JPS6128434Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、CATVを含むVHF・UHFの全チヤ
ンネルを受信する電子同調テレビ用チユーナに関
するものである。CATV放送チヤンネルを含む、
VHF・UHF帯の全帯域を受信できるチユーナと
しては、VHF2バンド、UHF1バンドより成る従
来方式のチユーナを広帯域化したものまたは
VHF3バンド、UHF1バンドとしたもの等が一般
に用いられている。しかしながらこれらのチユー
ナは同調用の可変容量ダイオードやバンド切換え
用のスイツチングダイオードの特性により電力利
得、雑音指数等の特性劣化だけではなく回路自体
も複雑になりコスト高となる。更に最近になつて
米国チヤンネルにおいてCATV放送チヤンネルに
ついて300MHz〜400MHz帯を含む広帯域化が実施
されることになり従来方式では実現が更に因難と
なつてきた。第１図はこの点を解決するための一
方式であるダブルスーパーヘテロダイン方式の１
バンドチユーナを示しておりこの第１図において
UHF・VHFCATV入力端子Ａからの受信信号fd
は同調用電圧により切換可能とした可変帯域濾波
器１に入力され、特定の妨害信号を減衰した後、
可変減衰器（PINアツテネータ）２で適当なレベ
ルにされ、広帯域増幅器３に印加・増幅される。
一方第１局部発振器５では可変周波数_LO1を出
力し、第１混合器（二重平衡型混合器が一般に用
いられる）４に加えられる。４では前記fdと_LO
１と混合し、第１中間周波数i₁を発生し、第１
中間周波数同調増幅器６を通つて増幅され、第２
混合器７に印加される。７では固定周波数_LO2
を出力する第２局部発振器８の出力と上記i₁を
混合器し、中間周波数i₂を発生する。i₂は中
間周波数同調増幅回路９を通り中間周波数出力端
子B′に供給される。この出力端子B′はテレビ受像
機の映像中間周波数増幅回路に接続される。第１
図の方式のチユーナを米国チヤンネルについて説
明すると次のようになる。まずfdはVHFロウチ
ヤンネルの最低周波数からUHFチヤンネルの最
高周波数であるので54〜890MHzである。ここで
アツプコンバータである第１混合器４による周波
数変換関係を、 i₁＝fd＋_LO1 …(1) に設定したとする。この場合、実際上除去できな
いビート妨害周波数関係は妨害信号fuと希望信号
fdが同一帯域内にあるとすると、 fu＝i₁ …(2) fd＋fu＝i₁ …(3) fu＋２_LO1＝i₁ …(4) ２_LO2−fu＝i₁ …(5) 2fu＝fj₁ …(6) となる。これらの式と(1)式の関係から、_LO1を
消去し、計算すると、fuとfdの関係は、 (2)式より fu＝i₁ …(7) (3)式より fu＝−fd＋i₁ …(8) (4)式より fu＝2fd−i₁ …(9) (5)式より fu＝−2fd＋i₁ …(10) (6)式より fu＝1/2i₁ …(11) となる。これらの関係を図示すると、第２図のよ
うになる。第２図でfdとfuの信号存在領域Ｄに上
記関係(7)〜(11)の直線(7)〜(11)が入らないように
設定しなければならない。従つて図からわかるよ
うに、i₁はＤの最大周波数の３倍（2670MHz）
以上にする必要がある。ここで、仮に6MHzの余
裕を持たせるとする。この時、固定周波数である
第１中間周波数i₁は映像キヤリアと音声キヤリ
アの帯域幅を6MHzとして、2676〜2682MHzとな
る従つて、このときの第１局部発振器の周波数は
1792〜2622MHzに可変できるものでなければなら
ない。次に、ダウンコンバータである第２混合器
７による周波数変換関係は、第１中間周波数i₁
の映像キヤリアと音声キヤリアの配列の関係か
ら、 i₂＝_LO2−i₁ …(12) としなければならない。この場合、実際に除去で
きないビート妨害関係は、妨害信号fu₁と希望信
号i₁が同一帯域内にあるとすると、 fu₁＝i₂ …(13) i₁−fu₁＝i₂ …(14) fu₁−i₁＝i₂ …(15) fu₁−２_LO2＝i₂ …(16) ２_LO2−fu₁＝i₂ …(17) 2fu₁＝i₂ …(18) となる。これらの式と(12)式の関係から、_LO2
を消去すると、fu₁とi₁の関係は (13)式より fu₁＝i₂ …(19) (14)式より fu₁＝i₁−i₂ …(20) (15)式より fu₁＝i₁＋i₂ …(21) (16)式より fu₁＝２i₁−i₂ …(22) (17)式より fu₁＝２i₁−３i₂ …(23) (18)式より fu₁＝1/2i₂ …(24) となる。ここで、i₂は米国チヤンネルでは41〜
47MHzであるから、_LO2は(12)式の関係から
2723MHzとなる。これらの関係を図示すると第３
図のようになる。この第３図においても、信号存
在領域Ｅに、妨害関係(19)〜(24)の直線(19)〜(24)
が入らないため、妨害は発生しないように思え
る。ところが、このような方式のチユーナでは、
次の(i)(ii)(iii)のような欠点がある。

(i) 第１局部発振周波数_LO1および第２局部発
振周波数_LO2がそれぞれ1792〜2622MHz、
2723MHzといつた非常に高い周波数のため、民
生品のレベルでは、その構成が困難なだけでな
く、周波数安定性が悪く、第１図のような局部
発振周波数混合回路１０を設け、周波数シンセ
サイザーを用いた選局機構等が絶対的に必要と
なる。尚、第１図でC′は１０の出力端子であ
る。

(ii) 混合回路が広帯域となるため、全帯域で変換
損失を少なくすることが困難であり、残音指数
特性を良好とするために混合回路の前に高周波
増幅器が必要となる。そのためこの増幅器の非
直線性に起因する各種のビート妨害を発生し易
い。

(iii) 更に第１中間周波数が2GHz帯という高い周
波数となるため、第３図に示す２１，２２の直
線関係のビート妨害が起きるのを妨ぐための高
選択度の同調回路の構成が必要となる。具体的
に説明すると、第３図に示すように、通過帯域
2676〜2682MHzに対し2641MHz以下、2717MHz
以上というわずか35MHz離れた点にビート妨害
を発生する信号があり、その阻止域の減衰量を
充分有する帯域濾波器または同調回路の構成
は、その素子の構成および材料選定上、コスト
高となる。

以上の例は、fd，i₁，_LO1，_LO2，i₂の
関係を、(1)式と(12)式の関係に設定した例である
が、 i₁＝_LO1−fd …(25) の関係のアツプコンバータと i₂＝i₁−_LO2 …(26) の関係のダウンコンバータを使用した例もある。
しかし、この場合でも、i₁がfdの最高周波数の
２倍以上の周波数とする必要があるという点
（尚、この点については後述する）、すなわちfiが
低く設定できる点を除いて、局部発振周波数の周
波数範囲には、大きな差はなく、前記と同様の欠
点を有している。

第４図は、今まで説明を行なつてきたダブルス
ーパーヘテロダイン方式の１バンドチユーナの欠
点を解決する他の一方式で、VHF帯をUHF帯に
変換し、UHFチユーナで受信できるようにした
２バンドチユーナの例である。まず、UHF帯の
入力信号fduはUHF入力端子Ｂから入来し、UHF
帯のみを選択増幅するAGC付の初段増幅器６に
加えられ、適当なレベルにされ、VHF・UHF切
換を行なうスイツチング回路７を通つてパラクタ
ダイオードを用いたUHF帯同調回路８に加えら
れる。その後、UHF帯高周波増幅器９で、増幅
され、パラクタダイオードを用いたUHF帯段間
同調回路１０を経て、第２混合器１１に加えられ
る。１１では、パラクタダイオードを用いた周波
数可変の第２局部発振回路１２の出力信号_LO2
と前記fduを混合し、中間周波数i₂の信号に変
換する。このi₂は、中間周波数増幅回路１３で
選択増幅され、中間周波数出力端子Ｃに出力され
る。すなわち、UHF受信に関しては、従来の
UHFチユーナと同様のシングルコンバータ方式
となつている。一方、CATVチヤンネルを含む
VHF帯の信号fdvは、VHF・CATV入力端子Ａよ
り入来し、帯域濾波器１を通して、VHFのAGC
動作を行なう減衰回路（一般にPINアンテネータ
を用いる）２に加えられ、適度なレベルにされた
後、広帯域増幅器３に加えられる。そして、増幅
された後第１混合器４に供給される。第１混合器
４では、第１局部発振回路５からの固定周波数信
号出力_LO1と前記fdvを混合し、UHF帯の信号
i₁に変換する。そして、このi₁はスイツチン
グ回路７に供給され、先に述べたUHF受信チユ
ーナで選択受信される。この方式では、UHF受
信時には、スイツチング回路７をUHF帯受信増
幅器６側に導通させると共に、６，８，９，１
０，１１，１２，１３の回路のみを働かせる。
VHF受信時には、スイツチング回路７を第１混
合器４のVHF受信側に導通させると共に、１，
２，３，４，５，８，９，１０，１１，１２，１
３の回路のみを動作させるようにしてある。この
方式を、第１図の回路例と同様に米国チヤンネル
について説明する。なおUHF受信については、
従来のUHFチユーナと同様であるので、第１混
合器４による周波数変換の関係のみを説明する。
まず、VHF受信チヤンネルfdvを、54〜402MHz
とする。ここで、UHFチユーナで受信するよう
に変換しなければならないため、映像キヤリアと
音声キヤリアの配列の関係から、 i₁＝fdv＋_LO1 …(27) の周波数変換関係のアツプコンバータとする必要
がある。この時の、実際上、除去できないビート
妨害周波数関係は先に述べた(2)〜(6)式の関係と同
様となり、妨害周波数をfuvとすると fuv＝i₁ …(28) fdv＋fuv＝i₁ …(29) fuv＋２_LO1＝i₁ …(30) ２_LO1−fuv＝i₁ …(31) 2fuv＝i₁ …(32) となり、第１局部発振周波数_LO1は、固定周波
数であるので、fuvとfdvの関係は、i₁を消去し
て (28)式より fuv＝fdv＋_LO1 …(33) (29)式より fuv＝_LO1 …(34) (30)式より fuv＝fdv−_LO1 …(35) (31)式より fuv＝−fdv＋_LO1 …(36) (32)式より fuv＝1/2fdv＋1/2_LO1 …(37) となる。これらの関係を図示すると第５図のよう
になる。第５図の関係から、_LO1は、信号存在
領域の最高周波数の２倍以上とならなければなら
ない。すなわち受信周波数fdvの最高周波数は
402MHzであるので、_LO1は804MHz以上の周波
数が必要である。更に言い換えると、(27)式の関
係から、VHF帯希望信号fdv、54〜402MHzを最
低でも858〜1206MHz帯以上の周波数帯に変換し
なければならない。ここで、米国チヤンネルの
UHF周波数帯は、470〜890MHzであり、第４図
の８，１０の同調回路の同調範囲では、受信でき
ない。確かに、この同調範囲を470〜1206MHzに
拡大すればよいが、現在のところ、このような広
帯域を受信可能とするパラクタダイオードは存在
しない。すなわち前記方式では、UHFの受信範
囲を470〜890MHzにするならば、VHF帯はその
1/3の周波数帯である293MHz付近までしか受信で
きないことを意味している。VHFの400MHz帯を
受信可能とするためには、UHF同調回路を２バ
ンドにする等の方法も考えられるが、更に回路が
複雑となるだけでなく、バンド切換用スイツチン
グダイオードの影響のため、選択度および、雑音
指数等の特性劣化が問題となる。

本考案は、以上述べた２方式の問題点に着目
し、これらの問題点を解決すると共に、簡単な回
路構成で実現するVHF・UHFチユーナを提供す
るものである。

第６図は、本考案を実施したものであつて米国
チヤンネルで、400MHz帯までのCATVチヤンネ
ルを含むVHF帯とUHF帯を受信できるチユーナ
の１例を示している。まず、UHF受信時につい
て説明する。UHF帯の受信周波数du470〜
890MHzの信号は、UHF入力端子Ｂより入力さ
れ、PINダイオードを用いたスイツチング回路５
に供給される。スイツチング回路５はバンドおよ
び同調電圧の切換制御する制御回路１２からの制
御信号Ｖ_Bを受け、UHF受信時には、第１中間周
波数同調回路４からの信号を阻止し、端子Ｂから
の信号をUHF帯高周波数同調回路６に通過させ
る働きをする。UHF帯高周波数同調回路６に入
力されたUHF信号は、パラクタダイオードを用
いて選択同調され、UHF帯高周波増幅器７で増
幅された後、UHF帯段間複同調回路８のパラク
タダイオードによる同調回路で、再び選択同調を
受け、第２混合器９に入力される。第２混合器９
では、第２局部発振回路１０で発生される周波数
_LO2の出力信号と、上記duの信号を混合し、
中間周波数i₂に変換する。そして、このi₂は
中間周波数増幅回路１１で選択増幅を受け、中間
周波数出力端子Ｃより出力される。すなわち、
UHF受信については、従来のUHFチユーナと同
様のシングルコンバータ方式となつている。な
お、制御回路１２はスイツチング回路５への制御
電圧だけでなく、UHF帯高周波同調回路６と
UHF帯段間同調回路８へのUHF同調回路制御電
圧Ｖ_TU2と、第２局部発振回路１０への第２局部
発振周波数制御電圧Ｖ_LO2を供給しており、UHF
帯受信の場合は、UHF用同調電圧をそのままの
形でＶ_TU、Ｖ_LOに加えるようになつている。この
場合の周波数変換の関係は、 i₂＝_LO2−du …(38) のダウンコンバータで、映像キヤリアと音声キヤ
リアの関係は、duとi₂で逆転した周波数関係
となる。また、米国チヤンネルではi₂は、41〜
47MHzの6MHzの固定周波数帯域を持ち、_LO2は
517〜931MHzの可変局部発振周波数となる。

次に、VHF信号受信について説明する。VHF
受信時には、制御回路１２の出力Ｖ_Bは、スイツ
チング回路５を切換えUHF入力端子Ｂからの信
号を阻止し、第１中間周波数同調回路４からの信
号をUHF帯高周波同調回路６に通過させる。更
にＶ_TU2を、UHF帯の804MHz以上の周波数、例え
ば854〜860MHzの帯域を持つ同調回路を設定する
固定同調電圧にする。同時に、Ｖ_LO2を、UHF帯
の受信時とは異なる固定電圧に設定する。すなわ
ち、UHFバンド設定時に、du、854〜860MHz
を受信するには、_LO2は901MHzを発振し、上側
ヘテロダインとしてi₂41〜47MHzに変換させる
のに対し、VHF受信時には_LO2813MHzを発振
し、下側ヘテロダインとして、第２混合器を働ら
かせるような固定電圧Ｖ_LO2を発生するようにす
る。上記のような制御回路１２は、直流制御回路
であり容易に実現できる。それでは、この時の受
信信号の流れについて説明する。VHFCATV入
力端子より入来した54〜402MHz帯のVHF信号
fdvは、帯域濾波器１を通つて第１混合器２に加
えられる。一方第１局部発振器３は、パラクタダ
イオードに加わるVHF同調電圧により、_LO1、
914〜1256MHzの可変周波数出力を発生し、第１
混合器２に加わる。第１混合器２では、上記fdv
と_LO2を混合し、UHF帯の854〜860MHzの帯域
幅を持つ固定の第１中間周波数i₁を発生する。
この信号は、第１中間周波数同調回路４を通つ
て、スイツチング回路５に加えられる。スイツチ
ング回路５は、VHF受信時には、先に説明した
通り、UHF帯高周波同調回路６の方向に信号を
伝達し、UHF帯高周波増幅器７、UHF帯段間同
調回路８を通り第２混合器９に加えられる。この
第２混合器９では上記i₁854〜860MHzと_LO2
813MHzを混合し、i₂41〜47MHzの中間周波数を
発生する。このように、VHF帯受信時には、
UHF受信回路を利用したダブルスーパーヘテロ
ダイン方式となつている。ここで、重要なこと
は、第１混合器による周波数変換関係を、 i₁＝_LO1−fdv …(38) にしているである。もし、第１図に示したダブル
スーパーヘテロダインの例で説明したように i₁＝fdv＋_LO1 …(39) の関係となるアツプコンバーターにすると、ビー
ト妨害から、fdvの最高を402MHzにすると、i₁
は、その３倍の1206MHz以上にする必要があり、
UHF受信回路を利用できないことになる。ここ
で、(38)式の関係を用いた時の妨害周波数関係に
ついて述べると、妨害信号fuvと希望信号fdvが第
一帯域内にあるとすると、 fuv＝i₁ …(40) fdv＋fuv＝i₁ …(41) ２_LO1−fuv＝i₁ …(42) 2fuv＝i₁ …(43) となる。これらの式と(38)式の関係から_LO1を
消去し、計算すると、fuvとfdvの関係は、 (40)式より fuv＝i₁ …(44) (41)式より fuv＝−fdv＋i₁ …(45) (42)式より fuv＝2fd＋i₁ …(46) (43)式より fuv＝1/2fi …(47) となる。これらの関係を図示すると、第７図のよ
うになる。すなわち、第７図から、(38)式の関係
の周波数変換を用いればi₁は、VHF受信周波数
の最高周波数の２倍の周波数以上になれば良く、
UHF帯で受信可能となる。ただしこの場合に
は、(38)式の関係から、映像キヤリアと音声キヤ
リアの周波数関係は、UHF放送周波数と逆転し
ており、ダウンコンバーターは、 i₂＝i₁−_LO2 …(48) の関係を用いなければならない。そこで、本方式
では、UHF同調用の電圧Ｖ_TUと、局部発振周波
数変化用の電圧Ｖ_LOを分けておき、VHF受信時
に、(48)式の関係なるダウンコンバータにしてい
るのである。

以上説明した、本考案のVHF・UHFチユーナ
では、VHFとUHFを分けているために、第１混
合器の前に広帯域増幅回路を設ける必要がなく、
増幅器の非直線性による高調波発生によるビート
妨害の発生レベルが低い。また、取り扱う周波数
が、１バンドチユーナに比較し、低くなるため、
周波数安定性がよくなる。更に、ビート妨害関係
を排除できる周波数関係を維持しながら、VHF
受信時にもUHF受信回路を共用できるため、回
路が単純化でき、コスト低減に寄与できる等の大
きな効果がある。なお上述した実施例ではVHF
受信時に、第１混合回路への第１局部発振周波数
を可変し、第２混合回路であるUHF受信回路へ
の第２局部発振周波数を固定にして、受信できる
ようにしてあるが、第１局部発振周波数を固定に
して、受信できるようにしてあるが、第１局部発
振周波数を固定にし、第２局部発振周波数を可変
にして、受信することも可能である。ただし、第
２局部発振周波数の変化範囲は、UHF受信時と
比較し、中間周波数の２倍の周波数だけ低い変化
範囲となることは明らかである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のダブルコンバーシヨン方式の１
バンドチユーナのブロツク回路図であり、第２図
及び第３図はその周波数変換時における妨害関係
を示す図面である。第４図は従来の２バンド方式
のチユーナのブロツク回路図であり、第５図はそ
の周波数変換時における妨害関係を示す図面であ
る。第６図は本考案を実施したVHF・UHFチユ
ーナのブロツク回路図であり、第７図はその説明
図である。 Ａ……VHF，CATV入力端子、Ｂ……UHF入
力端子、Ｃ……中間周波数出力端子、２……第１
混合器、３……第１局部発振回路、５……スイツ
チング回路、６……UHF帯高周波同調回路、９
……第２混合器、１０……第２局部発振回路、１
２……制御回路。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. UHF受信時にはUHF信号を選択する高周波同
   調回路の同調周波数と局部発振回路の発振周波数
   とを可変してUHF混合器における周波数変換動
   作を上側ヘテロダインとなし、VHF受信時には
   他の混合器でアツプコンバートした信号が前記高
   周波同調回路を通して前記UHF混合器に加えら
   れた際、下側ヘテロダインされるように前記高周
   波同調回路の同調周波数と前記局部発振回路の発
   振周波数を制御する制御回路を設けたことを特徴
   とするVHF・UHFチユーナ。