JPS6218809A - チユ−ナａｇｃ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明はチューナＡＧＣ回路に係シ、特にＡＧＣ動作
によるＮＦＣ雑音指数）の劣化を軽減するととも釦、非
直線歪の発生を軽減したチューナＡＧＣ回路に関する。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

一般洗チューナの基本的機能は、受信高周波信号を中間
周波数信号に周波数変換することにちる。

この周波数変換作用においては８／Ｎ比を十分にとり、
必要な電力利得を得ることが必要とされるが上記周波数
変換作用は所定の選択度を保った状態で行なう必要があ
る。またチェーナは混変調歪等の歪発生の面からもその
利得を制御する必要がある。しかし、信号歪の除去とＳ
／Ｎの劣化は両立し得す、チューナにおいて、信号歪を
抑圧し、かっＳ／Ｎの劣化を防止することをいかに実現
するかが問題となる。

この問題は通常のテレビジョン放送の場合以外にも伝送
チャンネル数が多い多チヤンネル放送形態を特長とする
ＣＡＴＶ放送においても問題となる０ ％ＫＣＡＴＶのコンバータとして機能するＣＡＴＶチュ
ーナでは、多数チャンネル入力信号を一旦高域周波数で
ある第１中間周波数に第１ミキサーにより周波数変換し
、この後に２ミキサーによって一般の商用テレビジ１７
周波数に周波数変換する。このようなチューナは、入力
信号周波数を高域変換した後、これよシも周波数の低い
所定周波数に変換することからアップダウンチューナと
呼ばれる。

上記したように多数チャンネル同調がＣＡＴＶ放送受信
においてなされるが、ＣＡＴＶ放送受信信号は同軸ケー
ブル等を介してチューナに加えられる。このとき、各チ
ャンネルの信号レベルは必ずしも同一平担出力とは限ら
ないので、中継器で伝送チャンネルの低チャンネルと高
チャンネル周波数に対して利得を異ならせるチルト形式
の増櫂を行なう。このチルト特性をどのようにするかは
受信側におけるチャンネル間のレベル偏差、伝送系の歪
雑音等を考慮して決められる。即ち、伝送信号は、受信
側での信号歪、Ｓハの劣化の防止を考慮して伝送される
。

従って、チューナでは伝送された信号に対する歪発生及
び雑音指数の劣化防止が基本的に要求される。

第す図は、上記アップダウンチューナの従来回路を示す
。同図で入力端子１には多チャンネルＣ律 ＡＴＶ信号が印加される。この自、高域フィルタ２低域
フイルタ３とで実質的に形成される帯域フィルタを介し
て第１ミキサー４に加えられる。この第１ミキサー４に
は、増幅器５を介して第１局部発掘器６の発振出力が加
えられ上記端子１に加えられた入力信号周波数は高域周
波数に周波数変換されるっこの高域周波数に周波数変換
された信号は、バンドパスフィルタ７、中間周波増幅器
８、更にバンドパスフィルタ９を介して第２ミキサー１
０に入力される。そして、この第２ミキサー１０は上記
中間周波信号を所定の商用周波数に第２局部発振器１１
の発振出力を用いて周波数変換が行なわれ、この周波数
変換された信号は出力バンドパスフィルタ１２を介して
出力端子１３より導出される。

上述したように、一般的にチューナには伝送系を経て得
た信号に対して、雑音指数を劣化させないこと及び歪の
発生を抑圧して信号の劣化を防止することが望まれる。

一般に増幅器に非直線歪が発生しているときには、増幅
器の入力信号電圧と出力信号電圧には次の関係がある。

上記第（１）式から判るように、非直線歪はかなシの高
次のものまで発生するが、実用上は２次歪成分（ｎ＝２
）、３次歪（ｎ＝３）までを考えればよい。上記第（１
）式で示される歪の発生がチューナで起きると、混変調
妨害、ビート妨害が発生する。

また、混変調は伝送チャンネル数が増えると顕著になる
。

一方、ビート妨害は、多数の高周波信号を同時に伝送す
る場合に、増幅器で発生した歪成分がテレビ高周波信号
の帯域内に存在すると発生する。

このような増幅器の歪による影響を抑圧するという観点
から上記第６図に示した従来例では、第１ミキサー４の
前段には増幅器を設けない構成となっており、第１ミキ
サー４自体も例えばダイオードブリッジで構成され、歪
発生の原因となる増幅器を上記第１ミキサー４の前段に
介在させない回路配置としである。

このような第６図に示したチューナでは、チューナで発
生する混変調歪、ビート妨害による歪等は低減されるが
、ＣＮ比（Ｃａｒｒｉｅｒ　ｔｏ　ｎ１ｓｅ　ｒａｔｉ
ｏ）の面からは望ましくない。

ＣＮ比は一般に ＣハＣｄＢ　］−＝ｅ　ｉ　ＣｄＢμ）　ＮＦ　ＣｄＢ
）　０．８　ｄＢ　＝・（２）で示てれる。また、縦続
台数ｍとした場合の総合（Ｃ／Ｎ）ｍは （Ｃ／Ｎ）　ＣｄＢ）＝（Ｃハ）　〔ｄＢ）　−１０１
０ｇ、。ｍ　　”’　（３）となり、総合Ｃハ比は増幅
器の縦続台数ｍに逆比従って、ｍ台増幅器を縦続接続し
たときのＣ／Ｎ比を、１台のときと同じ値に保つために
必要な各段の増幅器の入力信号レベルｅｉは ｅ　ｒ　（：　ｄ　Ｂ　ｘ　）　二ｅ　ｍ　ｓ　ｎ　（
ｄ　Ｂμ）＋１０１ｏ１０１ｏ　　　−（４）で示され
る。ここで、ｅｍｌｏは上記第（２）式を用いて求まる
最低信号入力レベルである。

このことから判るように、所定値のＣ／Ｎヲ得るＫは、
信号レベルを所定レベルとすることが要求される。

即ち、Ｃ／Ｎ比、歪の両特性を考慮して最適レベルに入
出力レベルを設定しなければならない。

上記第６図に示した例のチューナ回路では、第１ミキサ
ー４の前段に増幅器を設けていないので歪発生の面から
は処理信号レベルが低く望ましいが、Ｃ／Ｎ比の観点か
らすると、次段の増幅器で所定のＣ／Ｎを満足するに足
りる信号レベルとなっていないので、Ｃ／Ｎ比の劣化が
問題となる。

そこで、この問題に対しては、混変調歪等の歪発生の問
題を１性にして上記第６図に示した入力側の４Ｍフィル
タ２と低域フィルタ３との間に増幅器を介在させる回路
構成が一般的である。第７図はこのような回路構成を示
す回路図であり、増幅器１４を介在接続した点が第６図
の回路と異なる。

上記増幅器１４は一般的にプリアンプと呼ばれ、上述し
たＣハ比の劣化を防止する意味で設けられたものである
。

第７図に示すチューナでは、プリアンプとして機能する
増幅器１４は上記第（４）で示す入力レベルに信号レベ
ルを高め所定のＣ／Ｎ比を得るのに寄与するが、この一
方において２次歪、３次歪が大きくなる問題が発生する
っ 即ち、Ｃ／Ｎが改善される一方において上記増幅器１４
に非直線歪がちると、混変調歪が発生してくるので、　
Ｃ／Ｎを向上する動作をする上記増幅器１４の利得は必
要以上の利得によって上記混変調歪等の歪発生を助長し
ないよう制御する必要がある。

増幅器をｍ段縦続接続した場合、各増幅器の電力利得を
Ｇｌ、Ｇ２．・・・Ｇｍとし、各増幅器の雑音指数をＮ
Ｆ　１　、　ＮＦ　２　、・−ＮＦｒｎとすると、総合
雑音指数ＮＦｔで示され、雑音指数及びＣハ比の面から
考えるとチューナを構成する増幅器の後段で利得制御す
るのが有利である。

しかし、歪発生の面からチェーナを構成する増幅器のう
ち、前段の増幅器の利得を制御するのが望ましい。

そこで、歪特性の劣化、Ｃ／Ｎ比の劣化の両者をともな
わないようにチューナの利得を制御することが望まれる
。

上記第７図において利得を自動制御する所謂ＡＧＣ制御
対象となる増幅器としては、（１）中間周波増幅器８　
、　（２）プリアンプとして機能する増ｊ幅器１４とが
ある。

この場合、中間周波増幅器８に対してＡＧＣ動作を行な
ったときには、入力信号に対してレベル減衰制御をして
も上記第（４）式を満足する種変の信号レベルが確保さ
れていれば、Ｃハ比の劣化は防止されるが、最大入力レ
ベル時にあっては歪発生の防止は十分にはなされない。

これは、第１ミギサー４で周波数変換時に用いる非直線
素子による信号歪の発生の後に利得制御を行なうことて
よる、また、プリアンプとして機能する上記増幅器１４
に対しＡＧＣ動作を行なう場合にあっては、上記増幅器
１４が例えば５５〜４５０　ＭＨｚの広帯域増幅器であ
るため、利得減衰制御による減衰量（ゲインリダクシ曹
ン；ＧＲ）には限度があり、歪発生を抑圧するに十分な
量のＧＲは望めない。

このように第　図に示した従来のチューナＡＧＣ回路で
は、Ｃ／Ｎ比特性及び歪特性の両特性を所定のものとし
、最近レベルに信号の利得を制御することが困難である
という間厘がある。

〔発明の目的〕

この発明は、上記の点に鑑みてなされたものであり、　
Ｃ／Ｎ比特性、歪特性の両面から、信号レベルを最適値
に制御し得る千−−すＡＧＣ回路を提供することを目的
とする。

〔発明の実施例〕

以下、図面を参照してこの発明に係るチューナＡＧＣ回
路の実施例を説明する。

第１図は、この発明に係るチューナＡＧＣ回路の一実施
例を示す回路図であり、多チャンネル信号、例えばＣＡ
ＴＶ信号を受信する所謂アップダウンチューナに対して
ＡＧＣ動作を行なわせる回路例を示す。

同図において、入力端子１．００にはＣＡＴＶ放送信号
等の多チャンネル信号が入力され、この入力信号のうち
、不要帯域成分は高域フィルタ２００で阻止された後に
プリアンプとして機能する増幅器１４０に入力される。

この増幅器１４０はエミッタ接地のトランジスタＱｌ、
ベース接地のトランジスタＱ２をカスケード接続してあ
り、上記エミッタ接地トランジスタＱｌの負荷側を次段
のベース接地トランジスタＱ２のベース人力に接続しで
あるので上記ベース接地トランジスタＱ２の入力容量が
減少し広帯域増幅を可能例している。このようなカスケ
ード接続により広帯域増幅がなされるが、トランジスタ
Ｑ２のコレクタ側から出力をコンデンサＣ１、コンデン
サＣ２と抵抗Ｒ１よりなる帰還路を介して上記トランジ
スタＱ１のベース側に帰還させることで帯域補償を行な
い更に広帯域特性動作を確実にする。この場合トランジ
スタＱ１のコレクタと接地電位間に接続したコンデンサ
Ｃｓ、抵抗Ｒ７の直列回路は発振防止として機能する。

またバイアス電圧は、電源端子電圧を抵抗Ｒ２，Ｒ３，
Ｒ４による直列回路で分圧しトランジスタＱｌ　、Ｑ２
の夫々のベースに加えられる。トランジスタＱ２のコレ
クタに対してはバイアス回路側がインダクタンスＬｌを
介して加えられるが、このインダクタンスＬ１は高周波
信号成分がバイアス回路側に混入するのを阻止するチョ
ークコイルとして働ら〈。この場合、不要高周波成分は
コンデンサＣ３を介して側路されるっ　　　　　　　　
　　　　−そして、上記トランジスタＱｌ、Ｑ２で構成
されたカスケード増幅器の出力はコンデンサＣ４により
直流分が除去された後、低減フィルタ３００を介して第
１ミキサー４００に入力される。

なお、上記増幅器１４０の出力側に接続された抵抗Ｒ４
、Ｒｓ　、　Ｒ６は、実質的には交流に対するπ形減衰
器を構成し、次段における第１ミキサー４００での非直
線性素子による信号歪の発生の抑圧に寄与する。この信
号歪の発生の抑圧は、次段の低域フィルタ３００によっ
て不要低域信号成分が上記第１ミキサー４００に入力さ
れるのを阻止することＫよっても一層確実になされる。

また、プリアンプとしての増幅器１４０は、ＡＧＣ電圧
が印加される端子Ｐ１を有している。この増幅器１４０
に対するＡＧＣ動作については後述する。

上記低域フィルタ３００を介して第１ミキサー４００に
加えられた信号は、第１局部発振器６０の発根出力を増
幅器間で増幅した信号を用いて高域周波数に周波数変換
される。この周波数変換は、トランスＴ１０を介してト
ランスＴ２０の２次側タップに供給された放送信号（几
Ｆ信号）周波数と受信局に応じた発振周波数を有する上
記第１局部発振器６０の発振出力周波数との加算がタイ
オードＤ１ｏ　。

Ｄ２０　、Ｄ３０　、Ｄ４０でなるダイオードブリッジ
よりなる周波数混合作用により行なわれる。このように
して高域周波数に周波数変換された信号はトランスＴ３
ｏ、帯域フィルタＬＩＯ，ＣＩＯ，Ｃ２０を介してλ／
４形で形成され急峻な周波数特性を有するバンドパスフ
ィルタ７０に入力１れ不要帯域成分を除去した後に、中
間周波増幅器８０に加えられる。

この中間周波増幅器８０は、３次歪の発生を抑えるため
ＦＩＴで構成され、この場合入力信号は上記（４）式で
示されるようＫＣハ比劣化させない種度のレベルに前段
の増幅器１４０で所定レベルに増幅された信号が印加さ
れる、また、上記中間周波増幅器８０ばＡＧＣ端子端子
全２しており、上記ＦＥＴの第２ゲート電圧を制御する
ことによってその利得が制御される。この利得制御によ
る利得減衰澄蓋はプリアンプとし′Ｃ機能する上記増幅
器１４０に対する利得減衰量よりも大きくしである。こ
れは前述した第（５）式で示されるように、雑音指数及
びＣ／Ｎ比の面から後段の増幅器に対しての相対的利得
制御を行なった方がその特性の劣化が妨げられることに
よる。更には１次段側における第２ミキサー１１０での
非直線性素子による周波数変換作用で発生する混変調歪
等の歪特性の劣化を防止する意味からも上記中間周波増
幅器８０の利得制御が必要とされる。

上記中間周波増幅器８０で利得が制御された出力信号は
、λ／４形で誘導結合により所定の特性を有するフィル
タＴ４０を介し、更に整合回路Ｌ２０．Ｌ３０゜Ｃ３０
ヲ介してバンドパスフィルタ９０に加えられる。

コノバンドパスフィルタ９０によシネ要周波数成分が除
去された高域周波数に周波数変換された中間周波信号は
第２ミキサー１１０に加えられる。

第２ミキサー１１０は、上記第１ミキサー４００によっ
て高域周波数に変換した信号を第２局部発振器１１１の
出力を用いて所定周波数に低域変換される。この低域周
波数変換作用によって得た信号は出力パントバスフィル
タ１１２を介した後、チ−ナ出力端子ＯＵＴより出力さ
れる。

このようにしてチューナの出力端子ＯＵＴに得た放送信
号に対する映像中間周波数信号は、所定周波応答を有し
た表面波フィルタ１１３を介し映像中間周波増幅回路１
１４で増幅される。この後、上記映像中間周波増幅回路
１１４の出力信号レベル江応じて、ＡＧＣ検波回路１１
５でＡＧＣ検波がなされＡＧＯ電圧を発生する。ここで
発生したＡＧＣ電圧は、上記プリアンプとしての増幅器
１４０、中間周波増幅器８０の夫々のＡＧＣ端子Ｐｌ、
Ｐ２１１′ｉ：印加されＡＧＣループを構成する。なお
、ＡＧＣ検波回路１１５でのＡＧＣ検波は例えば、信号
のピークを検出するピーク検波等が用いられる。

次に上述した第１図に示すチューナＡＧＣ回路における
ＡＧＣ動作について説明する。

チェーナの基本機能の一つとして、受信高周波信号に対
する周波数変換動作が挙げられる。周波数変換動作は周
波数ミキサーによるヘテロダイン動作により行なわれ、
素子の非直線性により発生する信号歪を考えると、例え
ばダイオードブリッジ（Ｃよるミキシング回路が用いら
れる。しかし、この周波数変換時には、変換損失をとも
ない次段の増幅器である中間周波増幅回路８０シてＣハ
比を劣化させないに十分なレベルで信号を供給すること
ができない場合があるっ 即ち、人力信号レベルが低レベルである場合に騨比の劣
化を到来信号時におけるＣ／Ｎ比値以上に悪化させない
ために、上記増幅器１４０がプリアンプとして第１ミキ
サー１４０の前段に設けられる。

しかし、この増幅器１４０の利得が必要以上に過大であ
ると、増幅器１４０自体の非直線により前述した第（１
）弐にもとすく歪が信号に発生することになる。

ここで、増幅器自体の非直線性は、当該チャンネル信号
に対してでなく、高次歪にあっては当該周波数成分以外
の不要周波数雑音成分を発生する。

また、非直線性歪は基本波周波数にあっても混変調歪と
して希望信号九対して影響を及ぼす。

このような非直線歪による影ｑＩは、放送波数が多い場
合や、ＣＡＴＶ等の多チヤンネル放送の場・、合には問
題となるっ 従って、上記増幅器１４０に対しては、上述した非直線
歪を発生が最小となるような利得に利得を制限し、かつ
次段で信号を処理する上でＣ／Ｎ比を劣化させない程度
の利得とする必要がある。

この意味において、上記増幅器１４０はＡＧＣ端子Ｐｌ
を有し、利得が最適制御される。

第１図中の増幅器１４０を構成するトランジスタ２段か
らなるカスケードアンプのトランジスタＱ１のエミッタ
側には、コンデンサＣｓｏ、Ｃｃｏ、Ｃ７ｏが接地電位
間に接続されており、上記コンデンサＣ６０とＣ７０の
間にはダイオードＤ５Ｑが介在接続されている。そして
このダイオードＤｓｏのアノード側はＡＧＣ端子Ｐ１に
接続されており端子Ｐ１にはＡＧＣ電圧が印加される。

上記カスケードアンプを構成するトランジスタＱｌは、
エミッタ接地であり、その利得はエミッタ側のインピー
ダンスに依存する。トランジスタＱｌのエミッタは直流
的には抵抗几５１．Ｒ５２を介して接地され、交流的に
はコンデンサＣ５０，Ｃ６０、ダイオードＤ５０、コン
デンサＣｏｏを介して接地される。そして上記ダイオー
ドＤｓｏに流れる電流が上記ＡＧＣ電圧によって制御さ
れ、利得減衰制御がなれない場合（ＧＲ＝ＯＣｄＢ〕）
ＫＲ１最大人ＧＣ電圧が上記ＡＧＣ端子Ｐ１に加わり上
記ダイオードＤｓｏに最大電流が流れる。この状態でＧ
Ｒ＝ｏのときのトランジスタＱｌの利得が定まるっ 一方、ＡＧＣ動作による利得減衰動作は上記ダイオード
Ｄｓｏのアノードに加えるＡＧＣ電圧を降下させること
ばより、上記ダイオードＤｓｏに流れるダイオード電流
を制限することで上記エミッタ側の高周波インピーダン
スを増加し利得減衰を行なう。このＡＧＣ動作により上
記増幅器１４０の利得を最適値にまで減衰し、増幅器１
４０による歪の発生が抑圧される。

このようにエミッタのバイパスコンデンサを用いての利
得制御は増幅器１４０自体で発生する非直線歪の発生を
抑圧するのに効果的である。また、上記非直線素子であ
るダイオードで構成される第１ミキサーの前段で最適利
得調整を行なうので、上記第（５）式で示される雑音指
数の劣化を最小にできる、更に、後段の第１ミキサーで
の変換損失の補償をなし得るとともに、中間周波増幅回
路８０でＣハ比を劣化させない程度の信号レベルまでに
信号の増幅を混変調歪をともなわずに行ない得る。

次に中間周波増幅器８０でのＡＧＣ動作について説明す
るに、該増幅器はＦＥＴで構成され、このＦＥＴの第２
ゲートＧ２にＡＧＣｆｉ圧を加え、バイアス電圧を変え
ることで利得減衰制御が行なわれる。

ＥＦＴは、素子自体３次歪の発生が少ないので次段の第
２ミキサー１１０での混変調歪は少なくできる。上述し
た第（５）式で示されるように、雑音指数の劣化防止の
観点からすると、Ａ、−ＧＣ動作による利得減衰の対象
となる増幅器は縦続接続された増幅器の後段側とするの
が望ましい。この意味において、上記中間周波増幅器８
０の利得減衰量（ＧＲ）は、上記増幅器１４０に対する
ＧＲ量よりも太きくしである、 ここで、前述した第（１）式で示される増幅器での非直
線歪について検討するに、２次歪、３次歪が実用上問題
とされるが３次歪には基本波と同じ周波数信号を妨害信
号として発生する混変調歪成分基本波とは異なる周波数
の妨害波の一つとしてのビート妨害がある。２次歪にあ
っては、基本波周波数での妨害波は発生しないが上記ビ
ート妨害は発生する。

混変調歪があるとテレビジョン信号を受信した場合、希
望チャンネルの信号が他チヤンネル信号によって実質的
に撮幅変調され再生画像に画質が劣化し、ビート妨害が
顕著な場合には再生画像にビート縞が現われる。

上記第１図に示した実施例では、非直線歪による上記ビ
ート妨害、混変調歪を軽減するとともに雑音指数、Ｃハ
比等の信号自体の劣化を防止するために、増幅器１４０
．中間周波増幅器８００両者に対して利得減衰制御を行
なっている。

第２図は第１図に示したＡＧＣ電圧に対する利得減衰制
御量（ＧＲ，（ｄＢ））特性を示す。同図中（ａ）は上
記増幅器１４０に対するＧＲ，特性を、（ｂ）は上記中
間周波増幅器８０に対するＧＲ特性を示す。また同図中
（Ｃ）は上記２段にわたるＡＧＣ動作の総合ＧＲ量性を
示す。同図で判るように、Ｇ　”　＝　Ｏ［ｄＢ］ｏｔ
ａ＋合ハ、ＡＧＣｔ圧Ｈ略ＭＶ１ｆ、Ｓす、ＡＧＣ電圧
が降下するにつれ、ＧＲＩＥは増大する。同図から判る
ように、上記増幅器１４０に対するＧＲｉは、上記中間
周波増幅器８０におけるＧＲ量よりも小さい。

これは、雑音指数、Ｃ／Ｎ比の劣化を起さずに、人力信
号に対しての増幅を行なうには、上述した第（５）式か
ら導かれるように極力前段増幅器での利得は減衰されず
、後段増幅器で利得減衰を行なうことが望ましいことに
よる。一方においてチューナの基本機能である周波数変
換機能をもち、かつ周波数変換損失をともなうとともに
非直線歪を発生する第１ミキサー４００に要求される最
適信号レベルを考慮して上記増幅器１４０での利得が決
められる。

また、中間周波増幅器８０においては、ＧＲ量を大きく
しても雑音指数Ｃ／Ｎ比の劣化は少ないので後段におけ
る第２ミキサー１１０での周波数変換動作による歪と少
なくする観点からＧＲ量が最適制御される。この場合、
チューナ全体のＣ／Ｎ比を劣化させないために上記第（
４）式に従かう次段回路（チューナ外部の増幅器１１４
）で必要とされるレベル以下にならない程度にＧＲ量が
制御される。

このようなチューナの系全体に対する最適ＧＲ値制御特
性は第２図中の特性（Ｃ）で示される。

第３図は、第１図に示した回路によるＡＧＣ動作時の利
得減衰ｔ（Ｇ几ＣｄＢ］）に対する１音指数（ＮＦ［ｄ
Ｂ））の関係を示す特性図である。同図中の記号は上記
第２図に示した特性図中の記号と対応する。第３図中、
（Ａ）はプリアンプとして機能する増幅器１４０に対す
るＧＲ量とＮＦの関係を示し、ＮＦの最悪のケースの特
性を示す同図中の（巻までには至らない。

即ち、上記増幅器１４０に対する雑音指数の劣化は、系
の初段で利得減衰を行なうことに起因するが初段の増幅
器１４０での歪発生を少なくすることができる程度にＧ
Ｒ量を決めてもＧＲ量を大きくするにつれＮＦの悪化度
は改善されるので、ＮＦの悪化が少なくなる状態でＧＲ
量の増大を可能としている。これに対して、中間周波増
幅器８０に対する特性を示す曲線（Ｂ）から判るように
、中間周波増幅器８０での雑音指数は、増幅器１４０に
おける雑音指数の悪化度よりも更に改善される。これは
第２ミキサー１１０での歪発生を抑えるために利得を抑
えたことが、上記増幅器１４０の場合に比べて雑音指数
に拘束されずに利得減衰を行なうことが可能になること
を意味する。

また、第３図中、特性曲線（Ｃ）は、チューナ全体とし
てのＧＲ量に対する雑音指数特性を示すが、同図から判
別されるように、ＡＧＣ動作による帰還作用によ、リチ
ューナ全体の雑音指数特性は、中間周波増幅回路８０の
雑音指数悪化度特性に比べ若干劣るが特性が得られる。

しかし、この雑音指数時性悪化度が若干劣っても、その
分歪特性の改善がＡＧＣ動作により改善される。

次に非直線歪特性についてみる。非直線歪としてピース
妨害の原因の一つとなる２次歪があるがこの２次歪は、
第１ミキサー４００にダイオード素子を用いたことに主
として起因するが、この２次歪量とＡＧＣ動作による利
得減衰量（ＧＲ［ｄＢ〕との関係を第４図に示す。同図
で示されるようにＧＲ量を大きくしても２次歪は悪化せ
ず、ＧＲ量０の場合７０ｄｆ３穆度であり、ＡＧＣ動作
にともなうＧＲ，ｉ）の増加に従がいＮＦは改善される
。なお、上記実施例ではＡＧＣ動作によるＧＲ量はＯ−
Ｚ’）ｄＢ糧度としである。

次に主として３次歪によって発生する混変調歪について
みると、ＡＧＣ動作による減衰量と混変調歪との関係を
示す第５図で明らかなように、ＧＲ量に拘らず最悪ｓｏ
　ＣｄＢ〕程度に抑圧される。

雑音指数を示す第３図、歪特性を示す第４図、第５図で
明らかなように、この発明によるチューナＡＧＣ回路に
あっては、雑音指数、Ｃ／Ｎ比等及び歪の両面において
それぞれの特性の悪を招くことなくチューナ本来の周波
数変換動作及び信号増幅動作をなし得る。

また、チェーナの系として、上記増幅器１４０及び中間
周波増幅器８０の利得を同時に、雑音指数及び歪の両面
から最適値に制御するので、周波数変換作用による歪の
問題及び雑音指数の劣化を防止し得る。

〔発明の効果〕

以上述べたように、この発明に係るチューナＡＧＣ回路
によれば、信号自体の劣化及び非直線素子を用いること
による歪に成分による妨害波の影響を抑圧し得、放送波
の増大、ＣＡＴＶ等の多チヤンネル放送に好適なチュー
ナＡＧＣ回路を提供し得るものである。

また、本発明によればチューナの基本機能として要求さ
れる周波数変換動作における歪信号成分の発生による混
変調歪、ビート妨害等による妨害波にもとすく希望信号
波の劣化が防止され、更には希望波自体の劣化も防止さ
れる。

なお、この発明は多チヤンネル放送であるＣＡＴＶ信号
の受信に限らず、一般のテレビジ叢ン信号の受信をはじ
め他の信号を受信するチューナにおいても適用し得るも
のである。更に、所謂アップダウンチューナに限らず、
一般のチューナにおいてもＡＧＣ遅延回路を用いること
なく、雑音指数の劣化、妨害波の発生を抑圧した状態で
受信周波数の周波数変換が、この発明によるチューナＡ
ＧＣ回路を適用することによりなし得るものである０ 更に、また可変利得増幅器はカスケード増幅器に限られ
るものではない。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明に係るチューナＡＧＣ回路の一実施
例を示す回路図、第２図、第３図、第４図、及び第５図
は第１図の回路の特性を示す特性図、第６図及び第７図
は従来の回路を示す回路図である。 １００・・・入力端子、　　１４０・・第１の可変利得
増幅器、６０・・・局部発振器、８０・・・第２の可変
利得増幅器、Ｐｌ・・・第１の利得制御電圧印加端子、
Ｐｌ・・・第２の利得制御電圧印加端子。 第２図 ＧＲ（ＧａｉｎＲｅｄｕｃｔｉｏｎ） 第６図 Ｌ−−−−−−−−−一−−−Ｊ□ １１７図 ２炙１

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 入力端子に印加された伝送信号を増幅し、増幅度を制御
   するための第１の利得制御電圧が印加される第１の利得
   制御信号印加端子を有し、前記利得制御電圧に応じて利
   得が制御される第１の可変利得増幅器と、 この第１の可変利得増幅器の出力周波数を所定の周波数
   で発振する局部発振器周波数信号を用いて周波数変換す
   るミキサーと、 このミキサーの出力端側信号を増幅し、増幅度を制御す
   るための第２の利得制御電圧が印加される第２の利得制
   御端子を有し、前記第２の利得制御電圧に応じて利得が
   制御される第２の可変利得増幅器と、 前記第１及び第２の利得制御端子に夫々前記第１及び第
   ２の利得制御電圧を印加する制御電圧印加手段を具備し
   、 前記第１及び第２の利得制御電圧で前記第１及び第２の
   可変利得増幅器の最適利得制御を行なうことを特徴とす
   るチューナＡＧＣ回路。