att man väljer resistansvärdet hos motstánden i kopplingen enligt fig. 1 på lämpligt sätt kan man välja kollektorviloströmmen och således även det önskade gm-värdet.

Signalhanteringsförmågan utgör också en funktion av lik- förspänningen. Förstärkartransistorerna 10 och 12 kan drivas linjärt då det gäller ingångssignalnivàer upp till ca 15 mV, varvid denna spänning pàläggs över deras bas-emitterövergångar.

Genom ett noggrant val av bas-emitterförspänning och av emitter- motstånden 26 och 28 kan man utvidga denna 13 mV-förmåga. Det dynamiska emittermotstàndet re hos förstärkartransistorerna ut- gör en funktion av emitterlikströmmen och varierar exempelvis från ca 70 ohm (inklusive kontaktmotstånd) vid 0,5 mA emitter- 452 383 9 ström till ca 20 ohm vid 3 mA. Om förstärkartransistorn har en sådan förspänning att emitterströmmen skall vara ca l mA har re ett resistansvärde av ca 40 ohm, varvid den på uttaget 32 (eller 34) pålagda ingångssignalen faller över detta motstånd och emittermotstàndet 26 (eller 28). Eftersom en komplementär ingångssignal pàläggs mellan uttagen 32 och 34 befinner sig förbindningspunkten 27 mellan motstånden 26 och 28 vid mitten av en balanserad konfiguration, vilket resulterar i signalnoll vid denna punkt. Då punkten 2? i verkligheten är en signaljord- punkt kommer ingångssignalen effektivt att falla över varje transistor re och emittermotstånden 26 eller 28, vilka såsom' exempel är visade med resistansvärdet 40 ohm. I detta exempel uppgår re till approximativt 40 ohm, varigenom en ingångssig- nal med spänningen 13 mv-kan omhändertas. En ytterligare sig- nal med spänningen 13 mV kommer således att falla över mot- stånden 26 eller 28 med resistansvärdet 40 ohm. Förstärkaren kan således drivas distorsionsfritt med ingångssignaler upp till 26 mV vid vartdera ingångsuttaget. Genom att transistorer- na 10 och 12 ges förspänning för olika förhållanden mellan re och emitterresistans kan denna förmåga ökas eller minskas allt- efter önskan.

I den i fig. l visade kretsen kan kollektor-baskapaci- tansen hos förstärkartransistorerna 10 och 12 försämra för- stärkarens prestanda då transistorerna används såsom ett mellan- frekvensförstärkarsteg i en televisionsmottagare. Återkoppling som beror på denna kapacitans kan minska förstärkarens förstärk- ning, och den sig ändrande impedansen vid utgångselektroderna kan förskjuta avstämningen hos de föregående selektiva kretsar- na som är kopplade till uttagen 32 och 34. I kretsen enligt fig. 2 är dessa verkningar hos kollektor-baskapacitansen mins- kade, varjämte ytterligare kännetecken förekommer. Delar i fig. 2 som utför samma funktion som delar i fig. l har försetts med samma hänvisningsbeteckningar.

I kretsen enligt fig. 2 har förstärkartransistorerna 10 och 12 buffertar vid sina basingàngar i form av de emitter- följarkopplade transistorerna 50 och 52. Uttaget 32 och för- spänningsmotstàndet 22 är kopplade tillbasen hos transistorn 50, vars emitter är kopplad till basen hos transistorn 10 och ett motstånd 54. Uttaget 34 och förspänningsmotstándet 24 är koppla- 452 383 v 10 de till basen hos transistorn 52, vars emitter är kopplad till basen hos transistorn 12 och till ett motstånd 56. Motstánden 54 och 56 är sammankopplade, och de är anslutna till jord vid sin förbindningspunkt via ett motstånd 58.

Transistorernas l0 och l2 emittrar är sammankopplade medelst parallellkombination 60 av ett motstånd 62 och en topp- kondensator 64 och genom seriekombinationen av motstànden 66 och 67. Förbindningspunkten mellan motstånden 66 och 67 är kopp- lad till Jord genom parallellkombinationen av ett nypmotstånd 68 och ett motstånd 69.

Transistorernas 50 och 52 kollektorer är sammankoppläde, och de förses med matarspänning från en förspänningskälla 70.

Förspänningskällan 70 tillför också matarspänning till kollek- torbelastningsmotstàndeñ'18 och 20. verkningarna av kollektor-baskapacitansen hos transis- torerna l0 och 12 föreligger vid baselektroderna hos dessa transistorer. Dessa verkningar hålls emellertid borta från in- gángsuttagen 52 och 54 genom buffertverkan hos de emitterföljar- kopplade transistorerna 50 och 52. Ingàngsimpedansen vid tran- sistorernas 50 och 52 baselektroder förblir väsentligen konstant därför att den ändringsverkan som kollektor-baskapacitansen hos transistorerna 10 och 12 har under förstärkningsvariationen de- las effektivt av ß -värdena hos bufferttransistorerna. De res- pektive förbindningspunkterna mellan emittrarna hos transistorer- na 50 och 52 och baselektroderna hos transistorerna 10 och l2 hàlls vid en fixerad likförspänningsnivà tack vare sammankopp- lingen av förspänningsmotstànden 54, 56 och 58.

Kombinationen 60 bildar en konstant emitterimpedans för växelströmsignaler som matas till förstärkartransistorerna, och nämnda kombination kompenserar också för den verkan som skilda resistansvärden kan ha från krets till krets. Transistorerna 10 och 12 har sådan förspänning, att för var och en av dem gäller att re uppgår till ca 20 ohm. Om man utgår från de komponentvär- den som såsom ett exempel är visade i fig. 2 har parallellkombi- nationen 60 en impedans som är approximativt lika med 120 ohm vid de vanliga NTSC-mellanfrekvenserna (ca 50 Mz). Med hänsyn till att parallellkombinationen 60 är inkopplad mellan den ba- lanserade förstärkarens emittrar erhålls ett verkligt signal- noll vid impedansens mitt, varigenom varje förstärkartransistor .um 452 383 ,... ._. ll effektivt får impedansen 60 ohm mellan transistorns emitter och signaljord. Varje förstärkartransistor kan således omhändertaga en ingångssignal på 50 mV utan distorsion, eftersom 15 mV faller över re som har värdet 20 ohm och 39 mV faller över emitterimpe~ dansen som har värdet 60 ohm.

När kretsen enligt fig. 2 tillverkas i stora serier i form av integrerade kretsar visar förhållandena mellan kretsens resistansvärden en tendens att förbli konstant medan absolutvär- dena hos de respektive resistanserna kan variera från krets till krets. Dessa variationer har ringa effekt på det beräknade re- sultatet av förstärkningsekvationen (1), eftersom ökningar i' resistansvärdena hos belastningsmotstànden 18 och 20 medför att ZL ökar men också att kollektorströmmen minskar, varigenom gm kommer att minskas, såsöm framgår av ekvationen (2). Ändringar 1 gm och ZL kommer således att visa en tendens att upphäva varandra.

För att effektförlusterna i förstärkaren skall minskas får förstärkaren arbeta på konventionellt sätt vid knäet vid den övre änden hos förstärkarens kurva med frekvens avsatt mot för- stärkning. Det har visat sig att ökningar 1 resistansvärden i förstärkaren medför att förstärkaren rullar av vid lägre frek- venser, varigenom man erhåller en minskning av ända upp till - arv-nu I 1 n; .um-- 3 dB i förstärkarens förstärkning vid signalfrekvenser. Konden- satorn 64 har till verkan att den ger förstärkarens gensvar ett toppvärde vid den nominella driftfrekvensen, vilken i detta ekempel är 50 Mz. Om resistansvärdet hos motståndet 62 ökas i en viss integrerad krets kommer det stora resistansvärdet hos motståndet att domineras av den förhållandevis reaktiva impedan- sen hos kondensatorn 64 som inte ändras 1 någon större grad.

Signalemitterimpedanserna hos transistorerna 10 och 12 kvarstår således i ett förhållandevis smalt område, varigenom de förhind- rar en eventuell betydande minskning av förstärkarens emitter- degenerering från krets till krets. Genom att man upprätthåller den önskade mängden emitterdegenerering kan man således hindra större ökningar i förstärkarens förstärkning från krets till krets.

Nypmotståndet 68 verkar på så sätt att det kompenserar för ~§ -ändringar i förstärkartransistorerna från krets till krets. Om ~ß -värdena hos kretstransistorerna är lägre änvad 452 583 12 som är önskvärt i en viss integrerad krets kommer transistorer- nas basströmmar att öka. Då det gäller transistorerna 50 och 52 kommer den ökande basströmmen att ge upphov till ett spän- ningsfall som är större än önskvärt över motstånden 22 och 24 och således lägre förspänningsnivåer för baselektroderna. Den verkan som de lägre förspänningsnivåerna har är att den minskar viloströmmen som transistorerna 10 och 12 leder, varvid resul- tatet blir en ökning i likspänningsnivåerna vid utgångsuttagen 36 och 38. När flera stog ar kaskadkopplade för att man skall få ökad förstärkning och styrning av förstärkningen kommer ver- kan av de nämnda ökningarna i utgångsspänningen att upphäva för- spänningarna hos efterföljande förstärkarsteg. Nypmotståndet 68 kompenserar emellertid för dessa skillnader i ß , eftersom dess motstånd varierar såsom en funktion av -å -värdet hos tran- sistorerna i kretsen. Om Q -värdet hos en bestämd krets är lågt och således medför att förstärkartransistorerna leder en minskad ström kommer resistansvärdet hos nypmotstàndet också att bli lågt, varigenom strömflödet genom transistorerna 10 och 12 ökas, vilket medför att den på grund av ~ß -värdet erhållna minskning- en upphävs. På detta sätt stabiliseras förstärkarens förspänning mot skillnader i .F . Det nominella resistansvärdet hos nypmot- ståndet 68 väljs så, att det i kombination med parallellmotstån- det 69 ger upphov till den nominella, önskade emitterförspänning- en för transistorerna lO och 12. Äterstoden av kretsen enligt fig. 2 arbetar på väsentli- gen samma sätt som kretsen som har beskrivits i samband med fig. l.

En alternativ utföringsform där verkningarna hos kollek- tor-baskapaoitansen minskas är visad 1 fig. 3, där delar som arbetar på samma sätt som delar som finns i fig. 2 har försetts med samma hänvisningsbeteckningar. Kretsen enligt fig. 3 inklu- derar kaskodkopplade utgångar, varvid transistorer 82 och 84 är kopplade med sina emitterelektroder till kollektorerna hos de respektivetransistorerna 10 och 12. Transistorns 82 kollektor är kopplad till basen hos organet 14 med styrt motstånd och till motståndet 18, och kollektor-n hos translatorn 84 är kopplad till basen hos organet 16 med styrt motstånd och till motståndet 20.

Baserna hos transistorerna 82 och 84 är sammankopplade, och de 452 383 13 förbikopplas för signalfrekvenser medelst en kondensator 88.

En spänningsdelare som inkluderar seriekopplade motstånd 86 och 87 ar inkopplad mellan förspänningskaiian 7o och Jord och tillhandahåller basförspänning för transistorerna 82 och 84 vid förbindningspunkten mellan de båda motstånden.

I kaskodkopplingen enligt fig. 3 tjänstgör transistorer- na lO och 12 som strömkällor för transistorernas 82 och 84 emitt- rar. Signalspänningsförstärkning åstadkommes av de övre kaskod- kopplade transistorerna 82 och 84, och signalnivåerna vid tran- sistorernas 10 och 12 kollektorer är små och väsentligen konstan- ta. Eftersom signalnivåerna vid transistorernas 10 och 12 kollek- torer är väsentligen konstanta återkopplas inga föränderliga signalspänningar från kollektorerna till transistorernas 10 och 12 baselektroder, vilket innebär att ingångsimpedanserna vid ut- tagen 32 och 34 är väsentligen konstanta inom området där för- stärkningen styrs. Emellertid förekommer verksamma variationer i kollektor-basáterkopplingen via transistorernas 82 och 84 kollek- tor-baskapacitanser. Eftersom emellertid baselektroderna hos transistorerna 82 och 84 är förbikopplade till Jord för signal- frekvenser kommer denna återkoppling inte att inverka på signal- nivåerna vid transistorernas 82 och 84 baselektroder och emitt- rar, och således kommer återkopplingen inte att inverka på för- stärkarens ingångsimpedans. Den övriga delen av förstärkaren enligt fig. 3 arbetar på likartat sätt som kopplingarna enligt fig. l och 2.

De visade utföringsformerna kan också arbeta såsom modu- latorer. Då det gäller modulatordrift ersätts anordningen 40 för automatisk förstärkningsstyrning, vilken anordning tillför styr- strömmen IGC,av en förstärkare som tillför en modulerad ström IEC, vilken är representativ för en moduleringsinformationssig- nal. Resistansen hos organen 14 och 16 med styrt motstånd vari- eras då såsom en funktion av denna modulerade ström, varigenom förstärkningen hos förstärkartransistorerna,10 och 12 (eller de kaskodkopplade transistorerna 10, 82 och 12, 84) bringas att variera såsom en funktion av informationen hos den modulerade kretsen. En bärvågssignal påläggs mellan ingångsuttagen 32 och 34 och ger därvid upphov till en bärvåg som amplitudmoduleras medelst informationen hos den modulerade kretsen mellan utgångs- uttagen 36 och 38.

Claims (12)

452 383 1% _ PATENTKRAV

1. ) Förstärkare med styrd förstärkning, vilken förstärkare innefattar en första transistor (10), vars bas- och kollektor- elektroder är kopplade till ingångs- resp utgångsuttag (32, 36), varjämte förspänningsgivande organ (B+, jord, VFÖRSP ) är kopplade till bas-, kollektor- och emitterelektroderna hos nämn- da transistor, jämte ett första organ (1U) med variabel impedans och kopplat med första, andra och tredje elektroder hos detsamma till nämnda kollektorelektrod, nämnda referenspotential resp en källa (H0) för ström för förstärkningsstyrning och anordnat att bestämma belastningsimpedansen för nämnda transistor, k ä n n e- t e c k n a d därav,«att en huvudströmledningsbana för nämnda impedansorgan (1H) är bildad mellan dettas andra och tredje elektroder (kollektor och emitter), som är inkopplade mellan nämnda källa (NO) för ström för förstärkningsstyrning och nämnda referenspotential (jord), och att nämnda variabla impedans är bildad av strömbanan som förlöper mellan nämnda första och tred- je elektroder (bas och emitter) och som leder en andel av nämnda styrström som är betydligt mindre än andelen som leds av huvud- strömledningsbanan hos nämnda impedansorgan.

2. ) Förstärkare enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d där- av, att nämnda organ (1H) med variabel impedans inkluderar en strömbana för förstärkningsstyrning som är så inkopplad, att den inte leder ström från nämnda förspänningsorgan.

3. ) Förstärkare enligt krav 1 och 2, k ä n n e t e c k n a d därav, att nämnda organ (14) med variabel impedans innefattar en transistor (1U) och att nämnda första elektrod är en baselek- trod, nämnda andra elektrod är en kollektorelektrod och nämnda tredje elektrod är en emitterelektrod.

4. H) Förstärkare enligt krav 1, vilken innefattar en andra förstärkartransistor (12) med en baselektrod kopplad till ett andra ingångsuttag (SH), en kollektorelektrod kopplad till ett andra utgångsuttag (38) och en emitterelektrod, varvid nämnda förspänningsorgan kopplar nämnda första och andra förstärkar- transistorer såsom en differentialförstärkare (10, 12) och in- kluderar första och andra motstånd (18, 20) , vilka är inkopp- lade mellan varsin kollektorelektrod hos den ena av de första 452 383 15 och andra transistorerna och en matarpotentialkälla, och emit- terförspänningsorgan (26, 28, 30) inkopplade mellan emitterelek- troderna hos nämnda transistorer och en referenspotentialpunkt, k ä n n e t e c k n a d av ett andra organ (16) med variabel impedans och med en första elektrod kopplad till nämnda källa för ström med förstärkningsstyrning, en andra elektrod kopplad till nämnda referenspotentialpunkt och en tredje elektrod kopp- lad till kollektorelektroden hos nämnda andra förstärkartran- sistor, varvid det mellan nämnda första och tredje elektroder har en impedans som utgör en funktion av flödet hos strömmen med förstärkningsstyrning mellan nämnda första och andra elektroder.

5. ) Förstärkare enligt krav U, k ä n n e t e c k n a d där- av, att nämnda emitterförspänningsorgan innefattar tredje och fjärde seriekopplade mötstånd (26, 28) och ett mellan förbind- ningspunkten mellan de tredje och fjärde motstånden och en referenspotentialpunkt (jord) inkopplat femte motstånd (30).

6. ) Förstärkare enligt krav U eller 5, k ä n n e t e c k - n a d därav, att nämnda första och andra organ med variabel impedans utgörs av transistorer (lä, 16) och att nämnda första elektrod är en emitterelektrod, nämnda andra elektrod är en kollektorelektrod, och nämnda tredje elektrod är en baselektrod.

7. ) Förstärkare enligt krav U eller 5, k ä n n e t e c k - n a d därav, att för användning såsom en mellanfrekvensför- stärkare i en televisionsmottagare inkluderar nämnda källa för ström för förstärkningsstyrning en krets (NO) med automatisk förstärkningsstyrning och att den första elektroden hos nämnda organ (1H, 16) med variabel impedans är påverkbar i beroende av nämnda krets (HO) med automatisk förstärkningsstyrning och är anordnad att vid dylik påverkan bilda nämnda variabla impedans.

8. ) Förstärkare enligt krav 7, k ä n n e t e c k n a d där- av, att de första och andra organen med variabel impedans utgörs av transístorer (1U, 16) och att nämnda första elektrod är en emitterelektrod, nämnda andra elektrod är en kollektorelektrod och nämnda tredje elektrod är en baselektrod.

9. ) Förstärkare enligt krav H, 5 eller 8, ytterligare k ä n- n e t e c k n a d av tredje och fjärde transistorer (50, 52), vilka har var sin baselektrod kopplad till den ena av nämnda ingångsuttag, var sin emitterelektrod kopplad till var sin 16 baselektrod hos nämnda första och andra transistorer, och var sin kollektorelektrod kopplad till en spänningskälla.

10. ) Förstärkare enligt krav N eller 7, k ä n n e t e c k - n a d därav, att nämnda emitterförspänningsorgan inkluderar en kondensator (6U) som är parallellkopplad med nämnda första mot- stånd.

11. ) Förstärkare enligt krav U, 7 eller 8, ytterligare k ä n- n e t e c k n a d av tredje och fjärde transistorer (82, 8U) med var sin kollektoremitterbana inkopplad mellan var sin kol- lektorelektrod hos de första och andra transistorerna (10, 12) och var sitt av de nämnda utgångsuttagen (36, 38) och var sin baselektrod kopplad för mottagning av en förspänning och förbi- kopplad för växelströmssignaler, varvid nämnda första och andra motstånd (18, 20) är inkopplade mellan var sitt av nämnda ut- gângsuttag (36, 38).

12. ) Användning av förstärkare med styrd förstärkning enligt krav U såsom en modulatorkrets, i vilken nämnda källa för ström med förstärkningsstyrning tillför en moduleringsström och den första elektroden hos nämnda första och andra organ med variabel impedans är kopplad för mottagning av nämnda moduleringsström för att mellan de första och tredje elektroderna bilda ett mot- stånd som utgör en funktion av moduleringsströmflödet mellan de första och andra elektroderna.