JPS62130090A - 選択受信回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はＳ　ＨＦ受信機等の選択受信回路に関し、特に
衛星放送受信装置のインドアユニットに用いて最適なも
のである。

〔発明の概要〕

中間周波変換段の前段にある受信帯域のバンドパスフィ
ルタを、バイパスフィルタとローパスフィルタとで構成
し、各フィルタのカットオフ周波数を局部発振周波数の
選局操作に応した変化に追従変化させることにより、ハ
フｌ−パス域が狭帯域で且つ選局操作に追従移動するよ
・うにしたもので、イメージ妨害、多波妨害、局発出力
の入力端へのリークに対して十分な抑圧性能を得ている
。

〔従来の技術〕

第１１図は従来の衛星放送受信機の要部を示し、受信パ
ラボラアンチづ川０にて受信された１２ＧＩＩｚ程度の
Ｓ　ＨＦ帯の電波は、屋外ユニット１１のＳ−ｉＪコン
バータによりＩＧＩｌｚ程度のＵ　１１　Ｆ　にτ号に
変換されてから屋内ユニノ１〜に導出される。屋内ユニ
ノ１〜の入力は、まず第１中間周波（ＩＦ）アップ１２
を通してバンドパスフィルタ１３に供給される。このバ
ンドパスフィルタ１３は、第１２図のような通過特性を
持ち、１．７５〜２．２５ＧＩｌｚのイメージ帯域の信
号や第２中間周波ｆ；！１．４００　ＧＩＩ２への妨害
信号を除去して、０．９５〜１．４５Ｇｌ１２の受信帯
域の信号をミキサー１４に導出する。ミキサー１４では
、第２の局部発振信号１５からの選局操作に応した局部
発振周波数の信号と混合されて、４００Ｍ１ｌｚの第２
中間周波信号が形成され、後段の復調器へ導出される。

〔発明が解決しようとする問題点〕

バントパスフィルタ１３の列特性を非常に急峻にしなＬ
Ｊれば、イメージ帯域によるイメージ妨害を除去するこ
とが困難である。しかし固定の集中定数のバンドパスフ
ィルタ、特に複同調トランスを用いたフィルタで５０ｄ
Ｂ以上のイメージ抑圧度を得ることは困難である。

また第２局部発振器１５の可変周波数範囲１，３５〜１
．８５ＧＩＩｚが受信帯域内にオーバーラツプして入る
ため、ミキサー１４、バンドパスフィルタ１３及び第１
中間周波アップ１２の逆方向阻止特性が悪いと、屋内ユ
ニットの入力側に局部発振信号のリークが生じる。逆方
向阻止性能を改善するには、例えばアップ１２やミキサ
ー１５の能動素子段数を増加させ、トランジスタの一■
５〜−２０ｄＢの逆方向伝達特性を利用してセノマレー
ションを良くする方法が考えられるが、回路素子数が増
えてコスト高になる。

更に５００Ｍ）ｌｚの受信帯域内には１０波以上の各局
の信号が入って来る可能性があり、第２１Ｆ段への入力
エネルギーが大きいと、アップ部の非直線性等により相
互変調（又は混変調）等が生しる。固定帯域の通過帯域
の広いバンドパスフィルタ１３でもってこの種の多波妨
害を抑制することは困難である。

本願出願人は特願昭５９−１９５３８５号にてバントパ
スフィルタ１３の特性を、第２局部発振器の周波数変化
に連動させて可変にして、イメージ妨害及び局発リーク
について改善した受信回路を提案している。しかしこの
受信回路は多波妨害について改善されていない上、イメ
ージ抑圧、局発出力のリーク阻止性能についても不十分
であった。

本発明はこの問題にかんがみ、イメージ妨害、局発出力
のリーク及び多波妨害について、簡単な回路で非常に抑
制効果の大きい選択受信回路を提供することを目的とす
る。

〔問題点を解決するだめの手段〕

第１図の要部ブロック図に示すように本発明の選択受信
回路は、受信帯域外を減衰させるバンドパス特性のフィ
ルタ部を通した受信信号と局部発振信号とを混合して中
間周波信号を得るように構成されている。

上記フィルタ部はバイパスフィルタ２０とアップ１２と
ローパスフィルタ２１とから成っている。

第２図、第３図に示すように、選局操作に応し、て変え
られる上記局部発振信号の周波数と連動し“Ｃ上記バイ
パスフィルタ及びローパスフィルタの力・ットオフ周波
数が変化するようになされている。

そして第４図に示すように、上記フィルタ部が」１記受
信帯域よりも実質的に狭いバンドパス特性を有し、且つ
上記局部発振周波数に追従してそのバンドパス域が変化
するように成されている。

（作用） 帯域外特性の急峻なバンドパス特性が簡４１′１−な集
中定数の回路で得られ、挟帯域にすることでイメージ妨
害及び多波妨害に対する良好な抑圧性能が得られる。局
部発振信号の入力側へのリークは、局発周波数に対する
急峻なカットオフ性能により大１１１に減る。

〔実施例〕

第１図は本発明のＳ　ＨＦ受信機の選択回路の要部ブロ
ック図で、第１１ＦアップＩ２の前段にハイハスフィル
タ２０を、後段にローパスフィルタ２１を、夫々集中定
数で構成して設け、全体としてバントパス特性を持たせ
である。各フィルタ２０．２１は、受信周波数に応じて
カッＩ・オフ周波数が変化するチェーナブル形（トラッ
キング形）としである。第２図に示すようにバイパスフ
ィルタ２０のカットオフ周波数はチューニング電圧に応
じて９５０〜１３５０Ｍ１ｌｚＯ間で変化する。またＬ
ｌ−バスフィルタ２１のカットオフ周波数は、第３図に
示すように、１１００〜１４５０ＭＩＩｚＯ間でチュー
ニング電圧に応じて変化する。

ローパスフィルタ２１の後には２段目の第１ＴＦアップ
２３を設け、その前段に固定のバイパスフィルタ２２を
、またその後段に固定のローパスフィルタ２４を夫々設
けである。人力からミキサー１４に至る総合特性は第４
図に示すような所要のバンドパス特性を示す。その約１
５０ＭＩｌｚの通過帯域は受信周波数、即ら、第２局部
発振２Ｓ１５の発振周波数に追従して９５０〜１４５０
ＭＩＩｚの受信帯域の間で移動する。

この構成によれば、バンドパス特性は実質的に受信帯域
よりも狭帯域になり、イメージ帯域の信号及び第２中間
周波数４００ＭＩＩｚへの妨害信号の除去効果が高まる
上、多波妨害に対しても高い抑制効果が得られる。同時
に、急峻な帯域外特性により入力側への第２局部発振信
号のリークも大１１に減少する。なおバイパスフィルタ
２０及びローパスフィルタ２１でバンドパス特性を得る
ことにより、個々のフィルタのＱを高くすることが容易
になり、より急峻なな帯域外特性が得られる。従って上
記の各種妨害に対する阻止能力は格段に高まる。

第５図は第１図の各ブロックに対応する要部回路図で、
第６図はこの回路の総合的なバンドパス特性を示すグラ
フである。入力端に連なるバイパスフィルタ２０は、コ
ンデンサＣＩ、Ｃ２、Ｃ３、コイルＬ１、Ｌ２及び可変
容量ダイオードＤ１から成り、誘導Ｍ型フィルタ＋定に
型フィルタのＭｉ合せ構成となっている。コイルＬ　１
、コンデンサＣ１、Ｃ２及び可変容量ダイオードＤ１か
ら成る並列共振回路により、第６図の周波数ｆ、におけ
る第１トラツプが生じる。可変容量ダイオードＤＩにチ
ューニング電圧を供給することにより、トラップ点の周
波ｔｌｔ　ｒ　＋　は選局周波数に応じて矢印の範囲で
変化する。これに伴ってバイパス特性のカットオフ周波
数も点線から一点鎖線の範囲で変化する。第１トラツプ
を持つことにより減衰特性は非常に急峻になっている。

初段の第１１Ｆアップ１２はトランジスタＱ１で構成さ
れ、その後段にコイルし３〜Ｌ５、コンデンサＣ４、Ｃ
５及び可変容量ダイオードＤ２、Ｄ３から成るローパス
フィルタ２１が結合されている。このローパスフィルタ
２１は定に型フィルタ（４段）をはしご形に構成したも
のである。コイルＬ　３、Ｌ４とコンデンサＣ４及び可
変容量ダイオードＤ２とによって第６図の周波数［２に
おける第２トラツプを形成している。この第２トラ、ブ
の周波数ｒ２は、可変容量ダイオードＤ２にチューニン
グ電圧を供給することにより、矢印のように可変され、
これに伴ってローパス特性のカットオフ周波数が点線か
ら一点鎖線の間で変化する。第２トラツプの周波数ｒ２
は第２局部発振器１５の発振周波数と同一にチューニン
グされていて、このトラップにより非常に急峻なカット
オフ特性を得る−と共に、ミキサー１４を通して室内ユ
ニットの入力側に漏れる局部発振周波数の信号について
の十分な阻止性能を得ている。

更に、コイルＬ　４、Ｌ５及びコンデンサＣ５、可変容
量ダイオードＤ３によって第６図の周波数ｒ３における
第３トラツプを形成している。この第３トラツプの周波
数「３はイメージ周波数、即ち局部発振周波数ｒ２より
も４００Ｍ１ｌｚ高い周波数にチューニングされている
。そして可変容量ダイオードＤ３にチューニング電圧を
供給することにより、「３は矢印の範囲でｆ２の変化に
追従して動く。従ってローパスフィルタ２１の特性に、
第２トラップ以上の帯域ではね上りが生していても、第
３トラツプによってイメージ周波数の信号は十分に抑圧
される。しかも受信周波数の変化に対応したイメージ周
波数の変化に応じて第３トラノブ点がｒ２に対して４０
０　旧１７．の間隔を保ったまま追従変化する。

ローパスフィルタ２Ｉの後段には、コイル（，６〜Ｌ　
８、コンデンサＣ６〜Ｃ９でもって構成された固定定数
のバイパスフィルタ２２が結合されている。このバイパ
スフィルタ２２は、トランジスタＱ２で構成された２段
目の第１１Ｆアップ２３とのマツチングを取るために挿
入されている。このバイパスフィルタ２２のコイルＬ６
、コンデンサＣ７から成る・拍列共振回路は、第２中間
周波数４００Ｍ１ｌｚのトラップを構成し、第６図に示
すように第２中間周波数信号の位置において伝送信号を
大きく減衰させている。

２段目の第１１Ｆアップ２３の出力は、コイルＬ　９及
びコンデンサＣＩＯからなる固定定数のローパスフィル
タ２４を通じてミキサー１４へ導出される。

第７図〜第１Ｏ図は第５図の回路の特性実測例を示す。

第７図は９５０ＭＨｚ受信時の総合バンドパス特性、第
８図は１４５０ＭＩＩｚ受信時の総合バンドパス特性で
、受信周波数の帯域外で一５０６ｆ１以上の急峻な減衰
特性を示している。また通過帯域はＬ　５０ＭＩＩｚ程
度の狭帯域で、多波妨害が効果的に軽減されている。選
択帯域は第７図の９５０ＭＨｚ帯から第８図の１４５０
ＭｌＩ２帯まで受信周波数に応じて連続的に変化する。

第９図はイメージ抑圧特性を示し、９５０ＭＩＩｚで一
４５ｄＢが得られている。なお規定では９５０Ｍｔｌｚ
で一３０ｄＢあれば良いとされている。

第１０図は第２局部発（成因波数のリーク特性を示し、
１３５０〜１８５０ＭｔＬｚの第２局部発振周波数の可
変範囲について、−７０ｄｔ以上の十分なリーク阻止性
能が得られている。特に共同アンテナ受信の際に一方か
ら他方の受１４機の受信帯域に漏れる可能性のある１３
５０〜１４５０旧Ｉ２の局部発振周波数については一８
０ｄＢ以上の強力な阻止性能が得られている。

（発明の効果） 本発明は上述の如く、バンドパス特性をバイパスフィル
タとローパスフィルタによって得たので、簡単な回路で
Ｑの高い急峻なカントオフ特性が得られる。また各フィ
ルタのカットオフ周波数を局発周波数にトラッキングさ
せて、狭帯域のバンドパス特性で受信帯域内をカバーす
るようにしたから、受信帯域に隣接したイメージ帯域の
信号を効果的に減衰させることができ、また受信帯域内
の人力信号エネルギーを制限して多波妨害を軽減するこ
とができる。更に、局部発振周波数信号が入力側に漏れ
るリークを、急峻な帯域外特性により大中に減少させ得
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の選択受信回路の一実施例を示す要部ブ
ロック図、第２図は第１図のバイパスフィルタの特性図
、第３図はローパスフィルタの特性図、第４図は総合的
なバンドパス特性図、第５図は第１図のブロックの具体
的な回路図、第６図は第５図の回路のバンドパス特性図
、第７図は９５０ＭｌＩ２受信時のバンドパス特性の実
測グラフ、第８図は１４５０ＭＩＩｚ受信時のバンドパ
ス特性の実測グラフ、第９図はイメージ押圧特性の実測
グラフ、第１０図は局発リーク特性の実測グラフ、第１
１図は従来の衛星放送受像機のＩＦ段の要部ブロック図
、第１２図は第１１図のバンドパスフィルタの特性図で
ある。 なお図面に用いられた符号において、 １０−・−−−−一−−−−−−−・−受信パラボラア
ンテナ１２−・−・−−−−−一−−第１１Ｆアップ１
４−・−−−一−−−−−−−−−−ミキサー１５−−
−−−−−−−−一第２局部発振器２０−−−−−−−
−−バイパスフィルタ２１−−一一−−−−−−−−ロ
ーパスフィルタである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 受信帯域外を減衰させるバンドパス特性のフィルタ部を
   通した受信信号と局部発振信号とを混合して中間周波信
   号を得るように構成され、 上記フィルタ部はバイパスフィルタとアップとローパス
   フィルタとから成り、 選局操作に応じて変えられる上記局部発振信号の周波数
   と連動して上記バイパスフィルタ及びローパスフィルタ
   のカットオフ周波数が変化するようになされ、 上記フィルタ部が上記受信帯域よりも実質的に狭いバン
   ドパス特性を有し、且つ上記局部発振周波数に追従して
   そのバンドパス域が変化するようにした選択受信回路。