JPH0116061B2 - - Google Patents
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- JPH0116061B2 JPH0116061B2 JP55152916A JP15291680A JPH0116061B2 JP H0116061 B2 JPH0116061 B2 JP H0116061B2 JP 55152916 A JP55152916 A JP 55152916A JP 15291680 A JP15291680 A JP 15291680A JP H0116061 B2 JPH0116061 B2 JP H0116061B2
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- Japan
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- band
- circuit
- filter
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 23
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 9
- 238000011144 upstream manufacturing Methods 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 6
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 6
- 238000010897 surface acoustic wave method Methods 0.000 description 6
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 4
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 4
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 3
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
- H03J5/24—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with a number of separate pretuned tuning circuits or separate tuning elements selectively brought into circuit, e.g. for waveband selection or for television channel selection
- H03J5/246—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with a number of separate pretuned tuning circuits or separate tuning elements selectively brought into circuit, e.g. for waveband selection or for television channel selection using electronic means
Landscapes
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、テレビジヨン放送信号等を受信する
場合に用いるチユーナ装置に関し、VHF帯、
UHF帯を含んだテレビ電波信号を共通のミクサ
回路と局部発振回路を用いて選局することができ
るようにし、IF周波数をテレビ電波信号周波数
より高く設定することにより、妨害が少なく構成
の簡単なものとしたチユーナ装置を提供するもの
である。
場合に用いるチユーナ装置に関し、VHF帯、
UHF帯を含んだテレビ電波信号を共通のミクサ
回路と局部発振回路を用いて選局することができ
るようにし、IF周波数をテレビ電波信号周波数
より高く設定することにより、妨害が少なく構成
の簡単なものとしたチユーナ装置を提供するもの
である。
まず、従来のテレビジヨン用チユーナ装置の構
成例を第１図に示して説明する。図において、破
線で囲んだUHF部のブロツクはUHFチヤンネル
受信用の回路、一点鎖線で囲んだVHF帯のブロ
ツクはVHFチヤンネル受信用の回路であり、１，
２はUHF用及びVHF用の各アンテナ、３，４及
び７，８は可変同調フイルタ、５，６はRF増幅
器、９，１０はミクサ回路、１１，１２は局部発
振回路である。１３は中間周波数（IF）出力信
号で、日本の場合58MHzの信号がIF増幅段及び
検波段へ供給される。
成例を第１図に示して説明する。図において、破
線で囲んだUHF部のブロツクはUHFチヤンネル
受信用の回路、一点鎖線で囲んだVHF帯のブロ
ツクはVHFチヤンネル受信用の回路であり、１，
２はUHF用及びVHF用の各アンテナ、３，４及
び７，８は可変同調フイルタ、５，６はRF増幅
器、９，１０はミクサ回路、１１，１２は局部発
振回路である。１３は中間周波数（IF）出力信
号で、日本の場合58MHzの信号がIF増幅段及び
検波段へ供給される。
このような従来のチユーナ装置においては、
UHFチヤンネル用の回路とVHFチヤンネル用の
回路共にそれぞれRF可変同調フイルタ、RF増幅
器、ミクサ、局部発振器を必要とし、一つのチユ
ーナ装置において同様な回路が２系列あることに
なり、チユーナ装置の構成を大きくし、又、信号
処理を複雑にしている。
UHFチヤンネル用の回路とVHFチヤンネル用の
回路共にそれぞれRF可変同調フイルタ、RF増幅
器、ミクサ、局部発振器を必要とし、一つのチユ
ーナ装置において同様な回路が２系列あることに
なり、チユーナ装置の構成を大きくし、又、信号
処理を複雑にしている。
このRF可変同調フイルタは、所望テレビ電波
信号に対して不要な影響を与える混変調、高調
波、相互変調、スプリアスの各種妨害、さらには
IF周波数をテレビ信号周波数より低周波に設定
している場合に生じるイメージ妨害を除去するた
めにRF増幅器より前段と、RF増幅器とミクサの
間の２ケ所に挿入されており、その構成について
は、各チヤンネル毎に、機械的な可変コンデンサ
により同調をとるものと、電子チユーナのように
バラクタダイオードを用いた周波数可変フイルタ
により同調を取るものとがある。各チヤンネル毎
に狭帯域特性を得ようとする前者の場合、構成的
に大きなフイルタとなり、かつ機械的部材が多く
複雑であり、又後者の場合局部発振同調電圧にト
ラツキングした同調フイルタを得るための調整が
非常に複雑である。このように従来の狭帯域可変
同調フイルタは構成が複雑であり、チユーナ装置
の形状を大きくし、調整も複雑であるため、チユ
ーナ装置の量産性を悪くし、価格も高いものにし
ている。
信号に対して不要な影響を与える混変調、高調
波、相互変調、スプリアスの各種妨害、さらには
IF周波数をテレビ信号周波数より低周波に設定
している場合に生じるイメージ妨害を除去するた
めにRF増幅器より前段と、RF増幅器とミクサの
間の２ケ所に挿入されており、その構成について
は、各チヤンネル毎に、機械的な可変コンデンサ
により同調をとるものと、電子チユーナのように
バラクタダイオードを用いた周波数可変フイルタ
により同調を取るものとがある。各チヤンネル毎
に狭帯域特性を得ようとする前者の場合、構成的
に大きなフイルタとなり、かつ機械的部材が多く
複雑であり、又後者の場合局部発振同調電圧にト
ラツキングした同調フイルタを得るための調整が
非常に複雑である。このように従来の狭帯域可変
同調フイルタは構成が複雑であり、チユーナ装置
の形状を大きくし、調整も複雑であるため、チユ
ーナ装置の量産性を悪くし、価格も高いものにし
ている。
本発明は従来のこのような欠点をなくして、構
成が簡単で小型、低廉価のチユーナ装置を提供す
るものである。
成が簡単で小型、低廉価のチユーナ装置を提供す
るものである。
すなわち、調整の複雑な狭帯域可変同調フイル
タを用いず、かつVHF帯、UHF帯を含んだテレ
ビ電波信号を共通のミクサ回路及び局部発振回路
で処理するものである。
タを用いず、かつVHF帯、UHF帯を含んだテレ
ビ電波信号を共通のミクサ回路及び局部発振回路
で処理するものである。
また、IF周波数の900MHz近傍に上げ、IFフイ
ルタとして弾性表面波フイルタを用いることを特
徴とするものである。
ルタとして弾性表面波フイルタを用いることを特
徴とするものである。
以下に本発明の詳細について、まず各種妨害の
排除能力より説明をする。
排除能力より説明をする。
希望するテレビ信号に対する妨害信号としては
前述のように主として５種類のものが存在し得る
が、これらは、主にRF増幅器、およびミクサ素
子の非直線動作に起因しており、複数の信号の積
として生じる。
前述のように主として５種類のものが存在し得る
が、これらは、主にRF増幅器、およびミクサ素
子の非直線動作に起因しており、複数の信号の積
として生じる。
この５種類のうち、イメージ妨害信号周波数
FIMGはミクサにおいて発生し、FDなる希望信号周
波数に対して FIMG＝FD±2FIF −(1) なる関係にある。ここでFIFは中間周波数をあら
わすミクサに注入される局部発振周波数FLに関
して希望信号は｜FD−FL｜＝FIFなる関係にある
が、イメージ妨害信号に対しても、同様の関係と
なるので、希望信号と同一レベルのイメージ妨害
信号がミクサに入力されたならば希望信号と同一
レベルの妨害を与えることになる。
FIMGはミクサにおいて発生し、FDなる希望信号周
波数に対して FIMG＝FD±2FIF −(1) なる関係にある。ここでFIFは中間周波数をあら
わすミクサに注入される局部発振周波数FLに関
して希望信号は｜FD−FL｜＝FIFなる関係にある
が、イメージ妨害信号に対しても、同様の関係と
なるので、希望信号と同一レベルのイメージ妨害
信号がミクサに入力されたならば希望信号と同一
レベルの妨害を与えることになる。
そこでこのようなイメージ妨害を避けるには、
式(1)より ｜（FIMG−FD）／２｜＜FIF −(2) とすればよい。
式(1)より ｜（FIMG−FD）／２｜＜FIF −(2) とすればよい。
テレビ信号周波数帯域は日本において90〜
770MHz、米国で54〜890MHzとなつているので、
ミクサの前段にフイルタがなければそれぞれ
430MHz、472MHz以上のIF周波数を設定すれば
イメージ妨害は避けることができる。
770MHz、米国で54〜890MHzとなつているので、
ミクサの前段にフイルタがなければそれぞれ
430MHz、472MHz以上のIF周波数を設定すれば
イメージ妨害は避けることができる。
IF周波数を高い周波数とするチユーナ装置の
例として、特開昭54−18208号公報でIF周波数を
300〜400MHzにするものが提案されているが、こ
の場合はVHF帯とUHF帯の一部がイメージ妨害
を与える関係となるのでRF増幅器の前段に帯域
フイルタを設けてイメージ妨害を抑圧している。
しかし希望信号と妨害信号のレベルが同一である
と仮定した時、フイルタにより抑圧量は希望信号
に対して55dB以上でなければテレビ画像として
妨害信号が検知されてしまうので帯域外を55dB
以上減衰させるフイルタが必要となる。このよう
なフイルタを実現することは比較的広帯域なテレ
ビ帯域フイルタと言えども調整が複雑で形状も大
きくなつてしまう。
例として、特開昭54−18208号公報でIF周波数を
300〜400MHzにするものが提案されているが、こ
の場合はVHF帯とUHF帯の一部がイメージ妨害
を与える関係となるのでRF増幅器の前段に帯域
フイルタを設けてイメージ妨害を抑圧している。
しかし希望信号と妨害信号のレベルが同一である
と仮定した時、フイルタにより抑圧量は希望信号
に対して55dB以上でなければテレビ画像として
妨害信号が検知されてしまうので帯域外を55dB
以上減衰させるフイルタが必要となる。このよう
なフイルタを実現することは比較的広帯域なテレ
ビ帯域フイルタと言えども調整が複雑で形状も大
きくなつてしまう。
本発明においては、IF周波数をたとえば900M
Hz帯にしているのでこのようなイメージ妨害は本
質的に起こり得ない。
Hz帯にしているのでこのようなイメージ妨害は本
質的に起こり得ない。
次に、ミクサで生じるイメージ妨害以外の妨害
としてスプリアス妨害があるが、この妨害が生じ
る時一般に希望信号受信時の局部発振周波数に対
して不要テレビ信号周波数FUは ｜mFU±nFL｜＝FIF −(3) なる関係にある。（ｍ，ｎは整数） この妨害は当然ｍ，ｎの次数の低いものほど深
刻である。又通常はテレビ信号レベルに比較して
局部発振信号レベルが非常に大きいので、ｎの次
数の高いことは妨害の排除能力に関して余り考慮
できない。
としてスプリアス妨害があるが、この妨害が生じ
る時一般に希望信号受信時の局部発振周波数に対
して不要テレビ信号周波数FUは ｜mFU±nFL｜＝FIF −(3) なる関係にある。（ｍ，ｎは整数） この妨害は当然ｍ，ｎの次数の低いものほど深
刻である。又通常はテレビ信号レベルに比較して
局部発振信号レベルが非常に大きいので、ｎの次
数の高いことは妨害の排除能力に関して余り考慮
できない。
そこでイメージ妨害以外に深刻なスプリアス妨
害は、｜2FU−FL｜＝FIF、｜3FU−FL｜＝FIF、｜
2FU−2FL｜＝FIF、｜3FU−2FL｜＝FIFが考えられ
る。これ以外の妨害は４次以上の妨害となり、そ
のレベルは通常かなり小さくなると考えてよい。
これらのスプリアス妨害とテレビ信号との関係を
日本と米国の場合についてそれぞれ第２図、第３
図に示す。F1，F2はFU，FLを、FIFで正規化した
ものである。
害は、｜2FU−FL｜＝FIF、｜3FU−FL｜＝FIF、｜
2FU−2FL｜＝FIF、｜3FU−2FL｜＝FIFが考えられ
る。これ以外の妨害は４次以上の妨害となり、そ
のレベルは通常かなり小さくなると考えてよい。
これらのスプリアス妨害とテレビ信号との関係を
日本と米国の場合についてそれぞれ第２図、第３
図に示す。F1，F2はFU，FLを、FIFで正規化した
ものである。
第２図において、FIFを920MHzとした場合に
A1でUHF帯（470〜770MHz）、A2でVHF―
HIGM帯（170〜222MHz）、A3でVHF―MID帯
（110〜168MHz）、A4でVHF―LOW帯（90〜
108MHz）のそれぞれのスプリアス妨害の生じる
様子を示した。A1′ではFIFを840MHzにした場合
を示しているが、同図より明らかなようにFIFを
920MHz以上にとると、スプリアス妨害F2−3F1
＝１は除去され、５次、６次等の高次の、前者に
比べてレベルの低い妨害しか帯域内に入つて来な
いので妨害が大巾に削減される。この周波数は
UHF帯の下限と上限の周波数をFUL，FUHとした
時、F2−3F1＝１より（3FUH―FUL）／２＝FIFで
得られる。
A1でUHF帯（470〜770MHz）、A2でVHF―
HIGM帯（170〜222MHz）、A3でVHF―MID帯
（110〜168MHz）、A4でVHF―LOW帯（90〜
108MHz）のそれぞれのスプリアス妨害の生じる
様子を示した。A1′ではFIFを840MHzにした場合
を示しているが、同図より明らかなようにFIFを
920MHz以上にとると、スプリアス妨害F2−3F1
＝１は除去され、５次、６次等の高次の、前者に
比べてレベルの低い妨害しか帯域内に入つて来な
いので妨害が大巾に削減される。この周波数は
UHF帯の下限と上限の周波数をFUL，FUHとした
時、F2−3F1＝１より（3FUH―FUL）／２＝FIFで
得られる。
同様に、第３図において、FIFを840MHzとした
場合にB1でUHF帯（470〜890MHz）、B2でVHF
―SUPER―HIGH帯（216〜408MHz）、B3で
VHF―HIGH帯（174〜216MHz）、B4でVHF−
MID帯（120〜174MHz）、B5でVHF―LOW帯
（54〜108MHz）のそれぞれのスプリアス妨害の生
じる様子を示した。B1′でFIFを920MHzにした場
合を示している。図より明らかなように、米国の
テレビ信号帯においてはFIFを920MHzにしてもF2
−3F1＝１は除去されないが840MHz以上にする
と2F2−2F1＝１が除去される。日本の場合、こ
れに相当する周波数は600MHz以上となる。前述
の300MHz帯IFにおいては、Ｆ−2F1＝１，2F2−
2F1＝１のような低次でレベルの大きな妨害が生
じ、UHF帯で可変同調フイルタを用いなければ
ならなくなつており、かつそれを挿入してもF1
−2F2＝−１のスプリアス妨害は完全には除去で
きていない。このようにスプリアス妨害について
はIF周波数を840MHz以上とした場合にF1−3F2
＝１のスプリアス妨害のみに注意すればよい。さ
らにIF周波数を920MHz以上とすると、日本テレ
ビ信号周波数帯においてはスプリアス妨害は実際
上考慮しなくてよい。
場合にB1でUHF帯（470〜890MHz）、B2でVHF
―SUPER―HIGH帯（216〜408MHz）、B3で
VHF―HIGH帯（174〜216MHz）、B4でVHF−
MID帯（120〜174MHz）、B5でVHF―LOW帯
（54〜108MHz）のそれぞれのスプリアス妨害の生
じる様子を示した。B1′でFIFを920MHzにした場
合を示している。図より明らかなように、米国の
テレビ信号帯においてはFIFを920MHzにしてもF2
−3F1＝１は除去されないが840MHz以上にする
と2F2−2F1＝１が除去される。日本の場合、こ
れに相当する周波数は600MHz以上となる。前述
の300MHz帯IFにおいては、Ｆ−2F1＝１，2F2−
2F1＝１のような低次でレベルの大きな妨害が生
じ、UHF帯で可変同調フイルタを用いなければ
ならなくなつており、かつそれを挿入してもF1
−2F2＝−１のスプリアス妨害は完全には除去で
きていない。このようにスプリアス妨害について
はIF周波数を840MHz以上とした場合にF1−3F2
＝１のスプリアス妨害のみに注意すればよい。さ
らにIF周波数を920MHz以上とすると、日本テレ
ビ信号周波数帯においてはスプリアス妨害は実際
上考慮しなくてよい。
次にRF増幅器とミクサにおいて生じるテレビ
信号の高調波は前述の各テレビ信号周波数帯の中
でのみ妨害とならないように、その周波数が設定
されており、各帯域間では妨害を与えるものが存
在するので、チユーナ装置としてもRF増幅器の
前段に各帯域に応じた帯域フイルタが必須であ
る。そしてこの帯域フイルタの帯域外での必要減
衰量はRF増幅器の２次歪特性により決定される。
この帯域フイルタを設定した上で問題にしなけれ
ばならないのは、ミクサにおいて生じる高周波が
IF周波数となるものである。日本と米国のテレ
ビ電波信号周波数帯より考えると２次の高周波が
IF周波数にならないよう、VHFSUPERHIGH帯
とUHF帯の間の周波数の２倍とする。つまり816
〜940MHzである。
信号の高調波は前述の各テレビ信号周波数帯の中
でのみ妨害とならないように、その周波数が設定
されており、各帯域間では妨害を与えるものが存
在するので、チユーナ装置としてもRF増幅器の
前段に各帯域に応じた帯域フイルタが必須であ
る。そしてこの帯域フイルタの帯域外での必要減
衰量はRF増幅器の２次歪特性により決定される。
この帯域フイルタを設定した上で問題にしなけれ
ばならないのは、ミクサにおいて生じる高周波が
IF周波数となるものである。日本と米国のテレ
ビ電波信号周波数帯より考えると２次の高周波が
IF周波数にならないよう、VHFSUPERHIGH帯
とUHF帯の間の周波数の２倍とする。つまり816
〜940MHzである。
さらにミクサでのテレビ信号のもれを考えると
米国ではUHF帯の最高周波数890MHz、日本では
770MHzより高くIF周波数を設定する。
米国ではUHF帯の最高周波数890MHz、日本では
770MHzより高くIF周波数を設定する。
次にテレビ信号間での妨害である相互変調妨害
は、前述のBF増幅器の前段に希望信号を選択す
るためテレビ信号帯域フイルタを設置した場合に
は、各テレビ電波信号帯域内で生じるものと、妨
害周波数がIF周波数となるものが存在する。第
４図でこの様子を示している。F′UでFUと異なる
テレビ電波信号周波数を表わし図のように｜FU
±F′U｜、｜FU±2F′U｜の２次と３次の相互変調妨
害について各帯域を分離して示した。図は米国テ
レビ信号帯におけるものであるが２次の相互変調
妨害はテレビ信号帯域内では生じず、又IF周波
数を816〜940MHzとすればIF周波数への２次妨
害も存在しない。しかし、３次の相互変調妨害は
各帯域内のテレビ信号間で生じ、又
VHFSUPERHIGH帯と、UHF帯の受信時には、
その相互変調妨害周波数が816〜940MHzとなるも
のが存在し得る日本の場合も基本的には同じ情況
である。
は、前述のBF増幅器の前段に希望信号を選択す
るためテレビ信号帯域フイルタを設置した場合に
は、各テレビ電波信号帯域内で生じるものと、妨
害周波数がIF周波数となるものが存在する。第
４図でこの様子を示している。F′UでFUと異なる
テレビ電波信号周波数を表わし図のように｜FU
±F′U｜、｜FU±2F′U｜の２次と３次の相互変調妨
害について各帯域を分離して示した。図は米国テ
レビ信号帯におけるものであるが２次の相互変調
妨害はテレビ信号帯域内では生じず、又IF周波
数を816〜940MHzとすればIF周波数への２次妨
害も存在しない。しかし、３次の相互変調妨害は
各帯域内のテレビ信号間で生じ、又
VHFSUPERHIGH帯と、UHF帯の受信時には、
その相互変調妨害周波数が816〜940MHzとなるも
のが存在し得る日本の場合も基本的には同じ情況
である。
このような妨害は前述のようにRF増幅器とミ
クサで生じ、RF増幅器で生じるものは、この前
段に狭帯域フイルタを挿入して、その生じる場合
の数を減じることができるが、余り狭帯域なもの
にすると、調整が複雑で大きな形状となる。
クサで生じ、RF増幅器で生じるものは、この前
段に狭帯域フイルタを挿入して、その生じる場合
の数を減じることができるが、余り狭帯域なもの
にすると、調整が複雑で大きな形状となる。
又、３次相互変調妨害は、希望チヤンネルに対
して隣接チヤンネルと隣々接チヤンネルによつて
も生じるので、この妨害を全て除去するためには
増幅器およびミクサ回路の３次歪に対する必要性
能を満足するものを使用しなければならない。
して隣接チヤンネルと隣々接チヤンネルによつて
も生じるので、この妨害を全て除去するためには
増幅器およびミクサ回路の３次歪に対する必要性
能を満足するものを使用しなければならない。
しかしながらそのようなRF増幅素子とミクサ
素子を用いればフイルタ等は不要となり構成がよ
り簡略化される。
素子を用いればフイルタ等は不要となり構成がよ
り簡略化される。
IF周波数となる３次相互変調妨害については、
例えばIF周波数を930MHzとした場合には日本で
はUHF帯の26チヤンネル以上離れた２つのテレ
ビ信号による妨害となるのでUHF帯を２つの帯
域に分離し、それぞれに対応した構成の簡単な広
帯域フイルタをミクサより前段に挿入することに
より除去できる。米国の場合も同様の手段でこの
妨害の数を減じることが可能である。
例えばIF周波数を930MHzとした場合には日本で
はUHF帯の26チヤンネル以上離れた２つのテレ
ビ信号による妨害となるのでUHF帯を２つの帯
域に分離し、それぞれに対応した構成の簡単な広
帯域フイルタをミクサより前段に挿入することに
より除去できる。米国の場合も同様の手段でこの
妨害の数を減じることが可能である。
以上のようにIF周波数を日本では770〜940M
Hz、米国では890〜940MHzに設定し、RF増幅器
の前段に帯域フイルタを挿入すれば、２次妨害は
完全に除去でき、F1−3F2＝１になるスプリアス
妨害と３次相互変調妨害が考慮されるべき妨害で
あることになる。混変調妨害については、これは
テレビ信号がRF増巾器、ミクサ等に同時に２つ
以上入力された時にその３次歪により必ず生じる
ものである。この混変調を含めた３次妨害につい
てはRF増幅器の利得、ミクサの変換利得等を適
切に設計することにより希望信号受信時のテレビ
画像における検知限以下とすることは可能であ
る。通常これら３次妨害のうち最も深刻であるの
はRF増幅器において生じる３次相互変調妨害で
あり、前述のようにこの妨害の一つの場合は希望
チヤンネルの隣接チヤンネルと隣々接チヤンネル
によつて生じるので通常の狭帯域フイルタを設置
してもその効果を得られず、RF増幅器が存在す
るチユーナ装置では不可避の妨害であり、IF周
波数をどのように設定しようと同じである。F1
−3F1＝１なるスプリアスについては日本におい
て920〜940MHzにIF周波数を設定すれば除去で
きる。
Hz、米国では890〜940MHzに設定し、RF増幅器
の前段に帯域フイルタを挿入すれば、２次妨害は
完全に除去でき、F1−3F2＝１になるスプリアス
妨害と３次相互変調妨害が考慮されるべき妨害で
あることになる。混変調妨害については、これは
テレビ信号がRF増巾器、ミクサ等に同時に２つ
以上入力された時にその３次歪により必ず生じる
ものである。この混変調を含めた３次妨害につい
てはRF増幅器の利得、ミクサの変換利得等を適
切に設計することにより希望信号受信時のテレビ
画像における検知限以下とすることは可能であ
る。通常これら３次妨害のうち最も深刻であるの
はRF増幅器において生じる３次相互変調妨害で
あり、前述のようにこの妨害の一つの場合は希望
チヤンネルの隣接チヤンネルと隣々接チヤンネル
によつて生じるので通常の狭帯域フイルタを設置
してもその効果を得られず、RF増幅器が存在す
るチユーナ装置では不可避の妨害であり、IF周
波数をどのように設定しようと同じである。F1
−3F1＝１なるスプリアスについては日本におい
て920〜940MHzにIF周波数を設定すれば除去で
きる。
上述のようにIF周波数を800〜900MHz帯とし
た時、通常のチユーナ装置において必要なIFフ
イルタを従来のインダクタとキヤパシタにより実
現しようとすると非常に調整が複雑で、形状も大
きくなるし、しかも、空洞共振器のようなフイル
タはなおさら使用不可能であるので、IFフイル
タとして近年高周波における応用が活発となつて
きた弾性表面波（SAW）フイルタを用いること
にした。この素子によりIFフイルタを形成する
と、無調整で安価かつ非常なる小形によりIFフ
イルタを実現できるのでチユーナ装置の小形化、
無調整化を可能とするものである。さらにIF信
号を完全同期検波法により検波をする場合の発振
器として、あるいは、さらに別のIF周波数へ変
換する場合の局部発振器として、SAW素子を水
晶等の温度特性の良い安価な材料により形成して
提供することにより温度に対しても安定なチユー
ナ装置を実現することが可能である。
た時、通常のチユーナ装置において必要なIFフ
イルタを従来のインダクタとキヤパシタにより実
現しようとすると非常に調整が複雑で、形状も大
きくなるし、しかも、空洞共振器のようなフイル
タはなおさら使用不可能であるので、IFフイル
タとして近年高周波における応用が活発となつて
きた弾性表面波（SAW）フイルタを用いること
にした。この素子によりIFフイルタを形成する
と、無調整で安価かつ非常なる小形によりIFフ
イルタを実現できるのでチユーナ装置の小形化、
無調整化を可能とするものである。さらにIF信
号を完全同期検波法により検波をする場合の発振
器として、あるいは、さらに別のIF周波数へ変
換する場合の局部発振器として、SAW素子を水
晶等の温度特性の良い安価な材料により形成して
提供することにより温度に対しても安定なチユー
ナ装置を実現することが可能である。
チユーナ装置からの不要輻射については、最も
考慮すべきものとしてIF周波数を得るための局
部発振信号が存在する。ミクサにおける効率の良
い周波数変換を行なうためには通常局部発振信号
レベルを＋15〜20dB必要とし、このような大レ
ベル信号がチユーナ装置から漏洩し、アンテナよ
り放射されると、妨害電波となるので、アンテナ
の次段の帯域分離回路、あるいはRF増幅器とミ
クサの段間に、局部発振信号がアンテナに漏洩し
ないようにその周波数を阻止するための高域阻止
フイルタ又はトラツプ等を挿入することが可能で
ある。IF周波数をテレビ信号周波数より高く選
択し、ダウンコンバート方式とすることによりテ
レビ信号の受信にほとんど影響を与えることな
く、上述のフイルタ又はトラツプを挿入して局部
発振信号のアンテナよりの放射による不要輻射を
防ぐことができる。
考慮すべきものとしてIF周波数を得るための局
部発振信号が存在する。ミクサにおける効率の良
い周波数変換を行なうためには通常局部発振信号
レベルを＋15〜20dB必要とし、このような大レ
ベル信号がチユーナ装置から漏洩し、アンテナよ
り放射されると、妨害電波となるので、アンテナ
の次段の帯域分離回路、あるいはRF増幅器とミ
クサの段間に、局部発振信号がアンテナに漏洩し
ないようにその周波数を阻止するための高域阻止
フイルタ又はトラツプ等を挿入することが可能で
ある。IF周波数をテレビ信号周波数より高く選
択し、ダウンコンバート方式とすることによりテ
レビ信号の受信にほとんど影響を与えることな
く、上述のフイルタ又はトラツプを挿入して局部
発振信号のアンテナよりの放射による不要輻射を
防ぐことができる。
又、IF周波数をチユーナ装置の高性能化、簡
略化から考えて最低の周波数範囲に選んでいるた
め、ミクサ回路、局部発振回路、IFSAWフイル
タ、IF増幅回路及びデバイスの構成が簡単にな
るという大きな利点を有している。さらにVHF，
UHF帯とも共通のミクサ回路、局部発振回路で
すべて処理出来るので回路構成が大きく簡素化さ
れ、チユーナ装置の小型化、小電力化が計られ
る。
略化から考えて最低の周波数範囲に選んでいるた
め、ミクサ回路、局部発振回路、IFSAWフイル
タ、IF増幅回路及びデバイスの構成が簡単にな
るという大きな利点を有している。さらにVHF，
UHF帯とも共通のミクサ回路、局部発振回路で
すべて処理出来るので回路構成が大きく簡素化さ
れ、チユーナ装置の小型化、小電力化が計られ
る。
次はIF周波数を800〜900MHz帯に設定した構
成例を第５図に示す。第５図で２０はアンテナ、
２１はRF―PIN半導体素子可変減衰器、２２は
RF増幅器、２３はミクサ回路、２４はUHF帯、
VHF帯に共用の局部発振回路、２５は930MHz帯
SAWバンドパスフイルタ、２６はAGC付IF増幅
器、２７は映像検波回路、２８はAGC増幅器で
ある。
成例を第５図に示す。第５図で２０はアンテナ、
２１はRF―PIN半導体素子可変減衰器、２２は
RF増幅器、２３はミクサ回路、２４はUHF帯、
VHF帯に共用の局部発振回路、２５は930MHz帯
SAWバンドパスフイルタ、２６はAGC付IF増幅
器、２７は映像検波回路、２８はAGC増幅器で
ある。
動作を説明すると、アンテナ２０よりのVHF
及びUHFのRF信号は、RF増幅器２２で増幅さ
れた後、ミクサ回路２３と局部発振回路２４で
930MHz帯のIF周波数にアツプコンバートされ同
周波数帯の弾性表面波フイルタでチヤンネル選択
されて900MHz帯のIF増幅器２６で増幅された後
映像信号に検波される。すなわちチユーナ出力と
して、インタキヤリア音声信号を含んだ映像信号
２９を送出している。
及びUHFのRF信号は、RF増幅器２２で増幅さ
れた後、ミクサ回路２３と局部発振回路２４で
930MHz帯のIF周波数にアツプコンバートされ同
周波数帯の弾性表面波フイルタでチヤンネル選択
されて900MHz帯のIF増幅器２６で増幅された後
映像信号に検波される。すなわちチユーナ出力と
して、インタキヤリア音声信号を含んだ映像信号
２９を送出している。
第６図にIF周波数を800〜900MHz帯に設定し
た他の構成例を示す。この図においてテレビ電波
信号の各帯域を分離するための帯域フイルタ又は
トラツプ３０によりRFテレビ信号帯が選択され、
局部発振周波数の同調電圧発生器３１の電圧変化
によりフイルタ３０をPIN半導体素子スイツチに
より切り換えるよう構成されている。この帯域フ
イルタ又はトラツプによつてRF増幅器とミキサ
において発生する２次の高調波妨害、相互変調妨
害等を除去することが出来る。この帯域フイルタ
又はトラツプはRF増幅器およびミキサの２次歪
抑圧量が15dBの場合で、不要信号帯域を所望信
号帯域に対して20dB以上減衰させることにより
55dB以上の２次妨害に対する抑圧量を得ること
が可能である。
た他の構成例を示す。この図においてテレビ電波
信号の各帯域を分離するための帯域フイルタ又は
トラツプ３０によりRFテレビ信号帯が選択され、
局部発振周波数の同調電圧発生器３１の電圧変化
によりフイルタ３０をPIN半導体素子スイツチに
より切り換えるよう構成されている。この帯域フ
イルタ又はトラツプによつてRF増幅器とミキサ
において発生する２次の高調波妨害、相互変調妨
害等を除去することが出来る。この帯域フイルタ
又はトラツプはRF増幅器およびミキサの２次歪
抑圧量が15dBの場合で、不要信号帯域を所望信
号帯域に対して20dB以上減衰させることにより
55dB以上の２次妨害に対する抑圧量を得ること
が可能である。
ここで、帯域フイルタは帯域通過フイルタとす
る場合と帯域阻止フイルタとする場合が考えられ
るが、構成が簡単で、信号通過特性も良好な帯域
阻止フイルタとトラツプの組合わせを用いた方が
賢明である。さらにこれら帯域を効果的に選択す
るため、例えばUHF帯に対応して低域阻止フイ
ルタ、高域通過フイルタ等を使用することも可能
である。
る場合と帯域阻止フイルタとする場合が考えられ
るが、構成が簡単で、信号通過特性も良好な帯域
阻止フイルタとトラツプの組合わせを用いた方が
賢明である。さらにこれら帯域を効果的に選択す
るため、例えばUHF帯に対応して低域阻止フイ
ルタ、高域通過フイルタ等を使用することも可能
である。
日本におけるテレビ信号受信時の場合について
上述の構成の一例として、VHFLOW帯の帯域阻
止フイルタ又はトラツプをVHF―HIGH帯又は
VHF―LOW帯を阻止する高域通過フイルタ等受
信時に自動的に働くように局部発振の同調電圧が
VHF―HIGH帯に近づいた時に、この同調電圧
でPIN半導体素子スイツチを動作させる。又
VHF―LOW帯受信時にVHF―HIGH帯の帯域
阻止フイルタ又はトラツプを用いるか、あるいは
VHF―HIGH帯とUHF帯に同時に帯域阻止フイ
ルタ又はトラツプを用いてもよく、VHF―
HIGH帯受信時、UHF帯受信時のそれぞれにお
いても同様にして帯域阻止回路又は高域通過フイ
ルタを用いてチユーナ装置をより高性能化するこ
とが可能である。
上述の構成の一例として、VHFLOW帯の帯域阻
止フイルタ又はトラツプをVHF―HIGH帯又は
VHF―LOW帯を阻止する高域通過フイルタ等受
信時に自動的に働くように局部発振の同調電圧が
VHF―HIGH帯に近づいた時に、この同調電圧
でPIN半導体素子スイツチを動作させる。又
VHF―LOW帯受信時にVHF―HIGH帯の帯域
阻止フイルタ又はトラツプを用いるか、あるいは
VHF―HIGH帯とUHF帯に同時に帯域阻止フイ
ルタ又はトラツプを用いてもよく、VHF―
HIGH帯受信時、UHF帯受信時のそれぞれにお
いても同様にして帯域阻止回路又は高域通過フイ
ルタを用いてチユーナ装置をより高性能化するこ
とが可能である。
又この切換え回路を用いたフイルタ域はトラツ
プ回路は切換え回路の複雑さと受信信号に対する
損失等の悪影響があり、受信帯域の数が増加する
と、それに対応した数だけ回路が必要であるので
構成が複雑でサイズも大きくなり、又PIN半導体
素子スイツチ等コストの高い素子を使用しなけれ
ばなないので、このフイルタをバラクタダイオー
ドのような可変容量素子を用いて、例えば一つの
帯域を通過させるような広帯域の周波数可変フイ
ルタにより構成することも可能である。広帯域の
周波数可変フイルタであれば周波数の設定も現在
のチユーナ装置における周波数可変フイルタのよ
うに厳密に行なう必要がなく、それゆえフイルタ
としての調整も容易である。比帯域としては
UHF帯中心周波数に対するUHF帯周波数巾、程
度まで広帯域化できる。
プ回路は切換え回路の複雑さと受信信号に対する
損失等の悪影響があり、受信帯域の数が増加する
と、それに対応した数だけ回路が必要であるので
構成が複雑でサイズも大きくなり、又PIN半導体
素子スイツチ等コストの高い素子を使用しなけれ
ばなないので、このフイルタをバラクタダイオー
ドのような可変容量素子を用いて、例えば一つの
帯域を通過させるような広帯域の周波数可変フイ
ルタにより構成することも可能である。広帯域の
周波数可変フイルタであれば周波数の設定も現在
のチユーナ装置における周波数可変フイルタのよ
うに厳密に行なう必要がなく、それゆえフイルタ
としての調整も容易である。比帯域としては
UHF帯中心周波数に対するUHF帯周波数巾、程
度まで広帯域化できる。
日本においてはVHF―LOW帯とVHF―
HIGH帯の間のVHF―MID帯米国においてはさ
らに、VHFHIGH帯とUHF帯の間の
VHFSUPERHIGH帯においてCATV放送が行な
われ始めているが、この帯域についても周波数可
変フイルタであれば専用の帯域フイルタ等を設置
する必要がなく、さらにテレビ信号に損失を与え
る、各フイルタ又はトラツプ等を切り換えるため
のPINスイツチも不要となり回路定数の切り換え
を同調電圧により行なう等の簡単な方法により全
帯域にわたつて帯域外阻止特性を得ることが可能
であり、さらにUHF帯域における同一帯域内の
信号間での相互変調妨害についてもその生ずる機
会を少なくするような、UHF帯域に比較して狭
帯域な周波数可変帯域フイルタも設置可能であ
る。比帯域については、米国VHFLOW帯に対す
る２次相互変調を防止するため、0.67以下が必要
であるが構成を簡単にするためなるべく大きいこ
とが望ましい。
HIGH帯の間のVHF―MID帯米国においてはさ
らに、VHFHIGH帯とUHF帯の間の
VHFSUPERHIGH帯においてCATV放送が行な
われ始めているが、この帯域についても周波数可
変フイルタであれば専用の帯域フイルタ等を設置
する必要がなく、さらにテレビ信号に損失を与え
る、各フイルタ又はトラツプ等を切り換えるため
のPINスイツチも不要となり回路定数の切り換え
を同調電圧により行なう等の簡単な方法により全
帯域にわたつて帯域外阻止特性を得ることが可能
であり、さらにUHF帯域における同一帯域内の
信号間での相互変調妨害についてもその生ずる機
会を少なくするような、UHF帯域に比較して狭
帯域な周波数可変帯域フイルタも設置可能であ
る。比帯域については、米国VHFLOW帯に対す
る２次相互変調を防止するため、0.67以下が必要
であるが構成を簡単にするためなるべく大きいこ
とが望ましい。
このように帯域分離を広帯域周波数可変フイル
タで行なうことにより構成が簡単で調整が容易
な、小型で低コスト、かつ高性能のテレビジヨン
のチユーナ装置を構成することが出来る。
タで行なうことにより構成が簡単で調整が容易
な、小型で低コスト、かつ高性能のテレビジヨン
のチユーナ装置を構成することが出来る。
以上の構成例においてはRF増幅器をVHF
LOW帯からUHF帯まで一系列で構成したが、こ
のような広帯域に亘つて十分な利得とNFと歪特
性を実現する素子を得ようとすると、非常に高価
なものとなるので、第７図においてRF増幅器ま
でを２系列とした本発明の１実施例を示した。
LOW帯からUHF帯まで一系列で構成したが、こ
のような広帯域に亘つて十分な利得とNFと歪特
性を実現する素子を得ようとすると、非常に高価
なものとなるので、第７図においてRF増幅器ま
でを２系列とした本発明の１実施例を示した。
この２系列はそれぞれ異なるテレビ電波信号帯
域を受信するものであり、例えばVHF―LOW，
VHF―MID，VHF―HIGHの各帯域の信号がア
ンテナ４０で受信され、帯域通過フイルタ、帯域
阻止フイルタ、トラツプ、又は第６図の構成例に
おけると同様の帯域通過周波数可変フイルタ等の
帯域フイルタ４２を局部発振器に対する同調電圧
により切り換えるかあるいは同調することにより
帯域分離され、AGCとして動作するPIN可変減
衰器４４を経た後、50〜200MHz帯のRF増幅器４
６で増幅されてミクサに入力される。一方VHF
―SUPERHIGH，UHFの各帯域の信号がアンテ
ナ４１で受信され４２と同様の回路４３において
帯域分離され、PIN可変減衰器４５を経た後、
200〜800MHz帯のRF増幅器４７で増幅されてミ
クサ２３に入力される。このようにRF増幅器５
０，５１までを２系列とした時には、これら２系
列の切り換えをPINスイツチ等の切り換え回路の
他にRF増幅器に対する電源電圧の切り換えによ
つて行なうことができ、さらに帯域分分離回路４
２，４３においても、周波数可変フイルタを使用
する場合には、二つの周波数帯に分離して設計す
ることができるのでバラクタダイオードの可変範
囲も小さくてすむので構成が簡単なもので帯域特
性を適切に設計でき、妨害に対する性能をも高め
ることが可能である。
域を受信するものであり、例えばVHF―LOW，
VHF―MID，VHF―HIGHの各帯域の信号がア
ンテナ４０で受信され、帯域通過フイルタ、帯域
阻止フイルタ、トラツプ、又は第６図の構成例に
おけると同様の帯域通過周波数可変フイルタ等の
帯域フイルタ４２を局部発振器に対する同調電圧
により切り換えるかあるいは同調することにより
帯域分離され、AGCとして動作するPIN可変減
衰器４４を経た後、50〜200MHz帯のRF増幅器４
６で増幅されてミクサに入力される。一方VHF
―SUPERHIGH，UHFの各帯域の信号がアンテ
ナ４１で受信され４２と同様の回路４３において
帯域分離され、PIN可変減衰器４５を経た後、
200〜800MHz帯のRF増幅器４７で増幅されてミ
クサ２３に入力される。このようにRF増幅器５
０，５１までを２系列とした時には、これら２系
列の切り換えをPINスイツチ等の切り換え回路の
他にRF増幅器に対する電源電圧の切り換えによ
つて行なうことができ、さらに帯域分分離回路４
２，４３においても、周波数可変フイルタを使用
する場合には、二つの周波数帯に分離して設計す
ることができるのでバラクタダイオードの可変範
囲も小さくてすむので構成が簡単なもので帯域特
性を適切に設計でき、妨害に対する性能をも高め
ることが可能である。
第８図は本発明の他の実施例であるが、第７図
で示したPIN可変減衰器４４，４５でのAGC動
作は、この図の５０および５１で示したAGC付
RF増幅器においてビデオ検波器２７で得られた
AGC増幅器５２により増幅して加えることによ
り直接行なわせることが容易となるので、回路を
２系列とした構成の複雑さは十分に補償される。
で示したPIN可変減衰器４４，４５でのAGC動
作は、この図の５０および５１で示したAGC付
RF増幅器においてビデオ検波器２７で得られた
AGC増幅器５２により増幅して加えることによ
り直接行なわせることが容易となるので、回路を
２系列とした構成の複雑さは十分に補償される。
第９図も本発明の実施例を示したものであるが
ここでは、３次相互変調妨害の数を減じ、この妨
害が日本テレビ信号帯域において本発明のIF周
波数帯に影響しないようUHF帯の高周波数と低
周波数を分離するための分離フイルタ６０をRF
増幅器５１とミクサ回路２３の間に挿入してい
る。この分離フイルタは第５図の減衰器２１、第
６図の３０、第７図、第８図の４３で示した帯域
フイルタ回路において構成しても同様の効果をも
たらすが、挿入損失と装置のＳ／Ｎを考えるなら
ば、RF増幅器の後への挿入が好ましい。
ここでは、３次相互変調妨害の数を減じ、この妨
害が日本テレビ信号帯域において本発明のIF周
波数帯に影響しないようUHF帯の高周波数と低
周波数を分離するための分離フイルタ６０をRF
増幅器５１とミクサ回路２３の間に挿入してい
る。この分離フイルタは第５図の減衰器２１、第
６図の３０、第７図、第８図の４３で示した帯域
フイルタ回路において構成しても同様の効果をも
たらすが、挿入損失と装置のＳ／Ｎを考えるなら
ば、RF増幅器の後への挿入が好ましい。
第１０図は本発明のチユーナ装置においてIF
周波数へのテレビ信号周波数の変換のためミクサ
に注入される大レベル局部発振出力が、４０，４
１のアンテナより空中線に対する不要輻射となら
ないようにミクサより前段に局部発振周波数信号
を阻止するフイルタ又はトラツプ７０を挿入した
実施例である。この局部トラツプ７０はIF妨害
を与えるような空中線からのIF周波数をもつ信
号に対しても、阻止効果があるように890MHz
（日本においては770MHz）以上を阻止周波数帯域
となるよう設計することも可能である。又、この
フイルタ又はトラツプは第５図の減衰器２１、第
６図の３０、第７、第８、第９、第１０図の４２
と４３で示した帯域フイルタ回路において構成し
ても同様の効果をもたらすが第９図の分離フイル
タと同様、RF増幅器の後への挿入が好ましい。
さらに、RF増幅器が２系列の場合は、RF増幅器
の後段への阻止フイルタ７０の挿入により、この
阻止フイルタを２系列に共通に構成することが可
能でありチユーナ装置の構成を簡略化できる。
周波数へのテレビ信号周波数の変換のためミクサ
に注入される大レベル局部発振出力が、４０，４
１のアンテナより空中線に対する不要輻射となら
ないようにミクサより前段に局部発振周波数信号
を阻止するフイルタ又はトラツプ７０を挿入した
実施例である。この局部トラツプ７０はIF妨害
を与えるような空中線からのIF周波数をもつ信
号に対しても、阻止効果があるように890MHz
（日本においては770MHz）以上を阻止周波数帯域
となるよう設計することも可能である。又、この
フイルタ又はトラツプは第５図の減衰器２１、第
６図の３０、第７、第８、第９、第１０図の４２
と４３で示した帯域フイルタ回路において構成し
ても同様の効果をもたらすが第９図の分離フイル
タと同様、RF増幅器の後への挿入が好ましい。
さらに、RF増幅器が２系列の場合は、RF増幅器
の後段への阻止フイルタ７０の挿入により、この
阻止フイルタを２系列に共通に構成することが可
能でありチユーナ装置の構成を簡略化できる。
以上述べたように本発明によればVHF及び
UHF帯の全チヤンネルを調整が難かしく構成の
複雑な狭帯域同調フイルタ（RFトラツキングフ
イルタ等）を必要とせず、簡単な構成の帯域分離
回路、局発阻止回路等と、ミクサ回路、局部発振
回路を一系列で達成することにより、スプリアス
妨害の少ない、小型で低コスト、かつ調整の容易
な量産性に富むテレビジヨンのオールバンドチユ
ーナ装置を構成することが出来る。さらにIF周
波数フイルタとして900MHz帯の弾性表面波フイ
ルタを用いることにより、他のLC回路や立体回
路による構成に比べて非常に小さく、無調整の固
体フイルタを構成出来、チユーナ装置全体を小型
化することができる。
UHF帯の全チヤンネルを調整が難かしく構成の
複雑な狭帯域同調フイルタ（RFトラツキングフ
イルタ等）を必要とせず、簡単な構成の帯域分離
回路、局発阻止回路等と、ミクサ回路、局部発振
回路を一系列で達成することにより、スプリアス
妨害の少ない、小型で低コスト、かつ調整の容易
な量産性に富むテレビジヨンのオールバンドチユ
ーナ装置を構成することが出来る。さらにIF周
波数フイルタとして900MHz帯の弾性表面波フイ
ルタを用いることにより、他のLC回路や立体回
路による構成に比べて非常に小さく、無調整の固
体フイルタを構成出来、チユーナ装置全体を小型
化することができる。
第１図は従来のチユーナ装置の構成を示すブロ
ツク図、第２図は日本における受信周波数帯域と
スプリアス妨害発生との関係を示す特性線図、第
３図は米国における同様の特性線図、第４図は受
信周波数帯域及びIF周波数帯域と相互変調によ
る妨害周波数との関係を説明するための図、第５
図、第６図は本発明に至る経過を説明するための
チユーナ装置の構成を示すブロツク図、第７図、
第８図、第９図、第１０図は本発明の実施例にお
けるチユーナ装置の構成を示すブロツク図であ
る。 ２３……ミクサ、２４……局部発振器、２５…
…SAW―IFフイルター、２６……IF増幅器、４
０，４１……アンテナ、４２，４３……帯域フイ
ルタ、４４，４５……PIN可変減衰器、４６，４
７……RF増幅器、５０，５１……RF増幅器。
ツク図、第２図は日本における受信周波数帯域と
スプリアス妨害発生との関係を示す特性線図、第
３図は米国における同様の特性線図、第４図は受
信周波数帯域及びIF周波数帯域と相互変調によ
る妨害周波数との関係を説明するための図、第５
図、第６図は本発明に至る経過を説明するための
チユーナ装置の構成を示すブロツク図、第７図、
第８図、第９図、第１０図は本発明の実施例にお
けるチユーナ装置の構成を示すブロツク図であ
る。 ２３……ミクサ、２４……局部発振器、２５…
…SAW―IFフイルター、２６……IF増幅器、４
０，４１……アンテナ、４２，４３……帯域フイ
ルタ、４４，４５……PIN可変減衰器、４６，４
７……RF増幅器、５０，５１……RF増幅器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ミクサ回路と局部発振回路によりテレビジヨ
ン信号をUHF帯テレビ信号周波数の下限の２倍
の周波数より低く、UHF帯の上限周波数FUHと
UHF帯下限周波数FULを用いて（3FUH―FUL）／
２で示される周波数より高周波に中間周波数を設
定し、UHF帯あるいはVHF帯を含むテレビジヨ
ン信号の受信周波数帯域に応じて複数のRF回路
部を設け、前記ミクサ回路と局部発振回路をそれ
ぞれの周波数帯域に共通に動作させて受信周波数
を選択し、前記テレビUHF帯域に対応したRF回
路部より前段に設置したフイルタ又はトラツプに
よつてテレビUHF帯域を２つの帯域に分離する
ことを特徴とするチユーナ装置。 ２ UHF帯域に対応したRF回路部とミクサ回路
の間にUHF帯を２つの帯域に分離するためのフ
イルタまたはトラツプを設けたことを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載のチユーナ装置。 ３ 複数のRF回路部とミクサ回路との電気的接
続をPIN半導体素子スイツチにより電気的に行な
い、このPIN半導体素子スイツチを局部発振選局
電圧により動作させることを特徴とする特許請求
の範囲第１項記載のチユーナ装置。 ４ フイルタまたはトラツプの挿入をPIN半導体
素子スイツチで電気的に行ない、このPIN半導体
素子スイツチを局部発振選局電圧を用いて動作さ
せることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
のチユーナ装置。 ５ 複数のRF回路部のうちの１つのRF回路部の
みに電源電圧を供給するための切換え回路を設け
たことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
チユーナ装置。 ６ ミクサ回路と局部発振回路によりテレビジヨ
ン信号をUHF帯テレビ信号周波数の下限の２倍
の周波数より低く、UHF帯の上限周波数FUMと
UHF帯下限周波数FULを用いて（3FUH―FUL）／
２で示される周波数より高周波に中間周波数を設
定し、UHF帯あるいはVHF帯を含むテレビジヨ
ン信号の受信周波数帯域に応じて複数のRF回路
部を設け、前記ミクサ回路と局部発振回路をそれ
ぞれの周波数帯域に共通に動作させて受信周波数
を選択し、前記テレビUHF帯に対応したRF回路
部より前段にUHF帯の中間周波数に対するUHF
帯周波数幅により決定される比帯域以下の広帯域
周波数可変フイルタを設け、このフイルタの中間
周波数を局部発振選択電圧を用いて変化させるよ
うにしたことを特徴とするチユーナ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15291680A JPS5776935A (en) | 1980-10-29 | 1980-10-29 | Tuner |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15291680A JPS5776935A (en) | 1980-10-29 | 1980-10-29 | Tuner |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5776935A JPS5776935A (en) | 1982-05-14 |
| JPH0116061B2 true JPH0116061B2 (ja) | 1989-03-22 |
Family
ID=15550943
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15291680A Granted JPS5776935A (en) | 1980-10-29 | 1980-10-29 | Tuner |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5776935A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20180062681A1 (en) * | 2016-08-31 | 2018-03-01 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Receiver and wireless communications apparatus |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0761026B2 (ja) * | 1985-01-11 | 1995-06-28 | ソニー株式会社 | バンド切り換え回路 |
| JPH0249239U (ja) * | 1988-09-30 | 1990-04-05 | ||
| KR920001946A (ko) * | 1990-06-21 | 1992-01-30 | 강진구 | 텔레비젼 신호 수신 튜닝방식 및 회로 |
| KR100423406B1 (ko) * | 2001-12-14 | 2004-03-18 | 삼성전기주식회사 | 텔레비전 튜너의 고주파 증폭 스위칭회로 |
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| JPS5590142A (en) * | 1978-12-27 | 1980-07-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Broad-band receiver circuit |
-
1980
- 1980-10-29 JP JP15291680A patent/JPS5776935A/ja active Granted
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| US20180062681A1 (en) * | 2016-08-31 | 2018-03-01 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Receiver and wireless communications apparatus |
| US10243600B2 (en) * | 2016-08-31 | 2019-03-26 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Receiver and wireless communications apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5776935A (en) | 1982-05-14 |
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