JPS62128231A - チユ−ナ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明はチェーナ回路に係り、特に局部発振器出力の
漏洩による影響、更にはりターンロスによる影響を防止
するとともに歪特性の劣化を軽減したチェーナ回路に関
する。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

一般にチューナの基本機能は、受信高周波信号を中間周
波数に周波数変換することにある。また周波数変換作用
においては８／Ｎ比を十分にとシ、必要な電力利得が要
求される。この場合、チー−を すは混変調歪環２歪発生の面からも、その利得がの 制御する必要がある。しかし、信号歪の除去とＳハの劣
化は両立し得す、チー−すにおＡで信号歪を抑圧し、か
つＳハの劣化を防止することをいかに実現するかが問題
となる。

この問題は、通常のテレビジ璽ン放送の受信に限らず、
伝送チャンネル数が多い多チヤンネル放送形態であるＣ
ＡＴＶにおいても問題となる。

ＣＡＴＶ施設に対する周波数配置例として、例えば１」
内では３ｃｈと４ｃｈの間の空き周波数帯にｃｈＡ−ｃ
ｈＪ　’Ｊでを割当てた所謂、ミツドバンドと呼ばれる
ＣＡＴＶ自主放送帯を設けている。このミツドバンドで
は１ｃｈ４たりの周波数帯域、映像キャリア、音声キャ
リア、色副搬送波周波数の関係は通常チャンネルと同様
の関係となるよう各チャンネルの周波数を設定している
。このため受信機から漏れた局部発振器出力がタップオ
フを介して他の加入者の受信機に対しての妨害は極力少
なくなるようにしている。このことは、米国におけるミ
ツドバンドにてのＣＡＴＩＩ放送についても同様である
。

ＣＡＴＶ放送は、多チヤンネル放送がその特徴の一つで
ラシ、チャンネル数が多いことに起因しビート等の不要
信号の発生が問題となる。そしてこれらの不要信号はチ
ューナの能動素子が有する非直線歪によって、更に新た
な不要信号の発生を助長する。

上述したよう罠、チー−すには伝送系を経て得た信号に
対して雑音指数を劣化させないこと及び歪信号の発生を
抑圧して信号の劣化を防止することが望まれる。

第４図はＣＡＴＶ等の多チヤンネル放送のチューナとし
て用いられる所謂アップダウンチューナとして知られる
チ、−す回路を示す。

同図で入力端子１には多チャンネルＣＡＴＶが印加され
、この後、高域フィルタ２、低域フィルタ３とで実質的
に形成される帯域フィルタを介して第１ミキサー４に加
えられる。この第１ミキサー４には、増幅器５を介して
第１局部発振器６の発振器６の発振出力が加えられ上記
端子１に加えられた人力信号周波数は高域周波数に周波
数変換される。この高域周波数に周波数変換された信号
は、バンドパスフィルタ７、中間周波増幅器８、更にバ
ンドパスフィルタ９を介して第２ミキサー１０に入力さ
れる。そして、この第２ミキサー１０は上記中間周波信
号を所定の商用周波数に第２局部発振器１１の発振出力
を用いて周波数変換が行なわれ、この周波数変換された
信号は出力バンドパスフィルタ１２を介して出力端子１
３より導出される。

一般に増幅器に非直線歪が発生しているときには、増幅
器の入力信号電圧と出力信号電圧には次の関係があるう Ｙ（ｄ　＝＝　　ｒｆ！ＫｎｅｎＢＨ（１）ｎ鴫１ 上記第（１）式中、非直線歪はかなりの高次のものまで
発生するが、実用上は２次歪酸分Ｃｎ＝２）３次歪（ｎ
＝３）ｔでを考えればよい。

上記第（１）式で示される歪の発生がチェーすで起きる
と、混変調妨害、ビート妨害が発生する。この場合、混
変調妨害の度合を示す混食調度は混変調妨害を与える信
号の振幅の２乗に比例する。そして、混変調歪は伝送チ
ャンネル数が増えると顕著になる。

一方、ビート妨害は、多数の高周波信号を同時に伝送す
る場合に、増幅器で発生した歪成分がテレビ高周波信号
の帯域内に存在すると発生する。

このような増幅器の歪による影響を抑圧するという観点
から上記第４図に示したチューナ回路では、第１ξキサ
−４の前段には増幅器を設けない構成となっておシ、歪
発生の原因となる増幅器を上記第１ミキサー４の前段に
介在させない回路配置としである。このためチー−すで
発生する混変調歪、ビート妨害による歪等は低減される
が、ＣＮ比（Ｃａ　ｒｒｌｅｒ　ｔｏ　ｎｏｉｓｅ　ｒ
ａｔｔｅｅ　）の面からは望ましくない。

Ｃハ比は一般に、 場合の総合（Ｃハ）ｍは （Ｃ／Ｎ）ｒｎ（ｄＢ）　＝　（Ｃ／Ｎ）［：ｄＢ］　
−１ｏＪＯｇｉＱｍ　−（３）となシ、総合Ｃハ比は増
幅器の縦続台数ｍに逆比例する。いいかえると、同一性
能の増幅器をｍ台縦続接続したとき、１０１Ｏｇ１ｏ１
０１Ｏ〕、Ｃ／Ｎが悪化する。従ってｍ台増幅器を従続
接続したときのＣ／Ｎ比を、１台のときと同じ値に保つ
ために必要な各段の増幅器の入力信号レベルｅｌは、 ｅｌ（ｄＢμ）＝ｅｍｔ、（ｄＢμ）＋１ｏｘｏｇ１ｏ
ｍ　　　−（４）で示される。ここで’ｍｔｎは上記第
（２）式を用いて求まる最低信号入力レベルである。

このことから判るように、所定値のＣハを得るには、信
号レベルを所定レベルとすることが要求される。即ち、
Ｃハ比、歪の両特性を考慮して最適レベルに入出力レベ
ルを設定しなければならない０ 上記第４図に示した例のチ為−す回路では、第が、Ｃ／
Ｎ比の観点からすると、次段の増幅器で所定のＣ／Ｎ比
を満足するに足シる信号レベルとなっていないのでＣハ
比の劣化が問題となる。

そこで、この問題に対しては上記第５図のチ。

−す回路の入力側の高域フィルタ２と低域フィルタ３と
の間に増幅器１４を介在接続した第５図に示すチェーナ
回路で、プリアンプとして機能する増幅器１４によりＣ
／Ｎ比の悪化を防止する。

しかし、第５図に示したチー−す回路でプリアンプとし
て機能する増幅器１４は上記第（４）式で示す入力レベ
ルにまで信号レベルを高め所定のＣハ比を得るのく寄与
するが、この一方において増幅器の非直線歪により２次
歪、３次歪が問題となる。

即ち、Ｃハ比が改善される一方において、上記増幅器１
４に非直線歪があると、混変調歪が発生してくるので、
Ｃハ比を向上する動作をする上記増幅器１４の利得は、
必要以上の利得によって上記混変調歪等の歪発生を助長
しないよう制御する必要がある。

増幅器をｍ段縦続接続した場合、各増幅器の電力利得を
Ｇｌ　、　Ｇ２　、・・・Ｇｍとし、各増幅器の雑音指
数をＮＦＩ、ＮＦ２．・・・ＮＦｍとすると、総合雑音
指数で示され、雑音指数及びＣ／Ｎ比の面から考えると
チューナを構成する増幅器の後段で利得制御するのが有
利である。

しかし、歪発生の面からチ為−すを構成する増幅器のう
ち、前段の増幅器の利Ｖ御するのが望ましい。

そこで、歪特性の劣化、Ｃハ比の劣化の両者を号のレベ
ル配分を行なう必要がある。

上述したアップダウンチェーナは、同調回路の容量変換
比の緩和、隣接妨害の面で有位であるがＮ／Ｆについて
は上記の通シ、第（５）式でも示される増幅器の利得が
第（４）式で決まるレベル配分によυ規制され必ずしも
良好ではない。

このため、上記第４図、第５図に示したアップダウンチ
為−すではＣ／Ｎ比特性及び歪発生の面から増幅器の利
得を制御するＡＧＣ回路が必要とさレル。また、局部発
振器の出力のラジエーシ四ンをいかに抑圧するかが問題
となる。

〔発明の概要〕

この発明ではＲ，Ｆアンプでの非直線歪の発生を抑圧す
るため、高周波入力信号に対し、先ず第１のアッテネー
タで減衰を与え、この後にローパスフィルタで不要高域
信号分を除去し更に第２のアッテネータで上記ローパス
フィルタ出力を減衰させるとともに同調フィルタを介し
てＲＦアンプに信号を入力する。

上記第２のアッテネータは上記ローパスフィルタと同調
フィルタとのバッファ動作をなし、上記第１のアッテネ
ータとめいまυ上記ＲＩＦアンプの入力レベルを非直線
歪が軽減でき、かつ極端にＮＦを悪化しない程度に減衰
させる。

これにより、この発ＩＪＩＫよれば上記ＲＦアンプ出力
での非直線歪が抑圧されると同時にＮＦの悪〔発明の目
的〕 この発明は、上記の点に鑑みてなされたもので輻射によ
る影響を防止したチー−す回路を提供することを目的と
する。

〔発明の実施例〕

以下、図面を参照しこの発明の実施例について説明する
。

上述したように、チェーナ回路では、　Ｃ／Ｎ比、歪特
性及び不要輻射成分！でよる影響を抑止する配慮が必要
となる。特に、歪による影響はチェーナ回路中の能動素
子が有する非直線歪により助長されるので、所謂ＲＦ増
幅器に入力される信号レベルについて配慮する必要があ
る。このときのレベルは、フォワード方向の本来の信号
に対しての不要信号に対して考慮しなければならないこ
とは＃もとより、リバース方向の不要信号、即ち、不要
輻射信号に対して配慮することが必要となる。この不要
輻射信号の原因となる信号としては、主として周波数変
換に供する局部発振器出力の漏洩があげられる。

第１図は、この発明に係るチ為−す回路の一実施例を示
す回路図である同図に示した回路例は、所謂ミツドバン
ド帯でのＣＡＴＶ放送を受信するチー−す回路例を示す
。

同図において、入力端子ＩＮＫ入力された放送信号、即
ちＲＦ入力信号は、アッテネータ１０で約４ｄＢ程度減
衰させた後、チュビシーフ形フィルタで構成すれるロー
パスフィルタ加によって高域成分が阻止される。そして
、チェビシェフ特性によるリップル成分はインダクタン
スＬＯＩ　、　ＬＯ２、ＬＯ３によって緩和され、次段
のπ形抵抗回路刃を介して単同調回路４０に加えられる
。この場合、上記抵抗回路３０は、バッファ機能を有す
るとともに遮断特性には優れているがリップル成分の減
衰を更に確実にする手段として用いる。

この単同調回路４０は、伝送系中で発生する不要信号及
び希望チャンネル以外の信号が几Ｆアンプ関に混入する
ことで几Ｆアンプ関を構成する能動素子の非直線性によ
る歪信号成分の発生を防ぐ機能を有する。

この場合、Ｒ，Ｆアンプ印を構成する能動素子はＰＥＴ
であシ、このＥＦＴは主として２次歪の非直線性を示す
ので、上記単同調回路荀により上記ＲＦアンプ団の出力
に発生する２次歪成分が抑圧される。なお、上記ＲＦア
ンプ団の出力は結合コンデンサＣ１ｓを介して次段の複
同調回路６０に加えられる。

この複同調回路６０は、２重同調回路により構成され、
上記ＲＦアンプ父の能動素子による２次歪成分の相互変
調成分、３次歪成分による相互変調成分、混変調成分を
抑圧する機能及び、次段のミプ キ７−回路７０との整合機能としても動作する。

そして、この複同調回路６０で抑圧しきれない不要信号
成分についてはコンデンサ６５により盈る程度減衰させ
る。

この後、上記ミキサー回路７０ではコルピッツ発振回路
形態の局部発振器８０の発振信号を用いて上記複同調回
路６０の信号周波数を受信チャンネルに応じた所定の発
振周波数に周波数変換する。このようにして周波数変換
されたミキサー回路７０の出力は複同調回路９０に加え
られる。

複同調回路９０では、インダクタンスＬ３２、コンデン
サＣ３ａ　、　Ｃ３７、Ｃ９９〒形成されふ筺１の＃担
回娘−コンデンサＣ３９，インダクタンスＬ３３で形成
場れるれ３重同調回路で不要信号を除去する。

この３段の共振回路では、上述したＲＦアンプ６０での
非直線性によるスプリアス成分を最終的に抑圧するため
の出力フィルタとして動作する。この場合、不要信号に
対してはノツチフィルタで減衰させればよいが、ノツチ
フィルタの挿入は映像搬送波近傍の群遅延特性に大きく
影響する。例えば、下隣接ノツチフィルタ１本の追加は
映像搬送波周波数での群遅延時間は約５０ｎ８劣化する
。このため、ノツチフィルタの数はできる限シ少なくす
る必要があるので、第１図に示した実施例では、集中定
数回路によるノツチフィルタ回路は構成させず、上記第
１の共振回路を構成するコンデンサＣ９９のリード端子
が有するインダクタンス成分を利用して、実効的にイン
ダクタンスＬ３２とＬ３３をＭ結合する。これによυ上
記第１の共振回路と第２の共振回路とは集中定数的には
コンデンサＣ３８，Ｃ３９の容量分割結合されているが
、分布定数的にはＭ結合となυ、下側隣接チャンネル側
で適量のノツチフィルタ特性を呈し、不要信号の除去の
トラップを群遅延特性を劣化させずに実現し得る。

複同調回路９０の出力はアッテネータ１００を介して出
力端子ＯＵＴに導出される。上記複同調回路９０の第１
．２．３の夫々の共振回路の共感周波数はこの周波数の
調整のなされた上記複同調回路９０の出力は次段のアッ
テネータ回路でそのレベル調整がなされる。

この場合、上記アッテネータ１００は、Ｒ，ＦＯＵＴ端
子側からインピーダンス不整合等による所謂バックトー
クを減衰させるのにも供すると共に、上記局部発振器８
０のラジェーシ冒ン成分が上記ＲＦＯＵＴ端子九発生す
るのを軽減するのにも寄与する。

上記第１図に示された本発明に係るチューナ回路の実施
例において、歪の抑圧に適合した信号のレベル配分、局
部発振器の漏洩信号の抑圧によりチー−す出力端で良好
なり／Ｕ比（希望波信号レベルと非希望波信号レベルと
の比）が得られることについて述べる。

受信高周波信号を中間周波数に、所定の周波数特性をと
もない周波数変換することを基本機能とするチ息−すに
おいては、周波数変換作用時での所謂ビート歪、ＲＦア
ンプでの混変調歪が問題となる。

ＲＦアンプ刃は、リバース方向の不要信号をフォワード
信号路から分離する意味において用いられるが、アンプ
が有する非直線性により上記第（１）式による歪が発生
する。この場合、異なる伝送チャンネル信号間で、一方
のチャンネル信号振幅に他のチャンネル信号蚤幅の影響
が及ぶ混変調歪と伝送チャンネル周波数間の周波数の和
、差による相互変調歪とが歪信号として発生する。この
よりな２の歪、混変調歪と相互変調のうち、上記ＲＦア
ンプ５０においては混変調歪の方が著シイ。

また、チェーナの本質的機能である周波数変換作用を行
なうミキサー回路７０では、相互変調によるビート妨害
が発生する。この場合、ミキサー回路７０での周波数変
換作用は入力信号に対して局部発振器８０の発振出力を
乗算することで行なう。このため、上記局部発振器８０
の出力が他の回路部分へ漏洩しないようにする配慮が必
要となるとともに・チー−すの入力端子側）２洩信号パ
゛を低減する必要がある。

ここで、上記ミキサー回路７０における相互変調歪につ
いてみると、上記局部発振器８０での発振周波数をｆ。

８０　ｅ受信チャンネルの映像搬送波周波数をＴ９．音
声搬送波周波数をｆ、とすれば、３次歪としての相互変
調歪による妨害信号周波数ｆＴＭはｂＭ＝ｆｐ　＋ｆｓ
　−ｆｏｓｃ　　　−（６）ｆ□ｙ、　＝　２ｆｐ　　
ｆｏ＠ｃ”・（７）で示される。

第２図は、第１図に示す本発明に係るチューナ回路の一
実施例を示す回路図における各部の信号レベルを示すレ
ベルチャートであり、同図で実線はフォワード方向の信
号レベルを示し、破線はリバース方向の信号レベルを示
す。

先ず、フォワード方向の信号について述べるとＣハ比の
悪化と雑音指数ＮＦの悪化の防止の両者を考慮し上記第
（３）式、第（４）式に従がうレベルに舊号レベルを配
分する。

即ち、入力され九几Ｆ入力信号は、最初の段のアッテネ
ータ１０で４ｄＢ　穆度減衰させ、この後に、減衰域無
極形のチェビシェフフィルタで構成されルローパスフィ
ルタＩにより不要高域信号を除去する（第２図（１））
。

減衰域無極形チェビシェフフィルタの伝送周波数特性は
、 ただし、Ｔ１１０６　”チェビシェフの多項式ｎ　：フ
ィルタの次数 ｆＯ：中心周波数 ＳＳ：通過帯域のｖｓｗＲ。

Ｂ　：通過帯域幅 で示され、所定の電圧定在波比、通過帯域幅等かう必要
なフィルタの次数が求まる。

上記アッテネータ１０の出力にはｆ、±５Ｍ（ｚ　。

ｆ、±５ＭＨｚ　等のスプリアス成分が存在するが、こ
れらに対してはノツチフィルタを用いて即座に減衰させ
ることはせず、後段において除々に減衰させる。これは
ノツチフィルタを介在させることで映像搬送周波数信号
に対する群遅延時間が増加し画質が劣化するのを防ぐた
めである。

そして、上記ローパスフィルタ冗の後段のアッテネータ
（資）では約２ｄＢ程度の減衰を行なう。

上記、アッテネータ１０．３０のいずれも減衰量自体は
少ないが、これはＲＦアンプ団における歪の発生を抑圧
とバッファ機能をももたせるためによる。即ち、上記ア
ッテネータ加は上記チェビシェフフィルタであるローパ
スフィルタ美と後段の単同調回路４０とのバッファ機能
を有する。

１単１１路４０は、受信帯域を中心周波とするように設
定する０例えば、ミツド／（ンドでのＣＡＴＶ放送を受
信するような場合は、その中心周波数をミツドバンド周
波数帯とする（第２図（■））。

上記ローパスフィルタ１０、単同調回路４０の２段にわ
たるフィルタ動作により、ＲＦアンプ犯での混変調歪、
相互変調歪の原因となる不要信号は減衰される。この状
態でＲＦアンプ園は入力高周波信号をアンプする。この
アンプ作用により雑音指数が良好となるが、上記ＲＦア
ンプ刃は局部発振器８０の漏洩レベル抑圧し入出力端間
でのアイソレージ盲ン機能を併せもつ。第２図からも判
るように、局部発振器８０の漏洩レベルを略３ＱｄＢ穆
度、リバース方向く対して減衰させる。

そして、上記ＲＦアンプ刃の出力に得られる信号中には
ＲＦアンプの非直線歪により混変調歪により混変調歪を
発生するが、この歪成分は後段の複同調回路６０の帯域
通過特性により成る程度除去される。このとき、上記複
同調回路６０及び単同調回路４００通過帯域周波数特性
は、選局するチャンネルに応じたチ為−ニング電圧ｖＴ
によって制御される。そして単同調回路菊、ＲＦアンプ
５０．複同調回路６０の夫々の入出方間結合は、容量分
割形態をとっているので、このことも上記混変調歪成分
の絶対値を減衰させるのに供する。

上記複同調回路６０の出力は結合コンデンサ６５を介し
てミキサー７０に受信高周波信号が加えられる。

ミキサー７０では、上記受信高周波信号を局部発振器８
０で発振出力を用いて周波数変換する。

この周波数変換作用は、ミキサー７０を構成するＦＥＴ
の乗算作用によるが、このとき相互変調歪が発生する。

なお、ミキサ−７０自体の利得は１５ｄＢ程度である。

そして、複同調回路９０は３重同調回路で構成され、こ
れらの３つの同調回路で受信チャンネルに対する帯域通
過周波数特性が設定される。このとき、上記第（６）式
、第（７）式で示される相互変調歪を十分抑圧する必要
があシ、またこの相互変調の原因となる局部発振器８０
の漏洩を抑圧することが望まれる。また、有料放送等の
場合、隣接、隣々接チャンネル信号に対する減衰を行な
い下側隣接チの下側の信号成分の減をが必要とかみ。こ
の種のミキサー回路７０の後段での通過帯域周波数特性
の設定は表面波フィルタで行なっていたが、表面波フィ
ルタ素子内での不要輻射エネルギー、例えばトリフルト
ランジェントエコー（ＴＴＥ　）４−、バルク波の発生
により前段側に不要信号が帰還され歪の発生を助長する
問題がある。更に表面波フィに増幅器が必要となシ、こ
の増幅器の非直線歪により歪が悪化する。このため、本
実施例にあっては表面波フィルタ素子を用いず、上記複
同調回路９０により歪信号成分を減衰させる回路構成を
なす。

この複同調回路９０は、前述のように３段の同調回路よ
シなす夫々の同調回路は容量分割結合としてあり、不要
信号の伝達が後段になされるのを阻止するに適した構成
としである。この場合、必要に応じ上記同調回路を構成
するインダクタンスを誘導結合させてもよい。これは、
誘導結合係数の制御により、通過帯域特性を制御するこ
とで不要信号を除去するという目的と、上記誘導結合に
より、通過帯域の下側の周波数域に位置する相互変調歪
成分及び下側隣接、隣々接信号成分を抑圧するためであ
る。

なお、複同調回路９０の最終段の同調回路は次段のアッ
テネータ１００　Ｋ対してインダクタンス分割結合を行
なっておシ、このインダクタンスの分割比を調整するこ
とで設定負荷値に対応して共振回路のＱを制御して整合
を行なう。

また、最終段のアッテネータ１００は、チ息−すの電力
利得制御と出力リターンロスの軽減に寄与する。

次に、第２図に示したレベルチャートにつ込て説明する
に、同図の実線で示す入力信号レベルで判るように、歪
発生の原因である非線形能動素子を有するＲＦアンプの
出力側で総量で約８ｄＢ減衰させ、混変調歪を極力低減
させる０とのとき、一度に８ｄＢの減衰を行なわず、ア
ッテネータ１０、ローバズフィルタ１１アツテネータ（
至）、単同調回路４０に分散して、夫々所定量ずつ減衰
させる。これは、一度に減衰させることでＮＦＣ雑音指
数）の劣化を防止することによる。これと同様、ミキサ
ー　７０の入力に対しても、コンデンサＣ１５，複同調
回路６０、アッテネータ６５に夫々分散して上記ＲＦア
ンプ犯の出力を減衰させ、ミキサー回路７０におキサ−
回路７０で抑圧されなかった混変調成分については次段
の複同調回路９０により抑圧し、更【アッテネータ１０
０で歪成分を極力低減する。このとき、上記複同調回路
９０で受信チャンネルの下側不要成分を特に除去する必
要があることは前述した通）である。

次に、上記ミキサー７０での周波数変換作用のために加
えられる局部発振器８０の出力の漏洩乃至反射波の影響
につき上記第２図に示すレベルチャートを用いて説明す
る。

上記局部発振器８０は、第１図に示したように１例えば
コルピッツ発振回路により形成され、バラクタダイオー
ドに印加する同調電圧に応じて発掘周波数が定まる。こ
の発振エネルギーは上記ミキサー回路７０での周波数変
換作用のためミキサー回路７０に印加されるが、このと
き上記ミキサー回路７０の前段側へ漏洩するとともに輻
射エネルギーにより他の回路へも不要信号として加えら
れろう第２図中、破線はリバース方向への不要発振エネ
ルギーを示し、ミキサー回路７０での発振エネルギーは
リバース方向に対しては先ず結合コンデンサとして機能
するとともにアッテネータとしても機能するアッテネー
タ６５で減衰させる。そして、この後複同調回路６０の
フィルタ動作により１８ｄＢ程度減衰せしめる。

ここで、上記局部発振器８０の不要信号成分は、ＲＦア
ンプ関のアイソレーク１フ機能により、上記局部発振器
８０の入力端側では大幅に減衰する。

結合コンデンサＣ１１Ｓでの減衰量を含めると、上記几
Ｆアンプ関の入出力端間での局発不要信号分のリバース
方向への減衰は４０　ｄ　Ｂ程度になる。

この後、単同調回路切、アッテネータ加により１５ｄＢ
程度減衰された後、更にローパスフィルタ加のフィルタ
作用によ！！７３０ｄＢ穆度減衰させ、最終的にはアッ
テネータ１０で５ｄＢ程度減衰せしめ、最終的には１１
０ｄＢ程度、ＲＦ入力端子側で局部発振器８０の不要信
号成分を抑圧する。これにより、上記不要信号成分によ
る混変調歪、相互変調歪の発生を抑圧する。

このようにして、リバース方向に対する局部発振器８０
の不要信号エネルギーは抑圧されるが、輻射エネルギー
についてもその抑圧を行なう必要がある。

第３図は、上記局部発振器８０の輻射エネルギによる歪
発生の防止に適したチェーナ回路の筐体における回路配
置を示す筐体構造を示す斜視図である。同図において回
路配置は、上記第１図に示した回路符号と同一符号を引
用してあり、局部発振回路８０は几Ｆ入力端子、ＲＦＩ
Ｎとは極力離隔配置し、入力回路部であるアッテネータ
１０は不要信号の飛込みを阻止するため仕切り遮蔽体２
１０で仕切るとともに区画シールド板２００によってア
ッテネータ１０の回路部の遮蔽を確実にし、入力側に上
記局部発振器８０の輻射エネルギーによる影響を抑止す
る。

マタ、几Ｆアンプ印が存在する区画とミキサー回路７０
とは仕切り遮蔽体２２０　、２３０によって仕切υを行
なう。これにより、ＲＦアンプ５０による入出力端子間
のアイソレーク冒ンをより確実にし、更には複同調回路
６０で不要信号を通過させないようにしている。

あ このように、局部発振器８０の発振出力による歪の発生
が抑止でき、混変調歪、相互変調歪等が抑止し得る。

〔発明の効果〕

以上述べたようにこの発明によれば、ＲＦアンプ団の前
段において、所定のＮＦ値を悪化させないようフォワー
ド信号に対する信号レベル減衰配分を行ないＲＦアンプ
関が有する非直線性により非直線歪を抑止し得、リバー
ス信号として特に局部発振器８０の不要信号をも適正に
減衰し得るチー−す回路を提供し得るものである。

即ち、ＲＦアンプの前段において、本来の信号に対する
非直線歪をＮＦを悪化せずに抑圧し得、かつ局部発振器
の不要信号をも適正レベルにまで減衰し得るものである
。

こればより、チェーナに要求されるＣ／Ｎ比の劣化、Ｎ
Ｆの劣化が抑止されることはもとより、混変調歪、相互
変調歪などの歪の老生が防止され、受信高周波信号を所
定の周波数に周波数変換するというチューナ本来の機能
が確保される。

なお、この発明に係るチー−す回路は、所謂アップダウ
ンチー−すにも適用でき、適用周波数は所謂ミツドバン
ド周波数帯に限らず、通常の放送帯域にも適用し得るも
のである。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に係るチューナ回路の一実施例を示す
回路図、第２図は第１の回路動作を説明するためのレベ
ルチャート、第３図は第１図の回路を収納するチー−す
筐体の例を示す斜視図、第４図及び第５図は従来のチュ
ーナ回路を示す回路図である。 １０・・・第１のアッテネータ、加・・・ローパスフィ
ルタ、Ｉ・・・第２のアッテネータ、４０・・・同調フ
ィルタ、薗・・・ＲＦアンプ。 代理人　弁理士　　則　近　憲　佑 同　　宇治　弘 第３　ｆｌ　　　　　２００ 第　４　図 第５図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 受信高周波信号が入力される入力端子と、 この入力端子に接続された第１の減衰回路と、この減衰
   回路出力に接続されたローパスフィルタと、 このローパスフィルタによるリップル成分を減衰させる
   第２のアッテネータと、 この第２のアッテネータの出力側に接続され、少なくと
   も受信チャンネル帯域を通過させる同調フィルタと、 この同調フィルタ出力を入力とするＲＦアンプと、 このＲＦアンプの出力周波数を所定周波数の局部発振回
   路出力に応じて所定周波数に周波数変換するミキサー回
   路と、 このミキサー回路により周波数変換された信号を出力す
   る出力端子を少なくとも具備し、前記ＲＦアンプのアイ
   ソレーション動作に拘らず前記入力端子側へ漏洩する信
   号を、フォワード信号の雑音指数の悪化を抑止するとと
   もに所定量減衰させ前記出力端子における歪信号を抑止
   したことを特徴とするチューナ回路。