DE3650640T2

DE3650640T2 - Abstimmschaltung

Info

Publication number: DE3650640T2
Application number: DE3650640T
Authority: DE
Inventors: Yoshiteru C O Pat Div To Ishii; Toshio C O Pat Div Tos Shimura; Fuminobu C O Pat Div To Tamase; Masahiko C O Pat Div To Yamada
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1985-11-28
Filing date: 1986-11-28
Publication date: 1997-11-20
Anticipated expiration: 2006-11-29
Also published as: EP0234103B1; JPS62128231A; DE3650640D1; EP0234103A2; US4843637A; EP0234103A3

Description

Die Erfindung betrifft eine Fernsehtunerschaltung und insbesondere eine Tunerschaltung, in der die Einstreuung eines Empfängeroszillator-Ausgangssignals und ferner ein Einfluß der Rückflußdämpfung vermeidbar ist, und in der eine Verschlechterung der Verzerrungseigenschaften vermindert werden kann.
Allgemein besteht die Hauptaufgabe eines Tuners darin, ein empfangenes Hochfrequenzsignal auf eine Zwischenfreguenz umzusetzen. Weiterhin ist bei diesem Frequenzumsetzvorgang das C/N-Verhältnis (C/N = Carrier to Noise, Träger/Rausch- Verhältnis) so klein, daß eine Leistungsverstärkung erforderlich ist. In diesem Fall ist es unter dem Gesichtspunkt der Störungserzeugung, beispielsweise der Kreuzmodulations- Verzerrung, erforderlich, die Verstärkungen der diversen Tunerabschnitte zu regeln. Das Beseitigen von Signalstörungen und eine Verbesserung des C/N-Verhältnisses widersprechen sich jedoch. Es ergibt sich die Frage, ob sowohl das Unterdrücken von Signalverzerrungen in einem Tuner als auch das Verhindern einer Verschlechterung des C/N-Verhältnisses gemeinsam zu verwirklichen ist.
Diese Schwierigkeit entsteht nicht nur in Empfängern für übliche Fernsehsendungen, sondern auch beim CATV-Empfang (CATV Community Antenna Television, Gemeinschaftsantennen- Fernsehen), bei dem auf einer großen Anzahl von Übertragungskanälen gesendet wird.
Als Beispiel für die Anordnung der Kanalfrequenzen in einem CATV-Dienst sei ein unabhängiges CATV-Rundfunkband genannt, das Mittelband heißt. In Japan liegen beispielsweise Kanal A bis Kanal I im leeren Frequenzband zwischen Kanal 3 und Kanal 4. Im Mittelband ist die Frequenz eines jeden Kanals so eingestellt, daß das Verhältnis von Frequenzband, Bildträgerfrequenz, Tonträgerfrequenz und Farbhilfsträgerfrequenz für einem Kanal dem Verhältnis in einem normalen Kanal gleicht. Dadurch werden Störungen durch ein Empfängeroszillator-Ausgangssignal vermieden, das aus einem Empfänger in die Empfänger anderer Teilnehmer einstreut. Das gleiche gilt für CATV-Übertragungen in einem Mittelband in den USA.
Bei CAVT-Übertragungen ist die Möglichkeit, viele Kanäle zugleich zu übertragen, eine vorteilhafte Eigenschaft. Es entsteht jedoch eine Schwierigkeit, wenn überflüssige Signale erzeugt werden, beispielsweise Überlagerungssignale durch eine große Kanalanzahl. Die überflüssigen Signale fördem die Erzeugung neuer überflüssiger Signale durch nichtlineare Verzerrungen, die in den aktiven Bauteilen eines Tuners entstehen.
Das Rauschen in einem Signal, das man aus einem Übertragungssystem erhält, ist wie oben beschrieben dadurch ver meidbar, daß man die Erzeugung von Störsignalen unterdrückt.
Fig. 4 zeigt eine Tunerschaltung, die als Aufwärts-Abwärts-Tuner (up-down-tuner) bekannt ist und für Vielkanaltuner in CATV-Systemen verwendet wird.
In der Zeichnung wird ein Vielkanal-CATV-Ausgangssignal an einen Eingangsanschluß 1 angelegt. Das Signal wird dann über ein Bandpaßfilter, das im wesentlichen aus einem Hochpaßfilter 2 und einem Tiefpaßfilter 3 besteht, an einen ersten Mischer 4 angelegt.
Über einen Verstärker 5 wird die Ausgangsschwingung eines ersten Empfängeroszillators 6 an den ersten Mischer 4 angelegt. Die in den Anschluß 1 eingegebene Eingangssignalfrequenz wird auf eine höhere Frequenz umgesetzt. Das auf die höhere Frequenz umgesetzte Signal wird über ein Bandpaßfilter 7, einen Zwischenfrequenzverstärker 8 und ein wei teres Bandpaßfilter 9 in einen zweiten Mischer 10 eingegeben. Im zweiten Mischer 10 wird das Zwischenfrequenzsignal in eine festliegende Netzfrequenz umgesetzt, wobei die Ausgangsschwingung eines zweiten Empfängeroszillators 11 verwendet wird. Das frequenzumgesetzte Signal wird über ein Bandpaßfilter 12 und durch einen Ausgangsanschluß 13 ausgegeben.
Werden in einem Verstärker nichtlineare Verzerrungen erzeugt, so besteht zwischen der Eingangssignalspannung und der Ausgangssignalspannung des Verstärkers allgemein die folgende Beziehung:
wobei gilt:
Ye = Ausgangssignalspannung des Verstärkers,
e = Eingangssignalspannung des Verstärkers,
Kn = Koeffizient, der die Verstärkernichtlinearität angibt,
n = Grad der Verzerrung.
In Gleichung (1) können nichtlineare Verzerrungen mit beträchtlichem Grad erzeugt werden. In der Praxis reicht es jedoch für Entwurfszwecke aus, anzunehmen, daß Verzerrungen zweiter Ordnung (n = 2) oder Verzerrungen dritter Ordnung (n = 3) auftreten.
Wird eine Verzerrung nach Gleichung (1) in einem Tuner erzeugt, so entsteht eine Kreuzmodulationsstörung oder Überlagerungsstörung. In diese Fall ist der Kreuzmodulations- Störgrad proportional zum Amplitudenquadrat des Signals, das die Kreuzmodulationsstörung erzeugt. Diese Kreuzmodulationsverzerrung wird sehr groß, wenn die Anzahl der Übertragungskanäle zunimmt.
Andererseits werden Überlagerungsstörungen erzeugt, wenn in einem Verstärker erzeugte verzerrungskomponenten im Band eines TV-Hochfrequenzsignals liegen und simultan eine Anzahl Hochfrequenzsignale übertragen werden.
Wünscht man den Verzerrungseinfluß bei einem Verstärker in der Tunerschaltung nach Fig. 4 zu unterdrücken, so wird für das Eingangssignal des ersten Mischers 4 kein Verstärker bereitgestellt, sondern es wird eine Schaltungsanordnung dafür verwendet, die den verzerrenden Verstärker ersetzt. Dadurch verringern sich die im Tuner erzeugten Kreuzmodulationsverzerrungen und die Verzerrung durch Überlagerungsstörungen. Das C/N-Verhältnis (Träger/Rausch-Verhältnis) wird dadurch jedoch nicht besser.
Allgemein gilt für das C/N-Verhältnis die folgende Gleichung:
C/N (dB) = ei (dB) - NF (dB) - 0,8 (dB)... (2).
Weiterhin gilt für das Gesamt-C/N-Verhältnis C/N(m), wobei m die Anzahl der Kaskadenverstärker bezeichnet, die folgende Gleichung:
C/N(m) (dB) = C/N (dB) - 10 log&sub1;&sub0; m (dB)... (3).
und das Gesamt-C/N-Verhältnis C/N(m) ist indirekt proportional zur Anzahl m der Kaskadenverstärker. Werden anders ausgedrückt m Verstärkersätze in Kaskade geschaltet, so verschlechtert sich das C/N-Verhältnis um 10 log&sub1;&sub0; in (dB). Folglich gilt für den Eingangssignalpegel ei der Verstärker in jedem Abschnitt, der zum Aufrechterhalten des C/N-Verhältnisses erforderlich ist, das man erhält, wenn in Verstärkersätze für den gleichen Verstärkungswert wie bei einem einzigen Satz in Kaskade geschaltet werden, die folgende Gleichung:
ei (dB) = emin (dB) + 10 log&sub1;&sub0; m (dB)... (4).
In Gleichung (4) bezeichnet emin den kleinsten Eingangssignalpegel, den man aus Gleichung (2) erhält.
Aus dem obigen geht hervor, daß zum Erreichen eines festen Werts für das C/N-Verhältnis der Signalpegel auf eine feste Höhe gesetzt werden muß. D. h., es ist nötig, den Eingangs-Ausgangs-Pegel auf den bestmöglichen Pegel einzustellen, wobei das C/N-Verhältnis und die Verzerrungseigenschaften berücksichtigt werden müssen.
In der Tunerschaltung nach Fig. 4 ist für das Eingangssignal des ersten Mischers 4 kein Verstärker bereitgestellt, und man wünscht unter dem Gesichtspunkt der Verzerrungserzeugung einen niederen Signalpegel. Betrachtet man jedoch das C/N-Verhältnis, so ist der erforderliche Signalpegel zum Erreichen eines vorgegebenen C/N-Verhältnisses durch einen Verstärker in der nächsten Stufe nicht erzielbar, und es entsteht die Schwierigkeit, daß das C/N-Verhältnis schlechter wird.
Um dieses Problem zu lösen, ist in Fig. 5 eine Tunerschaltung dargestellt, in der auf der Eingangsseite der Tunerschaltung nach Fig. 4 ein Verstärker 14 zwischen das Hochpaßfilter 2 und das Tiefpaßfilter 3 geschaltet ist. In dieser Schaltung kann der Verstärker 14, der als Vorverstärker dient, eine Verschlechterung des C/N-Verhältnisses verhindern.
Der Verstärker 14, der in der Tunerschaltung nach Fig. 5 als Vorverstärker dient, erhöht den Signalpegel auf den Eingangspegel, den die Gleichung (4) angibt, um ein festes C/N-Verhältnis zu erreichen. Durch die nichtlinearen Verzerrungen des Verstärkers entstehen jedoch Schwierigkeiten mit Verzerrungen zweiter und dritter Ordnung.
Das C/N-Verhältnis wird also verbessert; wenn der Verstärker 14 aber nichtlineare Verzerrungen erzeugt, so entstehen Kreuzmodulationsverzerrungen. Daher ist es erforderlich, die Verstärkung des Verstärkers 14 zu regeln, um das C/N-Verhältnis zu verbessern, ohne dabei durch eine unnötig hohe Verstärkung das Entstehen von Verzerrungen, beispielsweise Kreuzmodulationsverzerrungen, zu fördern.
Schaltet man m Verstärker in Kaskade und bezeichnet dabei die Leistungsverstärkung eines jeden Verstärkers mit G1, G2, ..., G(m-1), Gin und die Rauschzahl eines jeden Verstärkers mit NF1, NF2,..., NFM, so erhält man die Gesamtrauschzahl NFT aus der folgenden Gleichung:
Unter dem Gesichtspunkt der Rauschzahl und des C/N-Verhältnisses betrachtet ist es vorteilhaft, die Verstärkung hinter dem Mischer zu regeln.
Will man jedoch, so wenig Verzerrungen wie möglich erzeugen, so ist es eher wünschenswert, die Verstärkung vor dem Mischer zu regeln.
Daher ist es erforderlich, die Verstärkung eines Tuners zu regeln, d.h., den Pegel eines Signals so zu verteilen, daß die Verzerrungseigenschaften und das C/N-Verhältnis nicht schlechter werden.
Der oben beschriebene Aufwärts-Abwärts-Tuner vermindert Störungen bei Nachbarkanalsignalen. Betrachtet man jedoch die Rauschzahl, so wird wie oben beschrieben die Verstärkung des Verstärkers, die in Gleichung (5) angegeben ist, durch die Pegelverteilung bestimmt, die in Gleichung (4) festgelegt ist.
Daher ist bei den Tunern nach Fig. 4 und Fig. 5 eine AGG-Schaltung (AGG = Automatic Gain Gontrol, automatische Verstärkungsregelung) zum Regeln der Verstärkung des Verstärkers erforderlich, damit das C/N-Verhältnis erhalten bleibt und keine Verzerrungen erzeugt werden. Ein weiteres Problem besteht darin, die Strahlung des Ausgangssignals aus dem Empfängeroszillator zu unterdrücken.
Das US-Patent 4,553,264 zeigt in Fig. 8 einen Doppelsuperhettuner, umfassend: eine Filterschaltung für das Ausgangssignal, um die gewünschten HF-Signale durchzulassen; ein einstellbares Dämpfungsglied (dessen Dämpfung im Durchlaßbereich ungefähr 1 bis 1,5 dB beträgt und das eine größte Dämpfung von ungefähr 50 dB aufweist); einen HF-Verstärker zum Verstärken des Dämpfungsglied-Ausgangssignals; und eine Frequenzumsetzvorrichtung zum Umsetzen der Frequenz des verstärkten Signals auf eine gewünschte HF-Frequenz. Die offenbarte Anordnung wurde dafür ausgelegt, Nebensignale zumindest dritter oder geringerer Ordnung im ersten Zwischenfrequenzbereich zu unterdrücken. In der Anordnung bestehen jedoch nach wie vor Schwierigkeiten durch die Verschlechterung der Rauschzahl NF und durch nichtlineare Verzerrungen.
Demgemäß zielt die Erfindung darauf ab, eine Tunerschaltung bereitzustellen, die das C/N-Verhältnis auf einem erwünschten vernünftigen Pegel halten kann und nichtlineare Verzerrungen, beispielsweise Kreuzmodulations- und Intermodulationsverzerrungen, auf einen relativ geringen Pegel senken kann.
Die Erfindung zielt auch darauf ab, eine Tunerschaltung bereitzustellen, in der der Einfluß der Ausgangsstrahlung eines Empfängeroszillators im Tuner auf einen relativ niedrigen Grad gesenkt wird.
Gemäß einem Merkmal der Erfindung wird eine Tunerschaltung zum Umsetzen der Frequenz eines Eingangssignals aüf eine vorbestimmte Kanalfrequenz mit einem Empfängeroszillator bereitgestellt, umfassend:
eine Empfangsvorrichtung zum Empfangen des Eingangssignals;
eine an die Empfangsvorrichtung angeschlossene Verstärkervorrichtung zum Verstärken des Eingangssignals;
mit der Verstärkervorrichtung verbundene Frequenzumsetzvorrichtungen zum Umsetzen der Frequenz des verstärkten Eingangssignals auf eine entsprechende vorbestimmte Kanalfrequenz; und
zwischen die Empfangsvorrichtung und die Verstärkervor richtung geschaltete Dämpfungsvorrichtungen zum Dämpfen des Eingangssignals,
dadurch gekennzeichnet, daß die Dämpfungsvorrichtung zum Vermindern der Kreuzmodulations- und Intermodulationsverzerrungen der Schaltung und zum Vermindern der Verzerrun gen durch die Beeinflussung der Empfängerschwingung umfaßt:
erste und zweite Dämpfungsglieder zum Verkleinern der Amplitude des Eingangssignals;
ein Tiefpaßfilter, das zwischen die ersten und zweiten Dämpfungsglieder geschaltet ist; und
eine abgestimmte Schaltung, die zwischen das zweite Dämpfungsglied und die Verstärkervorrichtung geschaltet ist.
Gemäß einem zweiten Merkmal der Erfindung wird ein Verfahren zum Verkleinern der Kreuzmodulations- und Intermodu lationsverzerrungen eines frequenzumgesetzten Hochfrequenzsignals bereitgestellt, umfassend die Schritte:
Dämpfen des empfangenen Hochfrequenz-Eingangssignals in einem Dämpfungsschritt, um die Signalamplitude zu verkleinern;
Verstärken des gedämpften Signals; und
Umsetzen der Frequenz des verstärkten Signals, um ein Signal mit einer Frequenz zu erzeugen, die einer vorbestimmten Kanalfrequenz entspricht,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Dämpfungsschritt eine erste und eine zweite Dämpfungsstufe umfaßt;
daß der Dämpfungsschritt zudem einen Tiefpaßfilterschritt enthält, um das Frequenzband des empfangenen Signals einzuengen, wobei die Filterung zwischen den ersten und zweiten Dämpfungsstufen ausgeführt wird, und
dadurch, daß das Signal aus der zweiten Dämpfungsstufe nachfolgend gefiltert wird, bevor es den Verstärkungsschritt durchläuft.
Die Erfindung wird nunmehr zur besseren Darstellung beispielhaft mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben.
Es zeigt:
Fig. 1 einen Schaltplan einer Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Tunerschaltung;
Fig. 2 ein Pegeldiagramm zum Beschreiben der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 1;
Fig. 3 eine perspektivische Darstellung eines beispielhaften Tunergehäuses zum Aufnehmen der Schaltung nach Fig. 1; und
Fig. 4 und 5 Schaltpläne herkömmlicher Tunerschaltungen.
Eine Ausführungsform der Erfindung wird nun mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben.
Wie oben beschrieben ist es in einer Tunerschaltung erforderlich, das C/N-Verhältnis festzuhalten und zugleich eine Verschlechterung der Verzerrungseigenschaften zu verhindern und den Einfluß der Strahlung aus den Empfängeroszillatoren zu verringern. In einer Tunerschaltung weisen insbesondere aktive Bauelemente nichtlineare Verzerrungen auf. Es ist daher erforderlich, den Eingangssignalpegel in einem sogenannten HF-Verstärker zu regeln. Es ist ferner nötig, die Signale zu unterdrücken, die durch die Strahlung aus den Empfängeroszillatoren in Vorwärts- und Rückwärtsrichtung entstehen. Ein Empfängeroszillator kann beispielsweise ein Ausgangssignal abstrahlen, das hauptsächlich zur Frequenzumsetzung verwendet wird.
Fig. 1 zeigt einen Schaltplan einer Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Tunerschaltung. Die dargestellte Schaltung erläutert eine Tunerschaltung für den Empfang von CATV-Sendungen im sogenannten Mittelband.
In der Zeichnung dämpft ein Dämpfungsglied 10 ein Fernsehsignal, das in einen Eingangsanschluß IN eingegeben wird, beispielsweise ein HF-Signal, um etwa 4 dB. Anschließend unterdrückt ein Tiefpaßfilter 20, das Tschebyscheff-Filter enthält, hochf requente Komponenten des gedämpften Signals. Die Induktivitäten L01, L02 und L03 unterdrücken die Welligkeit, die durch das Tschebyscheffverhalten erzeugt wird. Das Signal wird dann über eine π-Widerstandsschaltung 30 an die einfach abstiminbare Schaltung 40 angelegt. Die π-Widerstandsschaltung 30 dient in diesem Fall als Puffer und hat eine ausgezeichnete Trennwirkung. Sie wird dazu verwendet, die Welligkeit weiter zu dämpfen.
Die einfach abstimmbare Schaltung 40 dient dazu, die Erzeugung von Verzerrungssignalanteilen zu verhindern, die durch die Nichtlinearität der aktiven Bauteile im HF-Verstärker 50 entstehen.
Das aktive Bauteil, das den HF-Verstärker bildet, ist in diesem Fall ein FET. Ein FET erzeugt normalerweise hauptsächlich nichtlineare Verzerrungen zweiter Ordnung. In dieser Schaltung unterdrückt jedoch die einfach abstiminbare Schaltung 40 die Verzerrungsanteile zweiter Ordnung, die normalerweise im Ausgangssignal des HF-Verstärkers 50 erzeugt werden.
Das Ausgangssignal des HF-Verstärkers 50 wird über einen Koppelkondensator C15 in der folgenden Stufe an eine zweifach abstiminbare Schaltung 60 angelegt. Die zweifach abstimmbare Schaltung 60 enthält einen zweifach abgestimmten Kreis und dient zum Unterdrücken des Intermodulationsanteils der Verzerrung zweiter Ordnung, des Intermodulationsanteils der Verzerrung dritter Ordnung und des Kreuzinodulationsanteils, die durch das aktive Bauteil des HF-Verstärkers erzeugt werden. Die zweifach abstimmbare Schaltung 60 hat eine Resonanzkurve nach Fig. 2 (III). Die Mittenfrequenz der Resonanzkurve ist auf die Objektkanalfrequenz Ch-0 abgestimmt. Dadurch wird die Amplitude benachbarter Kanäle verkleinert, beispielsweise der ersten und zweiten unteren Nachbarkanäle Ch-L1, Ch-L2 und der ersten und zweiten oberen Nachbarkanäle Ch-H1, Ch-H2.
Die zweifach abstimmbare Schaltung dient auch zum Anpassen an die Mischerschaltung 70 in der nächsten Schaltungs stufe.
Der Kondensator 65 dämpft die überflüssigen Signalanteile zu einem gewissen Teil, die die zweifach abstimmbare Schaltung 60 nicht unterdrückt.
In der Mischerschaltung 70 wird anschließend die Signalfrequenz der zweifach abstiminbaren Schaltung 60 auf eine festliegende Schwingungsfrequenz umgesetzt, die dem Empfangskanal entspricht. Dabei wird das Schwingungssignal eines Empfängeroszillators 80 verwendet, der als Golpitts-Oszillator ausgeführt ist. Das Ausgangssignal der Mischerschaltung 70, das wie oben beschrieben auf eine andere Frequenz umgesetzt ist, wird an eine zweifach abstiminbare Schaltung 90 angelegt.
In der zweifach abstiminbaren Schaltung 90 werden überflüssige Signale entfernt, und zwar mit einem ersten Resonanzkreis, der aus einer Induktivität L32 und den Kondensatoren C36, C37 und C99 besteht, mit einem zweiten Resonanzkreis, der aus einem Kondensator C39 und einer Induktivität L33 besteht, und mit einem dritten Resonanzkreis, der aus den Induktivitäten L34 und L35 und einem Kondensator C41 besteht.
Diese dreistufigen Resonanzkreise werden als Ausgangsfilter betrieben, um die Störsignale völlig zu unterdrücken, die durch die Nichtlinearität des HF-Verstärkers 50 entstehen. In diesem Fall ist ein Kerbfilter zum Dämpfen der überflüssigen Signale verwendbar. Das Einfügen eines Kerbfilters hat jedoch einen starken Einfluß auf das Frequenzverhalten der Gruppenlaufzeit in der Nähe der Bildträger. Beispielsweise kann das Hinzufügen eines Kerbfilters im benachbarten unteren Frequenzbereich die Gruppenlauf zeit bei der Bildträ gerfrequenz um etwa 50 nS (Nanosekunden) verschlechtern. Aus diesem Grund ist es erforderlich, die Anzahl der Kerbfilter so gering wie möglich zu halten. In der Ausführungsform nach Fig. 1 wird keine Kerbfilterschaltung verwendet, sondern die Induktivitäten L32 und L33 sind wirksam gegenseitig gekoppelt. Dazu wird der induktive Anteil des Anschlußes eines Kondensators C99 aus dem ersten Resonanzkreis verwendet. Dadurch wirken für den ersten und zweiten Resonanzkreis die Kondensatoren C38 und C39 als konzentrierte Bauteile wie ein kapazitiver Teiler, als verteilte Bauteile sind sie jedoch gegenseitig gekoppelt und zeigen eine befriedigende Kerbfilterwirkung im unteren Nachbarkanal. Sie bilden eine Sperre zum Unterdrücken überflüssiger Signale, die verwirklicht werden kann, ohne das Frequenzverhalten der Gruppenlauf zeit nachteilig zu beeinflussen. Die zweifach abstiminbare Schaltung 90 hat eine Resonanzkurve nach Fig. 2 (IV). Die Mittenfrequenz der Resonanzkurve ist auf die Objektkanalfrequenz Ch-0 abgestimmt. Dadurch wird die Amplitude benachbarter Kanäle verkleinert, beispielsweise der ersten und zweiten unteren Nachbarkanäle Ch-L1, Ch-L2 und der ersten und zweiten oberen Nachbarkanäle Ch-H1, Ch-H2.
Das Ausgangssignal der zweifach abstimmbaren Schaltung 90 wird über ein Dämpfungsglied 100 zum Ausgangsanschluß OUT geführt. Die Schwingungsfrequenz der ersten, zweiten und dritten Resonanzkreise der zweifach abstimmbaren Schaltung 90 kann durch Einstellen des Induktivitätswerts einer jeden Induktivität L32, L33, L34 und L35 festgelegt werden. Die Frequenzhöhe des Ausgangssignals der zweifach abstiminbaren Schaltung 90 wird in der Dämpfungsschaltung der nächsten Stufe eingestellt.
Das Dämpfungsglied 100 dient hier zum Dämpfen des sogenannten Rücksprechens, das durch eine Fehlanpassung der Impedanz der HF-OUT-Anschlußseite auftritt, und es trägt dazu bei, die Erzeugung von Strahlungskomponenten des Empfängeroszillators 80 im HF-OUT-Anschluß zu verringern.
Ein zufriedenstellendes D/U-Verhältnis (das Verhältnis eines erwünschten Signalpegeis zu einem unerwünschten Signalpegel) am Tunerausgang kann man dadurch erhalten, daß die Signalpegel für eine Störunterdrückung geeignet eingestellt werden. Streusignale aus Empfängeroszillatoren können mit einer erfindungsgemäßen Tunerschaltung nach Fig. 1 unterdrückt werden.
In einem Tuner, dessen Hauptaufgabe darin besteht, Hochfrequenzsignale gemäß gegebener Frequenzeigenschaften in Zwischenfrequenzsignale umzusetzen, sind sogenannte Überlagerungsstörungen beim Frequenzumsetzen und Kreuzinodulationsstörungen aus den HF-Verstärkern problematisch.
Der HF-Verstärker 50 wird dazu verwendet, überflüssige Signale in Gegenrichtung zu unterdrücken; er erzeugt jedoch Verzerrungen nach Gleichung (1), die durch die Verstärkernichtlinearität entstehen. Hierbei werden Kreuzmodulationsstörungen erzeugt, wenn die Amplitude eines Kanals die Amplitude eines anderen Kanals beeinflußt. Intermodulationsstörungen durch die Summe oder die Differenz der Frequenzen unterschiedlicher Kanalsignale werden als Störsignal erzeugt. Von diesen beiden Störungen hat die Kreuzinodulationsstörung den größten Einfluß.
In der Mischerschaltung 70, die hauptsächlich dem Umsetzen der Frequenz dient, werden Überlagerungsstörungen durch Intermodulation erzeugt. Die Frequenzumsetzvorgänge in der Mischerschaltung 70 werden in diesem Fall durch Multiplizieren der Ausgangsschwingung des Empfängeroszillators 80 mit dem Eingangssignal ausgeführt. Dazu ist es erforderlich, die Einstreuung des Empfängeroszillators 80 in andere Abschnitte der Schaltung so klein wie möglich zu halten und den Streusignalpegel an der Eingangsanschlußseite des Tuners zu verkleinern.
Es werden nun die Kreuzmodulationsstörungen in der Mischerschaltung 70 betrachtet. Bezeichnet man die Schwingfrequenz im Empfängeroszillator 80 mit fosc, die Bildträgerfre quenz des Empfangskanals mit fp und die Tonträgerfrequenz mit fs, so erhält man die Störsignalfrequenz FIM durch die Intermodulationsverzerrungen aus den folgenden Gleichungen:
fIM = fp + fs - fosc ...... (6)
fIM = 2fp - fosc ...... (7)
Fig. 2 zeigt den Signalpegel in jedem Teil der erfindungsgemäßen Schaltung nach Fig. 1. In der Zeichnung stellt eine durchgezogenen Linie den Signalpegel in Vorwärtsrich tung dar und eine gestrichelte Linie den Signalpegel in rückwärtiger Richtung.
Zuerst wird das Signal in Vorwärtsrichtung beschrieben. Um eine Verschlechterung des C/N-Verhältnisses und der Rauschzahl zu verhindern, sind die Signalpegel gemäß den Gleichungen (3) und (4) verteilt.
Das Dämpfungsglied 10 in der ersten Stufe dämpft das HF-Eingangssignal um ungefähr 4 dB, und das Tiefpaßfilter 20 entfernt überflüssige höherfrequente Signale. Das Tiefpaßfilter 20 enthält Tschebyscheff-Filter ohne Pole im Dämpfungsband (Fig. 2 (I)).
Die folgenden Gleichungen geben die Übertragungseigen schaften eines Tschebyscheff-Filters ohne Pole im Dämpfungsband an:
wobei gilt: Tn(x) : Tschebyscheffpolynom,
n : Filtergrad,
fo : Mittenfrequenz,
S : VSWR des Durchlaßbands,
B : Breite des Durchlaßbands.
Den erforderlichen Filtergrad erhält man aus dem gegebenen Stehwellenverhältnis (VSWR, VSWR = Voltage Standing Wave Ratio) und der Breite des Durchlaßbands.
Im Ausgangssignal des Dämpfungsglieds 10 sind Störanteile vorhanden, beispielsweise fp + 6 MHz und fs + 6 MHz Diese Anteile werden in der folgenden Stufe allmählich ge dämpft. Verwendet man im Gegensatz dazu ein Kerbfilter, so erfolgt eine sofortige Dämpfung. Der Einsatz eines Kerbfilters vergrößert die Gruppenlauf zeit und verschlechtert die Bildqualität
Das Dämpfungsglied 30 in der folgenden Stufe des Tiefpaßfilters dämpft um ungefähr 2 dB. Der Dämpfungsfaktor der beiden Dämpfungsglieder 10 und 30 ist jeweils gering. Dadurch können diese Dämpfungsglieder als Puffer wirken. D. h., das Dämpfungsglied 30 wirkt als Puffer für das Tiefpaß filter 20 und die einfach abstiminbare Schaltung 40 in der folgenden Stufe.
Die einfach abstimmbare Schaltung 40 stellt die Frequenz eines Empfangsbands auf eine Mittenfrequenz ein. Wird beispielsweise eine CATV-Sendung im Mittelband empfangen, so wird die Mittenfrequenz auf die Mittelbandfrequenz eingestellt (Fig. 2 (II)).
Durch die Filtervorgänge in zwei Stufen des Tiefpaßfil ters 20 und der einfach abstimmbaren Schaltung 40 werden überflüssige Signale gedämpft, die Kreuzmodulations- und Intermodulationsstörungen erzeugen. In diesem Zustand verstärkt der HF-Verstärker 50 das eingegebene Hochfrequenzsignal. Durch diesem Verstärkungsvorgang verbessert sich die Rauschzahl. Der HF-Verstärker 50 unterdrückt den Streupegel des Empfängeroszillators 80 und wirkt als Trennung zwischen dem Eingangs- und den Ausgangsanschluß. Aus Fig. 2 geht hervor, daß der Streupegel des Empfängeroszillators 80 in rückwärtiger Richtung um etwa 30 dB gedämpft wird.
In dem Signal, das man am Ausgang des HF-Verstärkers 50 erhält, werden durch die nichtlinearen Verzerrungen des HF Verstärkers Kreuzmodulationsstörungen erzeugt. Die Bandpaßwirkung der zweifach abstiminbaren Schaltung 60 in der folgenden Stufe entfernt diese Störkomponente bis zu einem gewissen Grad. Die Bandpaßeigenschaften der zweifach abstiminbaren Schaltung 60 und der einfach abstimmbaren Schaltung 40 werden mit einer Abstimmspannung Vt eingestellt, die einem gewählten Kanal entspricht. Die Signalübertragung zwischen der einfach abstiminbaren Schaltung 40 und dem HF-Verstärker 50 bzw. zwischen dem HF-Verstärker 50 und der zweifach abstimmbaren Schaltung 60 erfolgt über kapazitive Teiler. Dies dient auch zum Dämpfen des Absolutwerts der Kreuzmodulations-Störkomponente.
Das Ausgangssignal der zweifach abstiminbaren Schaltung 60 wird als empfangenes Hochfrequenzsignal über einen Koppelkondensator 65 an den Mischer 70 angelegt. Im Mischer 70 wird das empfangene Hochfrequenzsignal mit Hilfe der Ausgangsschwingung des Empfängeroszillators 80 auf eine andere Frequenz umgesetzt.
Für diesem Frequenzumsetzvorgang wird eine Multiplikation an einem FET im Mischer 70 verwendet; dabei entstehen jedoch gleichzeitig Intermodulationsstörungen. Die Verstär kung des Mischers 70 selbst beträgt ungefähr 15 dB.
Die zweifach abstimmbare Schaltung 90 enthält drei Resonanzkreise, und die Bandpaßeigenschaften für einen Empfangskanal werden mit diesen dreifach abgestimmten Kreisen eingestellt. Dabei ist es erforderlich, die Intermodulationsstörungen nach Gleichung (6) und (7) ausreichend zu unterdrücken, und es ist erwünscht, die Streuung aus dem Empfängeroszillator 80, die die Intermodulation erzeugt, zu unterdrücken. In einem Abonnement-Fernsehsystem ist es zudem nötig, die Signalkomponente an der unteren Seite eines Empfangskanals zu dämpfen, um einen unerlaubten Zugriff auf den unteren Nachbarkanal durch ein Dämpfen der ersten und zwei ten benachbarten Kanalsignale Ch-L1, Ch-L2, Ch-U1, Ch-U2 (siehe Fig. 2 (III) und 2 (IV)) zu verhindern. Das Einstellen der Bandpaßeigenschaften in der folgenden Stufe der Mischerschaltung 70 dieser Bauart kann mit Hilfe eines Oberflächenwellenfilters erfolgen. Es kann jedoch ein überflüssiges Signal auf die vorhergehende Seite des Oberflächenwellenfilters zurückgekoppelt werden, und durch die Erzeugung unnötiger Strahlungsenergie können Störungen entste hen, beispielsweise dreifach transiente Echos (TTE, TTE = Triple Transient Echo) oder eine Volumenwelle in dem Oberflächenwellenfilterbauteil. Um die Signaldämpfung in einem Oberflächenwellenfilter auszugleichen, ist es zudem erforderlich, in der nachfolgenden Stufe einen Verstärker be reitzustellen, und durch die nichtlinearen Verzerrungen dieses Verstärkers wachsen die Störungen. Aus diesem Grund ist die Schaltung in dieser Ausführungsform so entworfen, daß die zweifach abstimmbare Schaltung 90 einen Storsignalanteil dämpfen kann, ohne ein Oberflächenwellenfilterbauteil zu verwenden.
Die zweifach abstimmbare Schaltung 90 enthält wie oben beschrieben drei Resonanzkreise. Jeder Resonanzkreis enthält eine kapazitive Teilerschaltung und eignet sich dazu, eine Übertragung überflüssiger Signale an die folgende Stufe zu verhindern. Die Induktivitäten in den Resonanzkreisen können hier, falls erforderlich, induktiv miteinander gekoppelt werden. Dies dient dazu, überflüssige Signale dadurch zu entfernen, daß man die Bandpaßeigenschaften über die Einstellung des induktiven Kopplungsfaktors einstellt. Zusätzlich unterdrückt man damit die Intermodulations-Störkomponente im Frequenzband an der Unterseite des Durchlaßbands und unterhalb des Nachbarkanals und nächster Nachbarkanal- Signalkomponenten Ch-a und Ch-b.
Der Resonanzkreis in der letzten Stufe der zweifach abstiminbaren Schaltung 90 ist ein induktiver Teiler. Er ist mit dem Dämpfungsglied 100 in der nächsten Stufe verbunden. Die Güte (Resonanzeigenschaft) des Resonanzkreises wird entsprechend des eingestellten Lastwerts angepaßt, und zwar durch das Einstellen des Teilerverhältnisses der Induktivität.
Das Dämpfungsglied 100 in der letzten Stufe trägt zum Regeln der Leistungsverstärkung des Tuners und zum Vermindem der Ausgangsrückflußdämpfung bei.
Es wird nun die Darstellung nach Fig. 2 beschrieben. Der Eingangssignalpegel ist mit einer durchgezogenen Linie dargestellt. Aus der Zeichnung geht hervor, daß das Eingangssignal auf der Eingangsseite des HF-Verstärkers insgesamt um ungefähr 8 dB gedämpft wird, um die Kreuzmodulationsstörungen soweit als möglich zu dämpfen. Der Verstärker enthält ein nichtlineares aktives Bauteil, das die Störungen erzeugt. Die Dämpfung um 8 dB erfolgt dabei nicht auf einmal, sndern das Eingangssignal wird auf das Dämpfungsglied 10, das Tiefpaßfilter 20, das Dämpfungsglied 30 und die einfach abstimmbare Schaltung 40 verteilt, so daß jedes Element einen gewissen Anteil der Dämpfung übernimmt. Dadurch vermeidet man eine Verschlechterung der Rauschzahl, die durch ein zu rasches Dämpfen entsteht. In der oben beschriebenen Weise wird das Eingängssignal des Mischers 70 auf den Kondensator C15, die zweifach abstimmbare Schaltung 60 und das Dämpfungsglied 65 verteilt, um das Ausgangssignal des HF- Verstärkers 50 zu dämpfen und die Erzeugung von Intermodulationsstörungen in der Mischerschaltung 70 zu unterdrücken. Die in der Mischerschaltung 70 nicht unterdrückte Kreuzmodulationskomponente unterdrückt die zweifach abstiminbare Schaltung 90 in der folgenden Stufe; dabei wird die Störkomponente soweit als möglich verkleinert. Dabei ist es wie oben beschrieben erforderlich, die überflüssige Komponente an der Unterseite des Empfangskanals mit der zweifach abstiminbaren Schaltung 90 zu entfernen.
Es wird nun Bezug auf die Darstellung in Fig. 2 genommen. Beschrieben wird die Ausgangssignalstreuung des Empfängeroszillators 80 und der Einfluß reflektierter Wellen.
Der Empfängeroszillator 80 wird beispielsweise durch einen Golpitts-Resonanzkreis gebildet, siehe Fig. 1. Die Schwingungsfrequenz wird durch eine Abstiminspannung bestimmt, die an eine Varaktordiode angelegt wird. Die Schwingungsenergie wird für den Frequenzumsetzvorgang in der Mischerschaltung 70 an diese angelegt. Dabei streut das Ausgangssignal des Empfängeroszillators 80 in die Stufe auf der vorhergehende Seite der Mischerschaltung 70 ein. Über die Strahlungsenergie wirkt es auch auf andere Schaltungen ein.
Die gestrichelte Linie in Fig. 2 zeigt die überflüssige Schwingungsenergie in rückwärtiger Richtung. Die Schwingungsenergie in der Mischerschaltung 70 wird in rückwärtiger Richtung eingekoppelt, und das Dämpfungsglied 65 dämpft dieses Empfängeroszillator-Ausgangssignal. Anschließend wird das Ausgangssignal durch den Filtervorgang in der zweifach abstiminbaren Schaltung 60 um 18 dB gedämpft.
Hierbei wird du?ch die Trennfunktion des HF-Verstärkers 50 die überflüssige Signalkomponente des Empfängeroszillators 80 auf der Eingangsseite des Empfängeroszillators 80 stark gedämpft. Addiert man die Dämpfung des Koppelkondensators C15 zur Dämpfung in rückwärtiger Richtung der überflüssigen Empfängeroszillator-Signalkomponente zwischen dem Eingang und dem Ausgang des HF-Verstärkers 50, so beträgt die Gesamtdämpfung ungefähr 40 dB.
Die einfach abstiminbare Schaltung 40 und das Dämpfungsglied 30 dämpfen dann das Signal um ungefähr 15 dB. Der Filtervorgang im Tiefpaßfilter 20 dämpft um weitere 30 dB. Zu letzt dämpft das Dämpfungsglied 10 um ungefähr 5 dB. Damit wird die überflüssige Signalkomponente des Empfängeroszillators 80 auf der HF-Eingangsanschlußseite um insgesamt 110 dB gedämpft. In dieser Ausführungsform wird die Erzeugung von Kreuzmodulationsstörungen und Intermodulationsstörungen durch überflüssige Signalkomponenten unterdrückt.
Wie oben beschrieben wird die überflüssige Signalenergie des Empfängeroszillators 80 in rückwärtiger Richtung unterdrückt; es ist jedoch ebenfalls erforderlich, die Energieabstrahlung zu unterdrücken.
Fig. 3 ist eine perspektivische Ansicht der Gehäusean ordnung und zeigt die Schaltungsanordnung in einem Gehäuse einer Tunerschaltung, das sich dazu eignet, Störungen durch Energieabstrahlung des Empfängeroszillators 80 zu verhindem. In der Zeichnung bezeichnen gleiche Bezugszeichen die gleichen Teile wie in Fig. 1. Der Empfängeroszillator 80 ist entfernt vom HF-Eingangsanschluß und der HF-IN angeordnet. Das Dämpfungsglied 10, das einen Eingangsabschnitt der Schaltung darstellt, ist mit einer Teilungsabschirmung 210 unterteilt, um das Eindringen überflüssiger Signale zu verhindern. Der Schaltungsabschnitt des Dämpfungsglieds 10 ist mit einer Teilungsabschirmplatte 200 sicher abgeschirmt, um einen Einfluß der Strahlungsenergie des Empfängeroszillators 80 auf die Eingangsseite zu vermeiden.
Ferner sind der HF-Verstärker 50 und die Mischerschaltung 70 durch Abschiringlieder 220 und 230 voneinander getrennt. Dadurch sind der Eingangsanschluß und der Ausgangsanschluß des HF-Verstärkers 50 nochmals getrennt, und die zweifach abstiminbare Schaltung 60 verhindert überflüssige Signale.
Die Störungserzeugung durch die Ausgangsschwingung des Empfängeroszillators 80 ist wie oben beschrieben zu verhindem, und Kreuzmodulationsstörungen und Intermodulationsstörungen sind ebenfalls vermeidbar.
Die Erfindung stellt eine Tunerschaltung bereit, in der die Signalpegel-Dämpfungsverteilung des vorwärts laufenden Signals einen vorgeschriebenen Rauschzahlwert in der Stufe vor dem HF-Verstärker 50 aufrecht erhält, um nichtlineare Verzerrungen aufgrund der Nichtlinearität des HF-Verstärkers zu unterdrücken. Zusätzlich dämpft die Erfindung überflüssige Signale des Empfängeroszillators 80 geeignet.
Damit ist eine nichtlineare Verzerrung des Originalsignals ohne Verschlechterung der Rauschzahl vermeidbar, und überflussige Signale des Empfängeroszillators 80 können auf einen passenden Pegel gedämpft werden.
Dadurch kann das erforderliche C/N-Verhältnis und der Rauschzahlpegel für einen Tuner und die Rauschzahl erhalten werden, und die Erzeugung von Störungen, beispielsweise Kreuzmodulationsstörungen und Intermodulationsstörungen, ist begrenzbar. Damit wird eine ordentliche Funktion des Tuners zum Umsetzen eines empfangenen Hochfrequenzsignals auf eine Festfrequenz unterstützt.
Zudem ist die erfindungsgemäße Tunerschaltung mit einem sogenannten Aufwärts-Abwärts-Tuner verwendbar, und die nutzbare Frequenz ist nicht auf den Frequenzbereich des Mittelbands beschränkt, sondern die Tunerschaltung ist bei allen üblichen Rundfunkbändern anwendbar.

Claims

1. Tunerschaltung zum Umsetzen der Frequenz eines Eingangssignals auf eine vorbestimmte Kanalfrequenz mit einem Empfängeroszillator, umfassend:

eine Empfangsvorrichtung (IN) zum Empfangen des Eingangssignals;

eine an die Empfangsvorrichtung (IN) angeschlossene Verstärkervorrichtung (50) zum Verstärken des Eingangssignals;

mit der Verstärkervorrichtung (50) verbundene Frequenzumsetzvorrichtungen (70, 80) zum Umsetzen der Frequenz des verstärkten Eingangssignals auf eine entsprechende vorbestimmte Kanalfrequenz; und

zwischen die Empfangsvorrichtung (IN) und die Verstärkervorrichtung (50) geschaltete Dämpfungsvorrichtungen (10, 30) zum Dämpfen des Eingangssignals, dadurch gekennzeichnet, daß die Dämpfungsvorrichtung zum Vermindern der Kreuzinodulations- und Intermodulationsverzerrungen der Schaltung und zum Vermindern der Verzerrungen durch die Beeinflussung der Empfängerschwingung umfaßt:

erste und zweite Dämpfungsglieder (10, 30) zum Verkleinern der Amplitude des Eingangssignals;

ein Tiefpaßfilter (20), das zwischen die ersten und zweiten Dämpfungsglieder (10, 30) geschaltet ist; und

eine abgestimmte Schaltung (40), die zwischen das zweite Dämpfungsglied (30) und die Verstärkervorrichtung (50) geschaltet ist.

2. Verfahren zum Verkleinern der Kreuzinodulations- und Intermodulationsverzerrungen eines frequenzumgesetzten Hochfrequenzsignals, umfassend die Schritte:

Dämpfen des empfangenen Hochfrequenz-Einganssignals in einem Dämpfungsschritt, um die Signalamplitude zu verkleinern;

Verstärken des gedämpften Signals; und

Umsetzen der Frequenz des verstärkten Signals, um ein Signal mit einer Frequenz zu erzeugen, die einer vorbestimmten Kanal frequenz entspricht,

dadurch gekennzeichnet,

daß der Dämpfungsschritt eine erste und eine zweite Dämpfungsstufe umfaßt;

daß der Dämpfungsschritt zudem einen Tiefpaßfilterschritt enthält, um das Frequenzband des empfangenen Signals einzuengen, wobei die Filterung zwischen den ersten und zweiten Dämpfungsstufen ausgeführt wird, und

dadurch, daß das Signal aus der zweiten Dämpfungsstufe nachfolgend gefiltert wird, bevor es den Verstärkungsschritt durchläuft.