JPH0718180Y2 - 無線周波受信機用トランジスタ化増幅兼混合入力段 - Google Patents
無線周波受信機用トランジスタ化増幅兼混合入力段Info
- Publication number
- JPH0718180Y2 JPH0718180Y2 JP1992037431U JP3743192U JPH0718180Y2 JP H0718180 Y2 JPH0718180 Y2 JP H0718180Y2 JP 1992037431 U JP1992037431 U JP 1992037431U JP 3743192 U JP3743192 U JP 3743192U JP H0718180 Y2 JPH0718180 Y2 JP H0718180Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- radio frequency
- input
- output
- input stage
- stage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1433—Balanced arrangements with transistors using bipolar transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1441—Balanced arrangements with transistors using field-effect transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1491—Arrangements to linearise a transconductance stage of a mixer arrangement
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0025—Gain control circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0043—Bias and operating point
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Description
【０００１】
【技術分野】この発明は無線周波受信機、特にかかる受
信機用集積回路構成に適用されるトランジスタ化された
増幅兼混合入力段に関するものである。
信機用集積回路構成に適用されるトランジスタ化された
増幅兼混合入力段に関するものである。
【０００２】
【背景技術】受信機入力段のダイナミックレンジ、すな
わち感知されうる歪を含まず受信される入力信号の最大
および最小レベル差は、この段の感度によって下限が、
この段の伝送特性の直線性からの偏倚によって上限が制
限される。
わち感知されうる歪を含まず受信される入力信号の最大
および最小レベル差は、この段の感度によって下限が、
この段の伝送特性の直線性からの偏倚によって上限が制
限される。
【０００３】入力ダイナミックレンジの上限を拡大する
ために、簡単な方法で、入力段回路を設計し直したり修
正したりする種々の既知の手段があり、特に1981年９月
16日本願人により出願されたイタリア特許出願第23984A
／81号（特願昭57-156886 号に相当) に記述されている
手段は、以下に先行例として引用される。これらの手段
は、前述の目的を十分には満足しておらず、入力段が非
直線的に働いたりその利得が不連続になったりする過渡
期を生じさせる不便さがあり、その結果信号の歪とか出
力レベルの減少が発生する。また印加電圧が２Ｖ以下の
時は回路は効率的に動作しない。
ために、簡単な方法で、入力段回路を設計し直したり修
正したりする種々の既知の手段があり、特に1981年９月
16日本願人により出願されたイタリア特許出願第23984A
／81号（特願昭57-156886 号に相当) に記述されている
手段は、以下に先行例として引用される。これらの手段
は、前述の目的を十分には満足しておらず、入力段が非
直線的に働いたりその利得が不連続になったりする過渡
期を生じさせる不便さがあり、その結果信号の歪とか出
力レベルの減少が発生する。また印加電圧が２Ｖ以下の
時は回路は効率的に動作しない。
【０００４】本考案の目的は、広いダイナミックレンジ
を持ち、入力信号の全領域で利得が直線性を有し不連続
がなく、非常に簡単な回路で先行技術で要求されるより
も低い印加電圧で効率的に動作する無線周波受信機用入
力段を構成するにある。
を持ち、入力信号の全領域で利得が直線性を有し不連続
がなく、非常に簡単な回路で先行技術で要求されるより
も低い印加電圧で効率的に動作する無線周波受信機用入
力段を構成するにある。
【０００５】
【考案の開示】この目的を達成するために、本考案無線
周波受信機用トランジスタ化増幅兼混合入力段は、無線
周波信号発生器(RF)の出力に接続する差動入力端子と、
増幅器の利得を自動的に調整するため、無線周波信号の
平均レベルに依存して変化する少なくとも一つの電圧(V
1, V2)を発生する受信機回路(AGC) に接続する調整端子
とを有する差動増幅器（T1−T4) と、その差動増幅器
（T1−T4) の差動出力端子に接続する第１の入力と、発
振器(OS)に接続する第２の入力と、これが出力を形成す
る出力とを有する混合器（T5−T11)とを具え、無線周波
信号発生器(RF)の出力が直流短絡回路であり、利得調整
端子が差動増幅器（T1−T4) の一入力端子と一致し、混
合器（T5−T11)が差動入力段（T5−T7) を具える無線周
波受信機用トランジスタ化増幅兼混合入力段において、
当該増幅兼混合入力段が混合器（T5−T11)と無線周波信
号発生器(RF)の出力間に接続され、その減衰係数があら
かじめ設定される減衰器（T12, T13, R7-R10) を具え、
当該減衰器が少なくとも１個のトランジスタ(T12, T13)
を具え、そのトランジスタのエミッタが抵抗(R7, R8)を
介して無線周波信号発生器(RF)の出力に接続され、その
コレクタが混合器の差動入力段(T5-T7) の出力端子に接
続され、前記トランジスタ(T12, T13)がそのエミッタ・
ベース接合を正方向にバイアスするよう適合された回路
手段( Vr3, R9, R10) に接続されていることを特徴とす
るものである。
周波受信機用トランジスタ化増幅兼混合入力段は、無線
周波信号発生器(RF)の出力に接続する差動入力端子と、
増幅器の利得を自動的に調整するため、無線周波信号の
平均レベルに依存して変化する少なくとも一つの電圧(V
1, V2)を発生する受信機回路(AGC) に接続する調整端子
とを有する差動増幅器（T1−T4) と、その差動増幅器
（T1−T4) の差動出力端子に接続する第１の入力と、発
振器(OS)に接続する第２の入力と、これが出力を形成す
る出力とを有する混合器（T5−T11)とを具え、無線周波
信号発生器(RF)の出力が直流短絡回路であり、利得調整
端子が差動増幅器（T1−T4) の一入力端子と一致し、混
合器（T5−T11)が差動入力段（T5−T7) を具える無線周
波受信機用トランジスタ化増幅兼混合入力段において、
当該増幅兼混合入力段が混合器（T5−T11)と無線周波信
号発生器(RF)の出力間に接続され、その減衰係数があら
かじめ設定される減衰器（T12, T13, R7-R10) を具え、
当該減衰器が少なくとも１個のトランジスタ(T12, T13)
を具え、そのトランジスタのエミッタが抵抗(R7, R8)を
介して無線周波信号発生器(RF)の出力に接続され、その
コレクタが混合器の差動入力段(T5-T7) の出力端子に接
続され、前記トランジスタ(T12, T13)がそのエミッタ・
ベース接合を正方向にバイアスするよう適合された回路
手段( Vr3, R9, R10) に接続されていることを特徴とす
るものである。
【０００６】以下添付図面を参照して詳細に説明する。
複数の図面で同一素子には同一の参照符号を付した。図
１（従来の技術）では特に、入力段は“カスケード”形
差動増幅器として知られ、通常の広帯域無線周波入力段
として使用されている第１の差動増幅器を具えている。
それはnpn トランジスタT1, T2とT3, T4の二つの対を具
えている。トランジスタT1, T2の対で、それらのエミッ
タは互いに接続し、抵抗R1を介して印加電圧の負の端子
（接地符号で示されている）に接続し、一方それらのベ
ースは無線周波信号源、すなわちアンテナ変圧器（ブロ
ックRFの中に巻線で図示されている) に接続している。
T1とT2のベースはまた抵抗R2を介して直流的に基準電圧
源Vr1 の正の端子に接続している。T2のベースはまた入
力信号を短絡するコンデンサC1を介して接地されてい
る。T1とT2のコレクタはそれぞれトランジスタT3とT4の
エミッタに接続し、T3とT4のベースは直流基準電圧源Vr
2 の正の端子にともに接続されている。第２の差動増幅
器は二つのnpn トランジスタT5とT6を具え、T5とT6のエ
ミッタは線形化抵抗R3とR4をそれぞれ介してnpn トラン
ジスタT7のコレクタに接続し、T7のエミッタは接地され
電流発生源として適応されている。T5とT6のベースは、
T3のコレクタとT4のコレクタそれぞれに接続し、両者と
も抵抗R5とR6それぞれを介して印加電流源＋Vcc の正の
端子に接続している。補助入力段は二つのnpn トランジ
スタT12 とT13 を具え、T12 とT13 のベースはT3とT4の
ベースと共通に接続し、T12 とT13 のコレクタはT5とT6
のコレクタそれぞれに接続し、T12 とT13 のエミッタは
それぞれ抵抗R7を介してT1のベースと抵抗R8を介してT2
のベースに接続している。二つのトランジスタT12 とT1
3 はベース接地の形態をしているので１以下の電流利
得、すなわち入力信号に対し減衰段を形成している。こ
の減衰入力段は、さらに詳細に後述するが、無線周波入
力信号が低い平均レベルの時は動作せず、反対に入力信
号の平均レベルが高い時は減衰段が導通し、第１と第２
の差動増幅器を具えた増幅入力段を短絡する。
複数の図面で同一素子には同一の参照符号を付した。図
１（従来の技術）では特に、入力段は“カスケード”形
差動増幅器として知られ、通常の広帯域無線周波入力段
として使用されている第１の差動増幅器を具えている。
それはnpn トランジスタT1, T2とT3, T4の二つの対を具
えている。トランジスタT1, T2の対で、それらのエミッ
タは互いに接続し、抵抗R1を介して印加電圧の負の端子
（接地符号で示されている）に接続し、一方それらのベ
ースは無線周波信号源、すなわちアンテナ変圧器（ブロ
ックRFの中に巻線で図示されている) に接続している。
T1とT2のベースはまた抵抗R2を介して直流的に基準電圧
源Vr1 の正の端子に接続している。T2のベースはまた入
力信号を短絡するコンデンサC1を介して接地されてい
る。T1とT2のコレクタはそれぞれトランジスタT3とT4の
エミッタに接続し、T3とT4のベースは直流基準電圧源Vr
2 の正の端子にともに接続されている。第２の差動増幅
器は二つのnpn トランジスタT5とT6を具え、T5とT6のエ
ミッタは線形化抵抗R3とR4をそれぞれ介してnpn トラン
ジスタT7のコレクタに接続し、T7のエミッタは接地され
電流発生源として適応されている。T5とT6のベースは、
T3のコレクタとT4のコレクタそれぞれに接続し、両者と
も抵抗R5とR6それぞれを介して印加電流源＋Vcc の正の
端子に接続している。補助入力段は二つのnpn トランジ
スタT12 とT13 を具え、T12 とT13 のベースはT3とT4の
ベースと共通に接続し、T12 とT13 のコレクタはT5とT6
のコレクタそれぞれに接続し、T12 とT13 のエミッタは
それぞれ抵抗R7を介してT1のベースと抵抗R8を介してT2
のベースに接続している。二つのトランジスタT12 とT1
3 はベース接地の形態をしているので１以下の電流利
得、すなわち入力信号に対し減衰段を形成している。こ
の減衰入力段は、さらに詳細に後述するが、無線周波入
力信号が低い平均レベルの時は動作せず、反対に入力信
号の平均レベルが高い時は減衰段が導通し、第１と第２
の差動増幅器を具えた増幅入力段を短絡する。
【０００７】第１の差動増幅器の入力すなわちT1とT2の
ベース、および抵抗R7とR8それぞれを介した減衰段の入
力、すなわちT12 とT13 のエミッタは、ブロックAGC で
表示される回路の第１出力に直流的に接続し、AGC の第
２出力はT7のベースに接続している。ブロックAGC で表
示される回路は、入力無線周波信号のレベルに依存する
二つの直流電圧V1とV2を発生する。この依存性を表示す
るものとしてAGC の入力端子は線図でV(RF) と表わされ
ている。
ベース、および抵抗R7とR8それぞれを介した減衰段の入
力、すなわちT12 とT13 のエミッタは、ブロックAGC で
表示される回路の第１出力に直流的に接続し、AGC の第
２出力はT7のベースに接続している。ブロックAGC で表
示される回路は、入力無線周波信号のレベルに依存する
二つの直流電圧V1とV2を発生する。この依存性を表示す
るものとしてAGC の入力端子は線図でV(RF) と表わされ
ている。
【０００８】同じnpn トランジスタT8, T9とT10, T11の
二つの対は、平衡のとれた二重の混合器を形成するよう
相互接続されている。さらに対T8, T9のエミッタはT5と
T12のコレクタに共に接続し、T10, T11のエミッタはT6
とT13 のコレクタに共に接続している。混合器の第１入
力の二つの端子は無線周波信号の平均レベルが低い時、
第２の差動増幅器の入力端子、すなわちトランジスタT5
とT6のベースを具え、前記レベルが高い時は前記端子は
減衰段の入力端子、すなわちT12 とT13 のエミッタから
なる。T9とT10 のベースは互いに接続し、混合器第２入
力の第１端子を形成し、その第２端子は正の印加電圧端
子＋Vcc である。
二つの対は、平衡のとれた二重の混合器を形成するよう
相互接続されている。さらに対T8, T9のエミッタはT5と
T12のコレクタに共に接続し、T10, T11のエミッタはT6
とT13 のコレクタに共に接続している。混合器の第１入
力の二つの端子は無線周波信号の平均レベルが低い時、
第２の差動増幅器の入力端子、すなわちトランジスタT5
とT6のベースを具え、前記レベルが高い時は前記端子は
減衰段の入力端子、すなわちT12 とT13 のエミッタから
なる。T9とT10 のベースは互いに接続し、混合器第２入
力の第１端子を形成し、その第２端子は正の印加電圧端
子＋Vcc である。
【０００９】混合器の第２入力は、図面でブロックOSで
表示され、ブロックRFに同調した信号の周波数に依存し
て、当業者によく知られた従って記述されてもいないし
線図に示されてもいない方法で周波数が可変となる発振
器に接続している。
表示され、ブロックRFに同調した信号の周波数に依存し
て、当業者によく知られた従って記述されてもいないし
線図に示されてもいない方法で周波数が可変となる発振
器に接続している。
【００１０】T8のベースとコレクタ、T10 のコレクタと
T11 のベースは電圧印加端子＋Vccに接続し、T9とT11
のコレクタは互いに接続し混合段の出力を形成し、バン
ド・パスフィルタFTを介し、図でブロックIFで表示され
る中間周波増幅段の入力に接続している。
T11 のベースは電圧印加端子＋Vccに接続し、T9とT11
のコレクタは互いに接続し混合段の出力を形成し、バン
ド・パスフィルタFTを介し、図でブロックIFで表示され
る中間周波増幅段の入力に接続している。
【００１１】前述の混合器回路の動作を次に説明しよ
う。ブロックRFに同調した無線周波信号が低い平均レベ
ルの時は、二つの差動増幅器（T1−T4とT5, T6) を具え
た増幅入力段で増幅されて混合器（T8−T11)に加えられ
る。混合器では、無線周波信号は混合器第２の入力に印
加される発振器OSからの信号と結合され、従って混合器
出力には入力信号の周波数と発振器OSの周波数との和お
よび差の周波信号が現われる。この信号はフィルタFTで
適正にフィルタされ、中間周波増幅器IFで増幅され、図
には図示されていないが他の受信機回路でさらに信号処
理される。
う。ブロックRFに同調した無線周波信号が低い平均レベ
ルの時は、二つの差動増幅器（T1−T4とT5, T6) を具え
た増幅入力段で増幅されて混合器（T8−T11)に加えられ
る。混合器では、無線周波信号は混合器第２の入力に印
加される発振器OSからの信号と結合され、従って混合器
出力には入力信号の周波数と発振器OSの周波数との和お
よび差の周波信号が現われる。この信号はフィルタFTで
適正にフィルタされ、中間周波増幅器IFで増幅され、図
には図示されていないが他の受信機回路でさらに信号処
理される。
【００１２】第１および第２の差動増幅器の利得は、無
線周波入力信号の平均レベルに依存する振幅を有する二
つの直流電圧V1とV2を介して回路AGC によって自動的に
調整される。電圧V1は第１の差動増幅器に作用し二つの
トランジスタT1とT2のベースのバイアスを修正する。電
圧V2は第２の差動増幅器に作用しトランジスタT7の導通
を変化させ、従ってこの回路に印加する電流を変化させ
る。さらに入力信号の平均レベルが増加すると、電圧V1
とV2とは減少し、容易にわかるように、二つの差動増幅
器のトランジスタのエミッタ電流は減少して利得が下が
る。
線周波入力信号の平均レベルに依存する振幅を有する二
つの直流電圧V1とV2を介して回路AGC によって自動的に
調整される。電圧V1は第１の差動増幅器に作用し二つの
トランジスタT1とT2のベースのバイアスを修正する。電
圧V2は第２の差動増幅器に作用しトランジスタT7の導通
を変化させ、従ってこの回路に印加する電流を変化させ
る。さらに入力信号の平均レベルが増加すると、電圧V1
とV2とは減少し、容易にわかるように、二つの差動増幅
器のトランジスタのエミッタ電流は減少して利得が下が
る。
【００１３】抵抗R7とR8はある大きさを持っているの
で、トランジスタT12 とT13 は、回路AGC によって第１
の差動増幅器の入力に印加される電圧が、その増幅器の
直線性応答を保証するに足る十分な大きさを有する限り
は非導通である。入力信号レベルが大きくなってAGC を
介した電圧V1に減少が発生すると、トランジスタT12 と
T13 は導通し、カスケードに接続した第１および第２の
差動増幅器によって形成される回路の入力と出力を短絡
する。短絡効果は信号レベルとともに増加しカスケード
の二つの差動増幅器の利得はその増幅器が完全に非能動
になるまで減少し、入力信号はトランジスタT12 とT13
のみを介して混合回路に送られる。すなわちトランジス
タT12 とT13 は入力信号に対し減衰段として働き、高い
入力レベルでも歪なく動作する。しかし実際には信号レ
ベルはバイアス条件によって、さらに基準電圧Vr1 およ
びVr2 によってより制限される。
で、トランジスタT12 とT13 は、回路AGC によって第１
の差動増幅器の入力に印加される電圧が、その増幅器の
直線性応答を保証するに足る十分な大きさを有する限り
は非導通である。入力信号レベルが大きくなってAGC を
介した電圧V1に減少が発生すると、トランジスタT12 と
T13 は導通し、カスケードに接続した第１および第２の
差動増幅器によって形成される回路の入力と出力を短絡
する。短絡効果は信号レベルとともに増加しカスケード
の二つの差動増幅器の利得はその増幅器が完全に非能動
になるまで減少し、入力信号はトランジスタT12 とT13
のみを介して混合回路に送られる。すなわちトランジス
タT12 とT13 は入力信号に対し減衰段として働き、高い
入力レベルでも歪なく動作する。しかし実際には信号レ
ベルはバイアス条件によって、さらに基準電圧Vr1 およ
びVr2 によってより制限される。
【００１４】上述の解決法が適用され、信号レベルが一
方の入力段を非能動化し、他方の入力段を能動化するよ
う変化すると、この構成の回路は非線形に動作し信号を
歪ませてしまう。また利得に不連続性が生じ、出力信号
レベルを低めてしまう。こういった不都合は、理論的に
は二つの入力段のスイッチオフ，スイッチオンを支配す
る法則を限定するパラメータを精確に調整することによ
って避けることができるが、量産にある集積回路の素子
のパラメータのばらつきは、上述の不都合を避けられな
いものとし、精確な設計も役立たないものとしてしま
う。
方の入力段を非能動化し、他方の入力段を能動化するよ
う変化すると、この構成の回路は非線形に動作し信号を
歪ませてしまう。また利得に不連続性が生じ、出力信号
レベルを低めてしまう。こういった不都合は、理論的に
は二つの入力段のスイッチオフ，スイッチオンを支配す
る法則を限定するパラメータを精確に調整することによ
って避けることができるが、量産にある集積回路の素子
のパラメータのばらつきは、上述の不都合を避けられな
いものとし、精確な設計も役立たないものとしてしま
う。
【００１５】
【本考案に係る実施例】入力信号レベルの変化に応じ
て、ある信号通路または他の信号通路に特権を与える図
１に示されたごとき回路の動作は、ほんのわずかの素子
を付加したのみで本考案に係る大きな改善が達成され
る。図２で示されるごとくその素子は二つの抵抗R9とR1
0 および基準電圧源Vr3 である。図２に示される回路形
態では、減衰入力段の二つのトランジスタT12, T13は抵
抗R9とR10 それぞれを介して接地されるエミッタと、基
準印加電圧Vr3 の正の端子にともに接続するベースとを
有している。基準電圧Vr3 の値と抵抗R9とR10 の大きさ
は、トランジスタT12 とT13 のベース・エミッタ接合が
正方向にバイアスされるように選択され、それでこれら
トランジスタは常時スイッチオンされ従ってＡ級で動作
する。それ故この減衰段はあらかじめ設定可能な一定の
減衰係数を有して、後に述べるこの入力段の増幅器の利
得の自動調整範囲の拡大に寄与することができる。すな
わち本件出願の入力段は従来技術の入力段に比べ入力信
号レベルに対する増幅器の利得の自動調整範囲がさらに
拡大されるという利点を有することになる。平均入力信
号レベルがまだかなり低い時は、信号はカスケードに接
続された二つの差動増幅器よりなる高利得入力段により
増幅され、一方補助入力段T12, T13はほんのわずかの信
号を減衰しその効果はほとんど無視できる。
て、ある信号通路または他の信号通路に特権を与える図
１に示されたごとき回路の動作は、ほんのわずかの素子
を付加したのみで本考案に係る大きな改善が達成され
る。図２で示されるごとくその素子は二つの抵抗R9とR1
0 および基準電圧源Vr3 である。図２に示される回路形
態では、減衰入力段の二つのトランジスタT12, T13は抵
抗R9とR10 それぞれを介して接地されるエミッタと、基
準印加電圧Vr3 の正の端子にともに接続するベースとを
有している。基準電圧Vr3 の値と抵抗R9とR10 の大きさ
は、トランジスタT12 とT13 のベース・エミッタ接合が
正方向にバイアスされるように選択され、それでこれら
トランジスタは常時スイッチオンされ従ってＡ級で動作
する。それ故この減衰段はあらかじめ設定可能な一定の
減衰係数を有して、後に述べるこの入力段の増幅器の利
得の自動調整範囲の拡大に寄与することができる。すな
わち本件出願の入力段は従来技術の入力段に比べ入力信
号レベルに対する増幅器の利得の自動調整範囲がさらに
拡大されるという利点を有することになる。平均入力信
号レベルがまだかなり低い時は、信号はカスケードに接
続された二つの差動増幅器よりなる高利得入力段により
増幅され、一方補助入力段T12, T13はほんのわずかの信
号を減衰しその効果はほとんど無視できる。
【００１６】入力信号の平均レベルが増大すると、回路
AGC が電圧V1とV2を減少させ、結果として増幅入力段の
利得を非常に高い入力信号で増幅器を非能動化させるま
で減少させる。それで入力信号は減衰段のみを介して混
合回路に送りこまれ、信号は非常に高いレベルでも歪が
生じない（勿論バイアス条件と適合する限度内で）。前
述のように入力段は常にスイッチオンされあらかじめ設
定された減衰条件で動作しているので、増幅段が打ち切
られ減衰段のみが残留する局面でも利得の非直線性も不
連続も示さない。これは減衰器がスイッチオンまたはオ
フされる過渡期における信号中の歪発生や出力レベルの
減少を避けているからである。
AGC が電圧V1とV2を減少させ、結果として増幅入力段の
利得を非常に高い入力信号で増幅器を非能動化させるま
で減少させる。それで入力信号は減衰段のみを介して混
合回路に送りこまれ、信号は非常に高いレベルでも歪が
生じない（勿論バイアス条件と適合する限度内で）。前
述のように入力段は常にスイッチオンされあらかじめ設
定された減衰条件で動作しているので、増幅段が打ち切
られ減衰段のみが残留する局面でも利得の非直線性も不
連続も示さない。これは減衰器がスイッチオンまたはオ
フされる過渡期における信号中の歪発生や出力レベルの
減少を避けているからである。
【００１７】図２に示される本考案に係る回路は、また
特に図１の回路動作に必要とするよりも低い印加電圧で
動作するという有利さがある。図１および図２に示され
る回路で印加電圧を決める要素について次に検討してみ
る。
特に図１の回路動作に必要とするよりも低い印加電圧で
動作するという有利さがある。図１および図２に示され
る回路で印加電圧を決める要素について次に検討してみ
る。
【００１８】ブロックAGC で発生する直流電圧V1は設計
の段階で選択され、それで入力信号レベルが増大する
と、電圧V1は第１の差動段の最大利得に対応するほぼ２
ＶBEの最大値からこの段の非能動化に対応するほぼ１Ｖ
BEの最小値まで変化する。図１の回路形態での抵抗R7と
R8は、入力信号レベルが十分高くなるまでトランジスタ
T12 とT13 を非能動に保つ大きさである。トランジスタ
T12 とT13 が導通すると、二つの抵抗R7とR8のそれぞれ
に約１ＶBEの電圧降下が生ずるよう設計されている。
の段階で選択され、それで入力信号レベルが増大する
と、電圧V1は第１の差動段の最大利得に対応するほぼ２
ＶBEの最大値からこの段の非能動化に対応するほぼ１Ｖ
BEの最小値まで変化する。図１の回路形態での抵抗R7と
R8は、入力信号レベルが十分高くなるまでトランジスタ
T12 とT13 を非能動に保つ大きさである。トランジスタ
T12 とT13 が導通すると、二つの抵抗R7とR8のそれぞれ
に約１ＶBEの電圧降下が生ずるよう設計されている。
【００１９】結果的に基準電圧源Vr2 はトランジスタT1
2 とT13 が導通にある時、ほぼ３ＶBEの電圧を提供せね
ばならない。印加電圧は、それ故この基準電圧源Vr2 と
他の電圧源を含む図１の回路の種々の回路素子で生ずる
電圧降下を補償するため、この基準電圧源Vr2 よりも十
分高くなければならない。回路素子の抵抗とトランジス
タが適正な大きさで、トランジスタの静的動作点が必要
上飽和領域近くの能動領域の限界にあるときは、印加電
圧はほぼ２Ｖ以内でよいが、受信機回路が適正に動作し
ているときはこの値以下になってはいけない。
2 とT13 が導通にある時、ほぼ３ＶBEの電圧を提供せね
ばならない。印加電圧は、それ故この基準電圧源Vr2 と
他の電圧源を含む図１の回路の種々の回路素子で生ずる
電圧降下を補償するため、この基準電圧源Vr2 よりも十
分高くなければならない。回路素子の抵抗とトランジス
タが適正な大きさで、トランジスタの静的動作点が必要
上飽和領域近くの能動領域の限界にあるときは、印加電
圧はほぼ２Ｖ以内でよいが、受信機回路が適正に動作し
ているときはこの値以下になってはいけない。
【００２０】他方、図２における回路形態の本考案の原
理により、抵抗R9とR10 がトランジスタT12 とT13 の動
作に適合した大きさであれば、基準電圧源Vr3 にとっ
て、対応するトランジスタのベース・エミッタ接合での
電圧降下と接地した抵抗での電圧降下の和に等しいほぼ
２ＶBEの電圧を減衰段の各分岐に印加することのみが必
要となる。同様に、トランジスタT1とT2の静的動作点を
飽和領域近くの能動領域の限界に持っていくと、第１の
差動段を導通させるには基準電源Vr2 がほぼ２ＶBEの電
圧を供給するのみでよい。従って抵抗R5とR6が適切な大
きさで、トランジスタT3とT4が飽和領域近くの能動領域
の限界で動作していれば、図２の系は約1.5 Ｖの印加電
圧で効率よく動作し、すなわちこの値は図１の回路にお
けるより小さい。
理により、抵抗R9とR10 がトランジスタT12 とT13 の動
作に適合した大きさであれば、基準電圧源Vr3 にとっ
て、対応するトランジスタのベース・エミッタ接合での
電圧降下と接地した抵抗での電圧降下の和に等しいほぼ
２ＶBEの電圧を減衰段の各分岐に印加することのみが必
要となる。同様に、トランジスタT1とT2の静的動作点を
飽和領域近くの能動領域の限界に持っていくと、第１の
差動段を導通させるには基準電源Vr2 がほぼ２ＶBEの電
圧を供給するのみでよい。従って抵抗R5とR6が適切な大
きさで、トランジスタT3とT4が飽和領域近くの能動領域
の限界で動作していれば、図２の系は約1.5 Ｖの印加電
圧で効率よく動作し、すなわちこの値は図１の回路にお
けるより小さい。
【００２１】本考案の他の実施態様では単一の減衰分岐
が対称構造の減衰段の代わりに使用され得る。かかる実
施態様は、勿論素子の数を極力減ずる必要があり、わず
かのＳ／Ｎ比の劣化が許容される場合に使用することが
できる。
が対称構造の減衰段の代わりに使用され得る。かかる実
施態様は、勿論素子の数を極力減ずる必要があり、わず
かのＳ／Ｎ比の劣化が許容される場合に使用することが
できる。
【００２２】勿論多くの変形と修正が本考案の実施態様
として考案の本質を離れることなく可能である。例えば
npn トランジスタはpnp トランジスタで置換可能であ
り、バイポーラトランジスタとして示され記述されてき
た一個または複数個のトランジスタは電界効果トランジ
スタで置換することができる。
として考案の本質を離れることなく可能である。例えば
npn トランジスタはpnp トランジスタで置換可能であ
り、バイポーラトランジスタとして示され記述されてき
た一個または複数個のトランジスタは電界効果トランジ
スタで置換することができる。
【図１】先願の特許明細書に示され記述された増幅兼混
合入力段の簡略化した回路線図である。
合入力段の簡略化した回路線図である。
【図２】本考案に係る先願の回路線図を修正した入力段
の回路線図である。
の回路線図である。
Claims (1)
- 【請求項１】 無線周波信号発生器(RF)の出力に接続す
る差動入力端子と、増幅器の利得を自動的に調整するた
め、無線周波信号の平均レベルに依存して変化する少な
くとも一つの電圧(V1, V2)を発生する受信機回路(AGC)
に接続する調整端子とを有する差動増幅器（T1−T4)
と、その差動増幅器（T1−T4) の差動出力端子に接続す
る第１の入力と、発振器(OS)に接続する第２の入力と、
これが出力を形成する出力とを有する混合器（T5−T11)
とを具え、無線周波信号発生器(RF)の出力が直流短絡回
路であり、利得調整端子が差動増幅器（T1−T4) の一入
力端子と一致し、混合器（T5−T11)が差動入力段（T5−
T7) を具える無線周波受信機用トランジスタ化増幅兼混
合入力段において、当該増幅兼混合入力段が混合器（T5
−T11)と無線周波信号発生器(RF)の出力間に接続され、
その減衰係数があらかじめ設定される減衰器（T12, T1
3, R7-R10) を具え、当該減衰器が少なくとも１個のト
ランジスタ(T12, T13)を具え、そのトランジスタのエミ
ッタが抵抗(R7, R8)を介して無線周波信号発生器(RF)の
出力に接続され、そのコレクタが混合器の差動入力段(T
5-T7) の出力端子に接続され、前記トランジスタ(T12,
T13)がそのエミッタ・ベース接合を正方向にバイアスす
るよう適合された回路手段( Vr3, R9,R10) に接続され
ていることを特徴とする無線周波受信機用トランジスタ
化増幅兼混合入力段。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| IT8323043A IT1212776B (it) | 1983-09-29 | 1983-09-29 | Stadio d'ingresso amplificatore e miscelatore a transistori per un radioricevitore. |
| IT23043A/83 | 1983-09-29 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0648222U JPH0648222U (ja) | 1994-06-28 |
| JPH0718180Y2 true JPH0718180Y2 (ja) | 1995-04-26 |
Family
ID=11203200
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59198761A Pending JPS60102028A (ja) | 1983-09-29 | 1984-09-25 | 無線周波数信号受信器用トランジスタ化された増幅器および混合器入力段 |
| JP1992037431U Expired - Lifetime JPH0718180Y2 (ja) | 1983-09-29 | 1992-06-03 | 無線周波受信機用トランジスタ化増幅兼混合入力段 |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59198761A Pending JPS60102028A (ja) | 1983-09-29 | 1984-09-25 | 無線周波数信号受信器用トランジスタ化された増幅器および混合器入力段 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4704738A (ja) |
| JP (2) | JPS60102028A (ja) |
| DE (1) | DE3435728C2 (ja) |
| FR (1) | FR2552956B1 (ja) |
| GB (1) | GB2149600B (ja) |
| IT (1) | IT1212776B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007506326A (ja) * | 2003-09-23 | 2007-03-15 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 高性能低雑音増幅器 |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6218809A (ja) * | 1985-07-18 | 1987-01-27 | Toshiba Corp | チユ−ナａｇｃ回路 |
| EP0462782B1 (en) * | 1990-06-16 | 1995-03-01 | Nec Corporation | Receiver for a cellular mobile radio communication system |
| JP2884869B2 (ja) * | 1991-12-12 | 1999-04-19 | 日本電気株式会社 | 周波数ミキサ回路 |
| US5625307A (en) * | 1992-03-03 | 1997-04-29 | Anadigics, Inc. | Low cost monolithic gallium arsenide upconverter chip |
| US5465415A (en) * | 1992-08-06 | 1995-11-07 | National Semiconductor Corporation | Even order term mixer |
| US5396192A (en) * | 1993-12-29 | 1995-03-07 | At&T Corp. | Radio frequency amplifier |
| JPH08307181A (ja) * | 1995-05-09 | 1996-11-22 | Sony Corp | レベル制御回路 |
| US5570056A (en) * | 1995-06-07 | 1996-10-29 | Pacific Communication Sciences, Inc. | Bipolar analog multipliers for low voltage applications |
| US5650743A (en) * | 1995-12-12 | 1997-07-22 | National Semiconductor Corporation | Common mode controlled signal multiplier |
| GB2321148B (en) * | 1997-01-11 | 2000-10-25 | Plessey Semiconductors Ltd | Double balanced mixer |
| US5933771A (en) * | 1997-06-20 | 1999-08-03 | Nortel Networks Corporation | Low voltage gain controlled mixer |
| US6073002A (en) * | 1998-05-04 | 2000-06-06 | Motorola | Mixer circuit and communication device using the same |
| JP2000174576A (ja) * | 1998-12-08 | 2000-06-23 | Fujitsu Ltd | 可変利得増幅器 |
| US6230001B1 (en) * | 1999-05-27 | 2001-05-08 | Rockwell Collins, Inc. | Active commutated double balanced mixer |
| GB2351404B (en) | 1999-06-24 | 2003-11-12 | Nokia Mobile Phones Ltd | A transmitter and a modulator therefor |
| US6259323B1 (en) | 1999-12-17 | 2001-07-10 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Gain control for low noise amplifier |
| GB2358532A (en) * | 2000-01-22 | 2001-07-25 | Mitel Semiconductor Ltd | AC voltage amplifier using current mode stages |
| US6725030B2 (en) * | 2000-12-28 | 2004-04-20 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | CMOS radio frequency amplifier with inverter driver |
| US6865382B2 (en) * | 2002-01-07 | 2005-03-08 | Broadcom Corp. | Mixer having low noise, controllable gain, and/or low supply voltage operation |
| KR100574470B1 (ko) * | 2004-06-21 | 2006-04-27 | 삼성전자주식회사 | 전류증폭결합기를 포함하는 선형 혼합기회로 |
| KR100783492B1 (ko) * | 2004-07-31 | 2007-12-11 | 인티그런트 테크놀로지즈(주) | 차동증폭회로 및 이를 포함한 믹서회로 |
| US20100127735A1 (en) * | 2006-10-31 | 2010-05-27 | Wen Hu Zhao | Mixer circuit and mixer circuit arrangement |
| CN103607177B (zh) * | 2013-12-05 | 2016-04-20 | 中国电子科技集团公司第三十八研究所 | 一种解决芯片批次间增益不一致性的电路 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5879342A (ja) * | 1981-09-16 | 1983-05-13 | エス・ジ−・エス−アテス・コンポネンチ・エレツトロニシ・ソシエタ・ペル・アチオニ | 無線周波受信機用トランジスタ化増幅兼混合入力段 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3431506A (en) * | 1965-06-23 | 1969-03-04 | Us Army | Electronically variable radio frequency attenuator |
| US4301455A (en) * | 1979-10-17 | 1981-11-17 | United States Of America | Groundspeed measurement system |
-
1983
- 1983-09-29 IT IT8323043A patent/IT1212776B/it active
-
1984
- 1984-09-25 JP JP59198761A patent/JPS60102028A/ja active Pending
- 1984-09-25 FR FR8414667A patent/FR2552956B1/fr not_active Expired
- 1984-09-28 DE DE3435728A patent/DE3435728C2/de not_active Expired - Fee Related
- 1984-09-28 GB GB08424549A patent/GB2149600B/en not_active Expired
- 1984-10-01 US US06/657,572 patent/US4704738A/en not_active Expired - Lifetime
-
1992
- 1992-06-03 JP JP1992037431U patent/JPH0718180Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5879342A (ja) * | 1981-09-16 | 1983-05-13 | エス・ジ−・エス−アテス・コンポネンチ・エレツトロニシ・ソシエタ・ペル・アチオニ | 無線周波受信機用トランジスタ化増幅兼混合入力段 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007506326A (ja) * | 2003-09-23 | 2007-03-15 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 高性能低雑音増幅器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4704738A (en) | 1987-11-03 |
| FR2552956B1 (fr) | 1988-03-25 |
| GB8424549D0 (en) | 1984-11-07 |
| IT8323043A0 (it) | 1983-09-29 |
| DE3435728A1 (de) | 1985-04-11 |
| GB2149600A (en) | 1985-06-12 |
| FR2552956A1 (fr) | 1985-04-05 |
| GB2149600B (en) | 1986-11-05 |
| JPH0648222U (ja) | 1994-06-28 |
| JPS60102028A (ja) | 1985-06-06 |
| DE3435728C2 (de) | 1995-04-13 |
| IT1212776B (it) | 1989-11-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH0718180Y2 (ja) | 無線周波受信機用トランジスタ化増幅兼混合入力段 | |
| US4480337A (en) | Transistor mixer and amplifier input stage | |
| US6304142B1 (en) | Variable transconductance amplifier | |
| US4388540A (en) | Controllable multiplier circuit with expanded gain control range | |
| JPH0728180B2 (ja) | 増幅器 | |
| US4344043A (en) | Variable load impedance gain-controlled amplifier | |
| US4379995A (en) | Gain controlled amplifier | |
| US4864248A (en) | Amplifier arrangement with controllable gain | |
| US3723894A (en) | Automatic gain control circuit | |
| JPH0237129B2 (ja) | ||
| CA1081791A (en) | Am receiver | |
| US4385400A (en) | Automatic gain control arrangement useful in an FM radio receiver | |
| US6278299B1 (en) | Voltage to current converter | |
| US4167649A (en) | Current mirror circuit and apparatus for using same | |
| US4345214A (en) | Variable emitter degeneration gain-controlled amplifier | |
| US5047729A (en) | Transconductance amplifier | |
| JPH07240663A (ja) | アクティブフィルタ回路 | |
| JPH0712153B2 (ja) | Ｆｍ受信機 | |
| JPS6056322B2 (ja) | 利得切換機能を有する広帯域平衡増幅器 | |
| JPS5930330B2 (ja) | 自動利得制御回路 | |
| JPH0514577Y2 (ja) | ||
| JPS60182812A (ja) | 自動利得調整回路 | |
| JPH08307181A (ja) | レベル制御回路 | |
| JPH0356009B2 (ja) | ||
| JPS604614B2 (ja) | 利得制御回路 |