JP2534982B2 - Ｓｈｆ受信機の選択受信回路 - Google Patents
Ｓｈｆ受信機の選択受信回路Info
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- JP2534982B2 JP2534982B2 JP60270492A JP27049285A JP2534982B2 JP 2534982 B2 JP2534982 B2 JP 2534982B2 JP 60270492 A JP60270492 A JP 60270492A JP 27049285 A JP27049285 A JP 27049285A JP 2534982 B2 JP2534982 B2 JP 2534982B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はSHF受信機の選択受信回路に関し、特に衛星
放送受信装置のインドアユニットに用いて最適なもので
ある。
放送受信装置のインドアユニットに用いて最適なもので
ある。
中間周波数変換段の前段にある受信帯域のバンドパス
フィルタを、下側カットオフに対応させた第１のトラッ
プ周波数を有するハイパスフィルタと、上側カットオフ
に対応させた第２のトラップ周波数とこの第２のトラッ
プ周波数より中間周波数分だけ高い第３のトラップ周波
数を有するローパスフィルタとで構成し、各フィルタの
トラップ周波数を局発周波数にトラッキングさることに
より、受信帯域より狭帯域のバンドパス域を受信帯域内
で局部発信周波数に追従移動させるようにして、イメー
ジ妨害、多波妨害、局発出力の入力側へのリークに対し
て十分な抑圧性能を得たSHF受信機の選択受信回路であ
る。
フィルタを、下側カットオフに対応させた第１のトラッ
プ周波数を有するハイパスフィルタと、上側カットオフ
に対応させた第２のトラップ周波数とこの第２のトラッ
プ周波数より中間周波数分だけ高い第３のトラップ周波
数を有するローパスフィルタとで構成し、各フィルタの
トラップ周波数を局発周波数にトラッキングさることに
より、受信帯域より狭帯域のバンドパス域を受信帯域内
で局部発信周波数に追従移動させるようにして、イメー
ジ妨害、多波妨害、局発出力の入力側へのリークに対し
て十分な抑圧性能を得たSHF受信機の選択受信回路であ
る。
第11図は従来の衛星放送受信機の要部を示し、受信パ
ラボラアンテナ10にて受信された12GHz程度のSHF帯の電
波は、屋外ユニット11のＳ−Ｕコンバータにより1GHz程
度のUHF信号に変換されてから屋内ユニットに導出され
る。屋内ユニットの入力は、まず第１中間周波（IF）ア
ンプ12を通じてバンドパスフィルタ13に供給される。こ
のバンドパスフィルタ13は、第12図のような通過特性を
持ち、1.75〜2.25GHzのイメージ帯域の信号や第２中間
周波数400MHzへの妨害信号を除去して、0.95〜1.45GHz
の受信帯域の信号をミキサー14に導出する。ミキサー14
では、第２の局部発振器15からの選局操作に応じた局部
発振周波数の信号と混合されて、400MHzの第２中間周波
数信号が形成され、後段の復調器へ導出される。
ラボラアンテナ10にて受信された12GHz程度のSHF帯の電
波は、屋外ユニット11のＳ−Ｕコンバータにより1GHz程
度のUHF信号に変換されてから屋内ユニットに導出され
る。屋内ユニットの入力は、まず第１中間周波（IF）ア
ンプ12を通じてバンドパスフィルタ13に供給される。こ
のバンドパスフィルタ13は、第12図のような通過特性を
持ち、1.75〜2.25GHzのイメージ帯域の信号や第２中間
周波数400MHzへの妨害信号を除去して、0.95〜1.45GHz
の受信帯域の信号をミキサー14に導出する。ミキサー14
では、第２の局部発振器15からの選局操作に応じた局部
発振周波数の信号と混合されて、400MHzの第２中間周波
数信号が形成され、後段の復調器へ導出される。
バンドパスフィルタ13の裾特性を非常に急峻にしなけ
れば、イメージ帯域によるイメージ妨害を除去すること
が困難である。しかし固定の集中定数のバンドパスフィ
ルタ、特に復同調トランスを用いたフィルタ50dB以上の
イメージ抑圧度を得ることは困難である。
れば、イメージ帯域によるイメージ妨害を除去すること
が困難である。しかし固定の集中定数のバンドパスフィ
ルタ、特に復同調トランスを用いたフィルタ50dB以上の
イメージ抑圧度を得ることは困難である。
また第２局部発振器15の可変周波数範囲1.35〜1.85GH
zが受信帯域内にオーバーラップして入るため、ミキサ
ー14、バンドパスフィルタ13及び第１中間周波アンプ12
の逆方向阻止特性が悪いと、屋内ユニット入力側に局部
発信号のリークが生じる。逆方向阻止性能を改善するに
は、例えばアンプ12やミキサー15の能動阻止段数を増加
させ、トランジスタの−15〜−20dBの逆方向伝達特性を
利用しセパレーションを良くする方法が考えられるが、
回路素子数が増えてコスト高になる。
zが受信帯域内にオーバーラップして入るため、ミキサ
ー14、バンドパスフィルタ13及び第１中間周波アンプ12
の逆方向阻止特性が悪いと、屋内ユニット入力側に局部
発信号のリークが生じる。逆方向阻止性能を改善するに
は、例えばアンプ12やミキサー15の能動阻止段数を増加
させ、トランジスタの−15〜−20dBの逆方向伝達特性を
利用しセパレーションを良くする方法が考えられるが、
回路素子数が増えてコスト高になる。
更に500MHzの受信帯域内には10波以上の各局の信号が
入って来る可能性があり、第1IF段及びミキサーへの入
力エネルギーが大きいと、アンプ部の非直線性等により
相互変調（又は混変調）等が生じる。固定帯域の通過帯
域の広いバンドパスフィルタ13でもってこの種の多波妨
害を抑制することは困難である。
入って来る可能性があり、第1IF段及びミキサーへの入
力エネルギーが大きいと、アンプ部の非直線性等により
相互変調（又は混変調）等が生じる。固定帯域の通過帯
域の広いバンドパスフィルタ13でもってこの種の多波妨
害を抑制することは困難である。
本願出願人は特願昭59−195385号にてバンドパスフィ
ルタ13の特性を、第２局部発振器の周波数変化に連動さ
せて可変にして、イメージ妨害及び局発リークについて
改善した受信回路を提案している。しかしこの受信回路
は多波妨害について改善されていない上、イメージ抑
圧、局発出力のリーク阻止性能についても不十分であっ
た。
ルタ13の特性を、第２局部発振器の周波数変化に連動さ
せて可変にして、イメージ妨害及び局発リークについて
改善した受信回路を提案している。しかしこの受信回路
は多波妨害について改善されていない上、イメージ抑
圧、局発出力のリーク阻止性能についても不十分であっ
た。
本発明はこの問題にかんがみ、イメージ妨害、局発出
力のリーク及び多波妨害について、簡単な回路で非常に
抑制効果が大きい選択受信回路を提供することを目的と
する。
力のリーク及び多波妨害について、簡単な回路で非常に
抑制効果が大きい選択受信回路を提供することを目的と
する。
第１図の要部ブロック図に示すように、本発明の選択
受信回路は、下側及び上側のカットオフの間でバンドパ
ス特性を示すフィルタ部を通して受信帯域外を減衰させ
た受信信号と局部発振信号とを混合して中間周波数信号
を得るように構成されている。
受信回路は、下側及び上側のカットオフの間でバンドパ
ス特性を示すフィルタ部を通して受信帯域外を減衰させ
た受信信号と局部発振信号とを混合して中間周波数信号
を得るように構成されている。
上記フィルタ部は、上記下側のカットオフに対応する
第１のトラップ周波数を有するハイパスフィルタ20と、
上記上側のカットオフに対応する第２のトラップ周波数
とこの第２のトラップ周波数より中間周波数分高い第３
のトラップ周波数を有するローパスフィルタ21とから成
る。
第１のトラップ周波数を有するハイパスフィルタ20と、
上記上側のカットオフに対応する第２のトラップ周波数
とこの第２のトラップ周波数より中間周波数分高い第３
のトラップ周波数を有するローパスフィルタ21とから成
る。
上記ハイパスフィルタ20及びローパスフィルタ21は、
選局操作に応じて変えられる上記局部発振信号の周波数
と連動して上記第１、第２、第３のトラップ周波数を夫
々の同方向に変化させる可変周波数要素を備える共に、
上記第２のトラップ周波数を上記局部発振信号周波数と
一致させてある。上記フィルタ部が上記受信帯域より実
質的に狭いバンドパス特性を有し、局部発信周波数に追
従してそのバンドパス域が上記受信帯域内で移動するよ
うに成されている。
選局操作に応じて変えられる上記局部発振信号の周波数
と連動して上記第１、第２、第３のトラップ周波数を夫
々の同方向に変化させる可変周波数要素を備える共に、
上記第２のトラップ周波数を上記局部発振信号周波数と
一致させてある。上記フィルタ部が上記受信帯域より実
質的に狭いバンドパス特性を有し、局部発信周波数に追
従してそのバンドパス域が上記受信帯域内で移動するよ
うに成されている。
夫々バンドパスの帯域の片側のみにカットオフを有す
る簡単な構成のハイパスフィルタとローパスフィルタか
ら成る二つ回路の組合わせでＱの高い急峻なカットオフ
を有するバンドパス特性が容易に得られる。また各フィ
ルタのトラップ周波数を局発周波数にトラッキングさる
ことにより、受信帯域より狭帯域のバンドパス域を受信
帯域内で局部発振周波数に追従移動させる構成であり、
受信帯域に隣接したイメージ帯域の信号が効果的に減衰
されると共に、受信帯域内の入力信号エネルギーが制限
され多波妨害が軽減される。またローパスフィルタの第
２のトラップ周波数を局部発振周波数と一致させると共
に、第３のトラップ周波数を局部発振動周波数より中間
周波数だけ高い周波数にし、これらのトラップ周波数を
局部発振周波数にトラッキングさせることにより、局部
発振周波数信号が選択受信回路の入力側に漏れるリーク
大幅に減少され、また中間周波数変換のイメージ周波数
に対しても十分な抑圧性能が得られる。
る簡単な構成のハイパスフィルタとローパスフィルタか
ら成る二つ回路の組合わせでＱの高い急峻なカットオフ
を有するバンドパス特性が容易に得られる。また各フィ
ルタのトラップ周波数を局発周波数にトラッキングさる
ことにより、受信帯域より狭帯域のバンドパス域を受信
帯域内で局部発振周波数に追従移動させる構成であり、
受信帯域に隣接したイメージ帯域の信号が効果的に減衰
されると共に、受信帯域内の入力信号エネルギーが制限
され多波妨害が軽減される。またローパスフィルタの第
２のトラップ周波数を局部発振周波数と一致させると共
に、第３のトラップ周波数を局部発振動周波数より中間
周波数だけ高い周波数にし、これらのトラップ周波数を
局部発振周波数にトラッキングさせることにより、局部
発振周波数信号が選択受信回路の入力側に漏れるリーク
大幅に減少され、また中間周波数変換のイメージ周波数
に対しても十分な抑圧性能が得られる。
第１図は本発明のSHF受信機の選択回路の要部ブロッ
ク図で、第1IFアンプ12の前段にハイパスフィルタ20
を、後段にローパスフィルタ21を、夫々集中定数で構成
して設け、全体としてバンドパス特性を持たせてある。
各フィルタ20、21は、受信周波数に応じてカットオフ周
波数が変化するチューナブル形（トラッキング形）とし
てある。第２図に示すようにハイパスフィルタ20のカッ
トオフ周波数はチューニング電圧に応じて950〜1350MHz
の間で変化する。またローパスフィルタ21のカットオフ
周波数は、第３図に示すように、1100〜1450MHzの間で
チューニング電圧に応じて変化する。
ク図で、第1IFアンプ12の前段にハイパスフィルタ20
を、後段にローパスフィルタ21を、夫々集中定数で構成
して設け、全体としてバンドパス特性を持たせてある。
各フィルタ20、21は、受信周波数に応じてカットオフ周
波数が変化するチューナブル形（トラッキング形）とし
てある。第２図に示すようにハイパスフィルタ20のカッ
トオフ周波数はチューニング電圧に応じて950〜1350MHz
の間で変化する。またローパスフィルタ21のカットオフ
周波数は、第３図に示すように、1100〜1450MHzの間で
チューニング電圧に応じて変化する。
ローパスフィルタ21の後には２段目の第1IFアンプ23
を設け、その前段に固定のハイパスフィルタ22を、また
その後段に固定のローパスフィルタ24を夫々設けてあ
る。入力からミキサー14に至る総合特性は第４図に示す
ような所要のバンドパス特性を示す。その約150MHzの通
過帯域は受信周波数、即ち、第２局部発振器15の発信周
波数に追従して950〜1450MHzの受信帯域の間で移動す
る。
を設け、その前段に固定のハイパスフィルタ22を、また
その後段に固定のローパスフィルタ24を夫々設けてあ
る。入力からミキサー14に至る総合特性は第４図に示す
ような所要のバンドパス特性を示す。その約150MHzの通
過帯域は受信周波数、即ち、第２局部発振器15の発信周
波数に追従して950〜1450MHzの受信帯域の間で移動す
る。
この構成によれば、バンドパス特性は実質的に受信帯
域よりも狭帯域になり、イメージ帯域の信号及び第２中
間周波数400MHzへの妨害信号の除去効果が高まる上、多
波妨害に対しても高い抑制効果が得られる。同時に、急
峻な帯域外特性により入力側への第２局部発振信号のリ
ークも大巾に減少する。なおハイパスフィルタ20及びロ
ーパスフィルタ21でバンドパス特性を得ることにより、
個々のフィルタのＱを高くすることが容易になり、より
急峻なな帯域外特性が得られる。従って上記の各種妨害
に対する阻止能力は格段に高まる。
域よりも狭帯域になり、イメージ帯域の信号及び第２中
間周波数400MHzへの妨害信号の除去効果が高まる上、多
波妨害に対しても高い抑制効果が得られる。同時に、急
峻な帯域外特性により入力側への第２局部発振信号のリ
ークも大巾に減少する。なおハイパスフィルタ20及びロ
ーパスフィルタ21でバンドパス特性を得ることにより、
個々のフィルタのＱを高くすることが容易になり、より
急峻なな帯域外特性が得られる。従って上記の各種妨害
に対する阻止能力は格段に高まる。
第５図は第１図の各ブロックに対応する要部回路図
で、第６図はこの回路の総合的なバンドパス特性を示す
グラフである。入力端に連なるハイパスフィルタ20は、
コンデンサC1、C2、C3、コイルL1、L2及び可変容量ダイ
オードD1から成り、誘導Ｍ型フィルタ＋定Ｋ型フィルタ
の組合せ構成となっている。コイルL1、コデンサC1、C2
及び可変容量ダイオードD1から成る並列共振回路によ
り、第６図の周波数f1における第１トラップが生じる。
可変容量ダイオードD1にチューニング電圧を供給するこ
とにより、トラップ点の周波数f1は選局周波数に応じて
矢印の範囲で変化する。これに伴ってハイパス特性のカ
ットオフ周波数も点線から一点鎖線の範囲で変化する。
第１トラップを持つことにより減衰特性は非常に急峻に
なっている。
で、第６図はこの回路の総合的なバンドパス特性を示す
グラフである。入力端に連なるハイパスフィルタ20は、
コンデンサC1、C2、C3、コイルL1、L2及び可変容量ダイ
オードD1から成り、誘導Ｍ型フィルタ＋定Ｋ型フィルタ
の組合せ構成となっている。コイルL1、コデンサC1、C2
及び可変容量ダイオードD1から成る並列共振回路によ
り、第６図の周波数f1における第１トラップが生じる。
可変容量ダイオードD1にチューニング電圧を供給するこ
とにより、トラップ点の周波数f1は選局周波数に応じて
矢印の範囲で変化する。これに伴ってハイパス特性のカ
ットオフ周波数も点線から一点鎖線の範囲で変化する。
第１トラップを持つことにより減衰特性は非常に急峻に
なっている。
初段の第1IFアンプ12はトランジスタQ1で構成され、
その後段にコイルL3〜L5、コンデンサC4、C5及び可変容
量ダイオードD2、D3から成るローパスフィルタ21が結合
されている。このローパスフィルタ21は定Ｋ型フィルタ
（４段）をはしご形に構成したものである。コイルL3、
L4とコンデンサC4及び可変容量ダイオードD2とによって
第６図の周波数f2における第２トラップを形成してい
る。この第２トラップの周波数f2は、可変容量ダイオー
ドD2にチューニング電圧を供給することにより、矢印の
ように可変され、これに伴ってローパス特性のカットオ
フ周波数が点線から一点鎖線の間で変化する。第２トラ
ップの周波数f2は第２局部発振器15の発振周波数と同一
にチューニングされていて、このトラップにより非常に
急峻なカットオフ特性を得ると共に、ミキサー14を通じ
て室内ユニットの入力側に漏れる局部発振周波数の信号
についての十分な阻止性能を得ている。
その後段にコイルL3〜L5、コンデンサC4、C5及び可変容
量ダイオードD2、D3から成るローパスフィルタ21が結合
されている。このローパスフィルタ21は定Ｋ型フィルタ
（４段）をはしご形に構成したものである。コイルL3、
L4とコンデンサC4及び可変容量ダイオードD2とによって
第６図の周波数f2における第２トラップを形成してい
る。この第２トラップの周波数f2は、可変容量ダイオー
ドD2にチューニング電圧を供給することにより、矢印の
ように可変され、これに伴ってローパス特性のカットオ
フ周波数が点線から一点鎖線の間で変化する。第２トラ
ップの周波数f2は第２局部発振器15の発振周波数と同一
にチューニングされていて、このトラップにより非常に
急峻なカットオフ特性を得ると共に、ミキサー14を通じ
て室内ユニットの入力側に漏れる局部発振周波数の信号
についての十分な阻止性能を得ている。
更に、コイルL4、L5及びコンデンサC5、可変容量ダイ
オードD3によって第６図の周波数f3における第３トラッ
プを形成している。この第３トラップの周波数f3はイメ
ージ周波数、即ち局発振周波数f2よりも400MHz高い周波
数にチューニングされている。そして可変容量ダイオー
ドD3にチューニング電圧を供給することにより、f3は矢
印の範囲でf2の変化に追従して動く。従ってローパスフ
ィルタ21の特性に、第２トラップ以上の帯域ではね上り
が生じていても、第３トラップによってイメージ周波数
の信号は十分に抑圧される。しかも受信周波数の変化に
対応したイメージ周波数の変化に応じて第３トラップ点
がf2に対して400MHzの間隔を保ったまま追従変化する。
オードD3によって第６図の周波数f3における第３トラッ
プを形成している。この第３トラップの周波数f3はイメ
ージ周波数、即ち局発振周波数f2よりも400MHz高い周波
数にチューニングされている。そして可変容量ダイオー
ドD3にチューニング電圧を供給することにより、f3は矢
印の範囲でf2の変化に追従して動く。従ってローパスフ
ィルタ21の特性に、第２トラップ以上の帯域ではね上り
が生じていても、第３トラップによってイメージ周波数
の信号は十分に抑圧される。しかも受信周波数の変化に
対応したイメージ周波数の変化に応じて第３トラップ点
がf2に対して400MHzの間隔を保ったまま追従変化する。
ローパスフィルタ21の後段には、コイルL6〜L8、コン
デンサC6〜C9でもって構成された固定定数のハイパスフ
ィルタ22が結合されている。このハイパスフィルタ22
は、トランジスタQ2で構成された２段目の第1IFアンプ2
3とのマッチングを取るために挿入されている。このハ
イパスフィルタ22のコイルL6、コンデンサC7から成る並
列共振回路は、第２中間周波数400MHzのトラップを構成
し、第６図に示すように第２中間周波数信号の位置にお
いて伝送信号を大きく減衰させている。
デンサC6〜C9でもって構成された固定定数のハイパスフ
ィルタ22が結合されている。このハイパスフィルタ22
は、トランジスタQ2で構成された２段目の第1IFアンプ2
3とのマッチングを取るために挿入されている。このハ
イパスフィルタ22のコイルL6、コンデンサC7から成る並
列共振回路は、第２中間周波数400MHzのトラップを構成
し、第６図に示すように第２中間周波数信号の位置にお
いて伝送信号を大きく減衰させている。
２段目の第1IFアンプ23の出力は、コイルL9及びコン
デンサC10からなる固定定数のローパスフィルタ24を通
じてミキサー14へ導出される。
デンサC10からなる固定定数のローパスフィルタ24を通
じてミキサー14へ導出される。
第７図〜第10図は第５図の回路の特性実施例を示す。
第７図は950MHz受信時の総合バンドパス特性、第８図は
1450MHz受信時の総合バンドパス特性で、受信周波数の
帯域外で−50dB以上の急峻な減衰特性を示している。ま
た通過帯域は150MHz程度の狭帯域で、多波妨害が効果的
に軽減されている。選択達域は第７図の950MHz帯から第
８図の1450MHz帯まで受信周波数に応じて連続的に変化
する。
第７図は950MHz受信時の総合バンドパス特性、第８図は
1450MHz受信時の総合バンドパス特性で、受信周波数の
帯域外で−50dB以上の急峻な減衰特性を示している。ま
た通過帯域は150MHz程度の狭帯域で、多波妨害が効果的
に軽減されている。選択達域は第７図の950MHz帯から第
８図の1450MHz帯まで受信周波数に応じて連続的に変化
する。
第９図はイメージ抑圧特性を示し、950MHzで−45dBが
得られている。なお規定では950MHzで−31dBあれば良い
とされている。
得られている。なお規定では950MHzで−31dBあれば良い
とされている。
第10図は第２局部発振周波数のリーク特性を示し、13
50〜1850MHzの第２局部発振周波数の可変範囲につい
て、−70dB以上の十分なリーク阻止性能が得られてい
る。特に共同アンテナ受信の際に一方から他方の受信機
の受信帯域に漏れる可能性のある1350〜1450MHzの局部
発振周波数については−80dB以上の強力な阻止性能が得
られている。
50〜1850MHzの第２局部発振周波数の可変範囲につい
て、−70dB以上の十分なリーク阻止性能が得られてい
る。特に共同アンテナ受信の際に一方から他方の受信機
の受信帯域に漏れる可能性のある1350〜1450MHzの局部
発振周波数については−80dB以上の強力な阻止性能が得
られている。
本発明は上述のように、選択受信回路のバンドパスフ
ィルタを、下側カットオフに対応させた第１のトラップ
周波数を有するハイパスフィルタ及び上側カットオフに
対応させた第２のトラップ周波数とこの第２のトラップ
周波数より中間周波数分だけ高い第３のトラップ周波数
を有するローパスフィルタで構成したので、夫々バンド
パス帯域の片側のみにカットオフを有する簡単な構成の
二つ回路の組合わせでＱの高い急峻なカットオフを有す
るバンドパス特性が容易に得られる。
ィルタを、下側カットオフに対応させた第１のトラップ
周波数を有するハイパスフィルタ及び上側カットオフに
対応させた第２のトラップ周波数とこの第２のトラップ
周波数より中間周波数分だけ高い第３のトラップ周波数
を有するローパスフィルタで構成したので、夫々バンド
パス帯域の片側のみにカットオフを有する簡単な構成の
二つ回路の組合わせでＱの高い急峻なカットオフを有す
るバンドパス特性が容易に得られる。
また各フィルタのトラップ周波数を局発周波数にトラ
ッキングさることにより、受信帯域より狭帯域のバンド
パス域を受信帯域内で局部発振周波数に追従移動させる
ようにしたから、受信帯域に隣接したイメージ帯域の信
号を効果的に減衰させることができると共に、受信帯域
内の入力信号エネルギーを制限して多波妨害を軽減する
ことができる。
ッキングさることにより、受信帯域より狭帯域のバンド
パス域を受信帯域内で局部発振周波数に追従移動させる
ようにしたから、受信帯域に隣接したイメージ帯域の信
号を効果的に減衰させることができると共に、受信帯域
内の入力信号エネルギーを制限して多波妨害を軽減する
ことができる。
またローパスフィルタの第２のトラップ周波数を局部
発振周波数と一致させると共に、第３のトラップ周波数
を局部発振周波数より中間周波数だけ高い周波数にし、
これらのトラップ周波数を局部発振周波数にトラッキン
グさせたので、局部発振周波数信号が選択受信回路の入
力側に漏れるリークを大幅に減少させることができると
共に、中間周波数変換のイメージ周波数に対しても十分
な抑制性能を得ることができる。
発振周波数と一致させると共に、第３のトラップ周波数
を局部発振周波数より中間周波数だけ高い周波数にし、
これらのトラップ周波数を局部発振周波数にトラッキン
グさせたので、局部発振周波数信号が選択受信回路の入
力側に漏れるリークを大幅に減少させることができると
共に、中間周波数変換のイメージ周波数に対しても十分
な抑制性能を得ることができる。
第１図は本発明の選択受信回路の一実施例を示す要部ブ
ロック図、第２図は第１図のハイパスフィルタの特性
図、第３図はローパスフィルタの特性図、第４図は総合
的なバンドパス特性図、第５図は第１図のブロックの具
体的な回路図、第６図は第５図の回路のバンドパス特性
図、第７図は950MHz受信時のバンドパス特性の実測グラ
フ、第８図は1450MHz受信時のバンドパス特性の実測グ
ラフ、第９図はイメージ抑圧特性の実測グラフ、第10図
は局部リーク特性の実測グラフ、第11図は従来の衛星放
送受像機のIF段の要部ブロック図、第12図は第11図のバ
ンドパスフィルタの特性図である。 なお図面に用いられた符号において、 10……受信パラボラアンテナ 12……第1IFアンプ 14……ミキサー 15……第２局部発振器 20……ハイパスフィルタ 21……ローパスフィルタ である。
ロック図、第２図は第１図のハイパスフィルタの特性
図、第３図はローパスフィルタの特性図、第４図は総合
的なバンドパス特性図、第５図は第１図のブロックの具
体的な回路図、第６図は第５図の回路のバンドパス特性
図、第７図は950MHz受信時のバンドパス特性の実測グラ
フ、第８図は1450MHz受信時のバンドパス特性の実測グ
ラフ、第９図はイメージ抑圧特性の実測グラフ、第10図
は局部リーク特性の実測グラフ、第11図は従来の衛星放
送受像機のIF段の要部ブロック図、第12図は第11図のバ
ンドパスフィルタの特性図である。 なお図面に用いられた符号において、 10……受信パラボラアンテナ 12……第1IFアンプ 14……ミキサー 15……第２局部発振器 20……ハイパスフィルタ 21……ローパスフィルタ である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 三田 宏幸 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソ ニー株式会社内 (56)参考文献 特開 昭58−9421（ＪＰ，Ａ) 特開 昭52−59512（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−80933（ＪＰ，Ａ) 実開 昭51−132925（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭59−180542（ＪＰ，Ｕ)
Claims (1)
- 【請求項１】下側及び上側のカットオフの間でバンドパ
ス特性を示すフィルタ部を通して受信帯域外を減衰させ
て受信信号と局部発振信号とを混合して中間周波信号を
得るように構成され、 上記フィルタ部は、上記下側のカットオフに対応する第
１のトラップ周波数を有するハイパスフィルタと、上記
上側のカットオフに対応する第２のトラップ周波数とこ
の第２のトラップ周波数より中間周波数分高い第３のト
ラップ周波数を有するローパスフィルタとから成り、 上記ハイパスフィルタ及びローパスフィルタは、選局操
作に応じて変えられる上記局部発振信号の周波数と連動
して上記第１、第２、第３のトラップ周波数を夫々同方
向に変化させる可変周波数要素を備える共に、上記第２
のトラップ周波数を上記局部発振信号周波数と一致させ
て成り、 上記フィルタ部が上記受信帯域より実質的に狭いバンド
パス特性を有し、局部発振周波数に追従してそのバンド
パス域が上記受信帯域内で移動するように成されている
ことを特徴とするSHF受信機の選択受信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60270492A JP2534982B2 (ja) | 1985-11-30 | 1985-11-30 | Ｓｈｆ受信機の選択受信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60270492A JP2534982B2 (ja) | 1985-11-30 | 1985-11-30 | Ｓｈｆ受信機の選択受信回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62130090A JPS62130090A (ja) | 1987-06-12 |
| JP2534982B2 true JP2534982B2 (ja) | 1996-09-18 |
Family
ID=17487032
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60270492A Expired - Lifetime JP2534982B2 (ja) | 1985-11-30 | 1985-11-30 | Ｓｈｆ受信機の選択受信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2534982B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0744475B2 (ja) * | 1988-12-21 | 1995-05-15 | 日本電気エンジニアリング株式会社 | 受信装置 |
| JP2006262434A (ja) * | 2005-02-17 | 2006-09-28 | Mitsubishi Electric Corp | 配電線搬送伝送装置 |
| JP2007124290A (ja) * | 2005-10-28 | 2007-05-17 | Alps Electric Co Ltd | デュアル型デジタルテレビジョンチューナ |
| DE602006014794D1 (de) * | 2006-03-09 | 2010-07-22 | Swatch Group Res & Dev Ltd | Vorrichtung mit Rauschunterdrückung zum Empfangen und/oder Senden von Funksignalen |
| CN114405384B (zh) * | 2021-02-02 | 2024-03-26 | 上海品致测控技术有限公司 | 一种磁力搅拌控制器 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51132925U (ja) * | 1975-04-17 | 1976-10-26 |
-
1985
- 1985-11-30 JP JP60270492A patent/JP2534982B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62130090A (ja) | 1987-06-12 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |