JPS5871735A - テレビジヨン受信機のチユ−ナ - Google Patents
テレビジヨン受信機のチユ−ナInfo
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P7/00—Resonators of the waveguide type
- H01P7/08—Strip line resonators
- H01P7/082—Microstripline resonators
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/161—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade
- H03D7/163—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade the local oscillations of at least two of the frequency changers being derived from a single oscillator
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/02—Automatic frequency control
- H03J7/04—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant
- H03J7/06—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant using counters or frequency dividers
- H03J7/065—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant using counters or frequency dividers the counter or frequency divider being used in a phase locked loop
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L1/00—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply
- H03L1/02—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only
- H03L1/021—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only of generators comprising distributed capacitance and inductance
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance
- H03B5/1841—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator
- H03B5/1847—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device
- H03B5/1852—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device the semiconductor device being a field-effect device
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はテレビジ禦ン受信機等のチー−すに関し、とく
にマイクロストリップ線路が用いられたチー−すの回路
構成に関するものである。
にマイクロストリップ線路が用いられたチー−すの回路
構成に関するものである。
第１図はダブルスパーヘテロダイン方式により受信周波
数を中間周波数に変換するテレビジＷン受信機のチ、−
すのブロック図を示したものである。
数を中間周波数に変換するテレビジＷン受信機のチ、−
すのブロック図を示したものである。
１はＲＦ信号入力端子、２はバンドパスフィルタ、５は
ＡＧＣ信号により利得を制御する可変アッテネータ、４
はＲＦ広帯域増幅器、５は第１混合器、６は第１局部発
振器、７は狭帯域バンドパスフィルタ、８は第１中間周
波増幅器。
ＡＧＣ信号により利得を制御する可変アッテネータ、４
はＲＦ広帯域増幅器、５は第１混合器、６は第１局部発
振器、７は狭帯域バンドパスフィルタ、８は第１中間周
波増幅器。
９は第２混合器、１０は第２局部発振器、１１は第２中
間周波（中間周波）増幅器、１２は中間周波信号出力端
子である。
間周波（中間周波）増幅器、１２は中間周波信号出力端
子である。
ＲＦ信号人力趨子１から入力された５０〜９００ＭＨｚ
のＲＦ傷信号以下ｆａｙ記す）はバンドパスフィルタ２
により選択されて、高周波妨害や相互変調妨害等が抑圧
され、信号の強さに応じたＡＧＣ信号により可変アッテ
ネータ５により減衰され、ＲＦ広帯域増幅器４で増幅さ
れた後。
のＲＦ傷信号以下ｆａｙ記す）はバンドパスフィルタ２
により選択されて、高周波妨害や相互変調妨害等が抑圧
され、信号の強さに応じたＡＧＣ信号により可変アッテ
ネータ５により減衰され、ＲＦ広帯域増幅器４で増幅さ
れた後。
第１混合ａ５に入力される。第１混合器５では入力され
たＲＦ傷信号中から、希望Ｒ１９号を９１局部発振器６
の発振信号（以下ｆ０５ｃ１と記す）により、第１中間
周波信号（以下／Ｉ Ｆ ｌと記す）に周波数変換する
。たとえば、 ｆａｙ＝ｉｏ。
たＲＦ傷信号中から、希望Ｒ１９号を９１局部発振器６
の発振信号（以下ｆ０５ｃ１と記す）により、第１中間
周波信号（以下／Ｉ Ｆ ｌと記す）に周波数変換する
。たとえば、 ｆａｙ＝ｉｏ。
ＭＨｚとすると、 ｆＯ５ｃ１として２５００ ＭＨｚ
、 ノ信号を発振させ、 ｆｒｉｌとし０口ｏｎＭＨｚ
の信号を作り出す。第１混合器５で変換された信号のう
ち、 ５０００ＭＢ２の信号は狭帯域バンドパスフィ
ルタ７で選択され、第２混合器９で、イメージ妨害とな
る信号および１０ ｊ Ｃ１の高調波成分等が減衰され
、第１中間周波増幅器８で増幅された後、第２混合器９
に入力される。第２混合器９では、第１中間周波信号が
第２局部発振器１０の発振信号〔以下ｆｏｓｃ２と記す
〕により第２の中間周波信号、すなわち１通常の中間周
波信号（以下／Ｉ Ｆと記す）に変換される。中間周波
信号の周波数が５７ＭＨｚの場合、 ｆＯ５ｃ２は６０
５７ＭＨｚである。この様にして得られた中間周波信号
（ｆｌＦ ）は中間周波増幅器１１で選択的に増幅され
、中間局波信号出力端子１２より出力される。
、 ノ信号を発振させ、 ｆｒｉｌとし０口ｏｎＭＨｚ
の信号を作り出す。第１混合器５で変換された信号のう
ち、 ５０００ＭＢ２の信号は狭帯域バンドパスフィ
ルタ７で選択され、第２混合器９で、イメージ妨害とな
る信号および１０ ｊ Ｃ１の高調波成分等が減衰され
、第１中間周波増幅器８で増幅された後、第２混合器９
に入力される。第２混合器９では、第１中間周波信号が
第２局部発振器１０の発振信号〔以下ｆｏｓｃ２と記す
〕により第２の中間周波信号、すなわち１通常の中間周
波信号（以下／Ｉ Ｆと記す）に変換される。中間周波
信号の周波数が５７ＭＨｚの場合、 ｆＯ５ｃ２は６０
５７ＭＨｚである。この様にして得られた中間周波信号
（ｆｌＦ ）は中間周波増幅器１１で選択的に増幅され
、中間局波信号出力端子１２より出力される。
ここで、中間周波信号の周波数ｆｌＦは（１１式で表わ
すことができる。
すことができる。
ｆｔｐ＝）′ｏｓｃ２−（ｆｍｌ＋ｆｏｓｃ１） −
−（１１（１）式の周波数関係から周囲温度ＴがΔＴだ
け変動した場合の／ｒ Ｆの変動ΔｆｌＰはｆｏｓｃ２
、 ｆｏｓｃｌの変動をΔｆｏｓｃ２ 、ΔｆＯ５ｃ
１とすると（２１式で表わすことができる。
−（１１（１）式の周波数関係から周囲温度ＴがΔＴだ
け変動した場合の／ｒ Ｆの変動ΔｆｌＰはｆｏｓｃ２
、 ｆｏｓｃｌの変動をΔｆｏｓｃ２ 、ΔｆＯ５ｃ
１とすると（２１式で表わすことができる。
ｔＪｚｙ＝Δｆ０５ｃ２−Δｆｏｓｃ１− （２）（２
１式から、中間周波信号の周波数ｆｚｌの変動は、 ｊ
’ｏｓｃ２ｚよびｆＯ３ｃ１の変動が等しければ。
１式から、中間周波信号の周波数ｆｚｌの変動は、 ｊ
’ｏｓｃ２ｚよびｆＯ３ｃ１の変動が等しければ。
ｆｏｓｃ２あるいはｆｏｓｃｌの各々の変動が太き（て
も十分に少なくすることか可能である。な８゜ΔｆＯ３
ｃ２ ＊Δ、ｆＯ３ＣＩはそれぞれｆＯＸｃ２ 、 ｆ
Ｏ５ｃ １の大きさに依存するのでｆｏ１ｃ２とｆｏｓ
ｃｔはほぼ同程度でなければならない。
も十分に少なくすることか可能である。な８゜ΔｆＯ３
ｃ２ ＊Δ、ｆＯ３ＣＩはそれぞれｆＯＸｃ２ 、 ｆ
Ｏ５ｃ １の大きさに依存するのでｆｏ１ｃ２とｆｏｓ
ｃｔはほぼ同程度でなければならない。
また、中間周波信号の出力レベルは狭帯域バンドパスフ
ィルタ７と第２局部発振器１０の周波数関係で決定され
る。つまり、狭帯域パンドバスフイルタフの通過帯中心
周波数ｊ’ｒ Ｆ １で（１１式を表わすと、（３１式
の通りとなり、（５１式の温度変動に対する変動は（４
）式で表わされるので、狭帯域バンドパスフィルタの通
過帯の周波数変動ΔｆｌＦ１と第２局部発振周波数変動
Δｆ０３ｃ２が等しく、かつ、 ｆｚｙｔとｆｏｓｃ２
がほぼ同程度であれば中間周波信号の出力レベルの変動
は十分少なくすることが可能である。
ィルタ７と第２局部発振器１０の周波数関係で決定され
る。つまり、狭帯域パンドバスフイルタフの通過帯中心
周波数ｊ’ｒ Ｆ １で（１１式を表わすと、（３１式
の通りとなり、（５１式の温度変動に対する変動は（４
）式で表わされるので、狭帯域バンドパスフィルタの通
過帯の周波数変動ΔｆｌＦ１と第２局部発振周波数変動
Δｆ０３ｃ２が等しく、かつ、 ｆｚｙｔとｆｏｓｃ２
がほぼ同程度であれば中間周波信号の出力レベルの変動
は十分少なくすることが可能である。
ｆｌＦ ＝ ｆＯ８ｃ２− ｆｌＦｌ −（５
１Δｆ１！＝ΔｆＯ５ｃ２−ΔｆｌＦ１（４１以上の説
明から、第１局部発振器６．Ｐ帯域バンドパスフィルタ
７および第２局部発振器１０の温度変動に対する周波数
変動がそれぞれ等しければ、各々の変動量が大きくても
中間周波数の変動および中間周波信号出力レベルの変動
を十分に少なくすることができる。
１Δｆ１！＝ΔｆＯ５ｃ２−ΔｆｌＦ１（４１以上の説
明から、第１局部発振器６．Ｐ帯域バンドパスフィルタ
７および第２局部発振器１０の温度変動に対する周波数
変動がそれぞれ等しければ、各々の変動量が大きくても
中間周波数の変動および中間周波信号出力レベルの変動
を十分に少なくすることができる。
第１中間周波数ｆＩＦ１は第１混合器で発生する妨害を
避けるために１通常、ＲＦ信号周波数の２倍以上あるい
は４倍以上に設定される。したがって、 ｆｌＰｌとし
ては前述した例の様に、５ＧＨｚ帝の周波数に設定され
る。この場合には。
避けるために１通常、ＲＦ信号周波数の２倍以上あるい
は４倍以上に設定される。したがって、 ｆｌＰｌとし
ては前述した例の様に、５ＧＨｚ帝の周波数に設定され
る。この場合には。
ｆＯ５ｃ１は２１０Ｏ５２９５０ＭＨｚ 、 ｆｏｓｃ
２は５０５７ＭＨｚとなり、いずれもマイクロストリッ
プ線路を用いたいわゆるＭＩＣ回路で構成するのが適し
ており、アルミナセラミック基板等の高誘電率基板を使
用することで回路の小形化が図れる。したがって、従来
のチ、−すの様にコンデンサあるいはコイル部品等を使
用しないで、マイクロス） ＩＪツブ線路で回路構成が
可能なため量産性の向上が可能である。
２は５０５７ＭＨｚとなり、いずれもマイクロストリッ
プ線路を用いたいわゆるＭＩＣ回路で構成するのが適し
ており、アルミナセラミック基板等の高誘電率基板を使
用することで回路の小形化が図れる。したがって、従来
のチ、−すの様にコンデンサあるいはコイル部品等を使
用しないで、マイクロス） ＩＪツブ線路で回路構成が
可能なため量産性の向上が可能である。
マイクロストリップ線路が用いられた第１局部発振器、
狭帯域バンドパスフィルタおよび第２局部発振器の共振
器として、第２図に示された様な接地端短縮形の共振器
が考えられる。この共振器においては、能動素子等をリ
アクタンス素子としてコンデンサＣ２１５と仮定し、短
縮形接地端マイクロストリップ共振器（特性インピーダ
ンスＺ１．長さＪｉ’ｉ ）１５とコンデンサＣ１１４
とで全体の共振周波数ｆｏが決められるものである。こ
の共振周波数ＩＯは次式で表わすことができる。
狭帯域バンドパスフィルタおよび第２局部発振器の共振
器として、第２図に示された様な接地端短縮形の共振器
が考えられる。この共振器においては、能動素子等をリ
アクタンス素子としてコンデンサＣ２１５と仮定し、短
縮形接地端マイクロストリップ共振器（特性インピーダ
ンスＺ１．長さＪｉ’ｉ ）１５とコンデンサＣ１１４
とで全体の共振周波数ｆｏが決められるものである。こ
の共振周波数ＩＯは次式で表わすことができる。
（５１式においてＣｏは光速、Ｚは１ｔ−２１である。
εは笑効篩電率であり、比誘電率をεｒ、基板の厚さを
ん、マイクロストリップ線範の幅をのとすると次式で与
えられる。
ん、マイクロストリップ線範の幅をのとすると次式で与
えられる。
なお、（５）式ではＩ！１が７波長に比べて短かいとし
た。
た。
（５１式から明らかな様に、共振周波数Ｊ’ｏの温度変
動を考えた場合に、Ｚおよび１１等の基板形状の温度変
化に依存する変動が十分に少ないとすると、コンデンサ
Ｃ１およびＣ２の温度変動が支配的になることがわかる
。したがって、前述した様に７１ Ｆの温度変動を少な
くするには、＃１局部発振器、狭狭帯バンドパスフィル
タおよび第２局部発振器に用いるそれぞれのＣ１′ｉ６
よびＣ゛２に相当するコンデンサの温度係数の最適化を
図る必要があり、しかも１周波数帯が２〜５ＧＨｚ帯で
あることから実際の回路構成では相当に困難と考えられ
る。
動を考えた場合に、Ｚおよび１１等の基板形状の温度変
化に依存する変動が十分に少ないとすると、コンデンサ
Ｃ１およびＣ２の温度変動が支配的になることがわかる
。したがって、前述した様に７１ Ｆの温度変動を少な
くするには、＃１局部発振器、狭狭帯バンドパスフィル
タおよび第２局部発振器に用いるそれぞれのＣ１′ｉ６
よびＣ゛２に相当するコンデンサの温度係数の最適化を
図る必要があり、しかも１周波数帯が２〜５ＧＨｚ帯で
あることから実際の回路構成では相当に困難と考えられ
る。
本発明の目的は上記した欠点をなくシ、温度特性が良好
なダブルス−パーヘテロダイン方式チ畠−すの回路構成
を提供するものである。
なダブルス−パーヘテロダイン方式チ畠−すの回路構成
を提供するものである。
本発明では、前述した短縮形マイクロストリップ線路を
用いないで、マイクロストリップ共振器を構成し、基板
の誘電率の温度係数が支配的になるようにしダブルス−
パーヘテロダイン方式チューナの温度特性を良好ならし
めるものである。
用いないで、マイクロストリップ共振器を構成し、基板
の誘電率の温度係数が支配的になるようにしダブルス−
パーヘテロダイン方式チューナの温度特性を良好ならし
めるものである。
第５図に本発明の詳細な説明するための狭帯域バンドパ
スフィルタのマイクロストリップ線路構成のうちパター
ン面の線路構成を示す。
スフィルタのマイクロストリップ線路構成のうちパター
ン面の線路構成を示す。
１６は第１中間周波信号入力端子、１７は出力端子。
１８は入力線路、１９は出力線路、２０は百波長相当共
振器である。この狭帯域バンドパスフィルタは百波長相
当共振器２０の共振と百波長相当共振器２０同志の相互
誘導結合により、第１中間周波数帯を５ｄｍ帯域幅１８
〜２０ＭＨｚで通過させる狭帯域バンドパスフィルタ特
性を示し、さらに。
振器である。この狭帯域バンドパスフィルタは百波長相
当共振器２０の共振と百波長相当共振器２０同志の相互
誘導結合により、第１中間周波数帯を５ｄｍ帯域幅１８
〜２０ＭＨｚで通過させる狭帯域バンドパスフィルタ特
性を示し、さらに。
入力線路１８と出力０路１９の開放端の結合容易と前述
の相互誘導により１通過帯の上側および下側に６０〜７
０ ｄＢの減衰度をもつトラップが形成され、これが第
２混合回路で発生するイメージ妨害の抑圧を与える。
の相互誘導により１通過帯の上側および下側に６０〜７
０ ｄＢの減衰度をもつトラップが形成され、これが第
２混合回路で発生するイメージ妨害の抑圧を与える。
このバンドパスフィルタの一方の共振器を等価回路で表
わすと第４図の様になる。、第４図において、２１は第
３図の入力端子１６（（支）力端子１７ンあるいは入力
線路１８（出力線路１９）に接続される接続点、２２は
ｉ波長相当マイクロストリップ共振器２０と入力線路１
８あるいは出力線路１９との結合容量Ｃ５，２５はｉ波
長相当マイクロストリップ共振器（％性インピーダンス
Ｚ２ 、長さ７２）で開放端構成である。
わすと第４図の様になる。、第４図において、２１は第
３図の入力端子１６（（支）力端子１７ンあるいは入力
線路１８（出力線路１９）に接続される接続点、２２は
ｉ波長相当マイクロストリップ共振器２０と入力線路１
８あるいは出力線路１９との結合容量Ｃ５，２５はｉ波
長相当マイクロストリップ共振器（％性インピーダンス
Ｚ２ 、長さ７２）で開放端構成である。
この等価回路の共振周波数ｆｏは近次的に次式％式％
（７１式において、 Ｃｏは光速、Ｃは実効誘電率。
１２はΣ波長相当のマイクロストリップの長さである。
（７１式から狭帯域バンドパスフィルタの通過帯中心周
波数ｆｚｙｔの温度による変動は、長さ１２の変動によ
る分、を十分に少ないとすると実効誘電率１の温度係数
が支配的となる。なお、基板としてアルミナセラミック
を用い、導体を銅を主成分とする導体ペーストをマスク
印刷、ｌｓ成あるいは印刷、焼成後エツチングによりマ
イクロストリップ線路を形成して成る構成とした場合、
アルミナセラミック基板と銅の導体とは結合が強固であ
り、膨張率の差による基板と導体のすべりがないことか
ら、長さｔ２の温度による変化はアルミナセラミックの
線膨張係数で決定されることになり、しかも、この線膨
張係数はアルミナセラミック基板の誘電率温度係数の。
波数ｆｚｙｔの温度による変動は、長さ１２の変動によ
る分、を十分に少ないとすると実効誘電率１の温度係数
が支配的となる。なお、基板としてアルミナセラミック
を用い、導体を銅を主成分とする導体ペーストをマスク
印刷、ｌｓ成あるいは印刷、焼成後エツチングによりマ
イクロストリップ線路を形成して成る構成とした場合、
アルミナセラミック基板と銅の導体とは結合が強固であ
り、膨張率の差による基板と導体のすべりがないことか
ら、長さｔ２の温度による変化はアルミナセラミックの
線膨張係数で決定されることになり、しかも、この線膨
張係数はアルミナセラミック基板の誘電率温度係数の。
＋１００１Ｐ”／ｖに比”Ｃ＋ ７ ”＝ ＋ ８ ”
”／ｙ： と小さく。
”／ｙ： と小さく。
したかりて、実効誘電率の温度係数が支配的であること
がわかる。
がわかる。
第５図に一波長相当マイクロストリップ共振器が用いら
れた第２局部発振器の回路図および第６＠にその尋価回
路を示す。
れた第２局部発振器の回路図および第６＠にその尋価回
路を示す。
Ｗ！、５図において、２４は一波長相当マイクロストリ
ップ共振器、２５はＧａ ＡｓＭＥＳ ＦＥＴ Ｏ）
ゲートβ）取り付はパターン、２６はダンピング抵抗。
ップ共振器、２５はＧａ ＡｓＭＥＳ ＦＥＴ Ｏ）
ゲートβ）取り付はパターン、２６はダンピング抵抗。
２７＋ｚ−［ｉ相当マイクロストリップ線路で構成され
たｆ、−クコイル、２８はＧａＡｓ Ｍ Ｅ Ｓ Ｆ
Ｅ Ｔ 。
たｆ、−クコイル、２８はＧａＡｓ Ｍ Ｅ Ｓ Ｆ
Ｅ Ｔ 。
２９はＰＥＴを負性抵抗状態に保つインピーダンスを与
えるマイクロストリップ線路、３０はＦＥＴの自己バイ
アスを与えるソース４５）抵抗、５１ヲエチ■−クコイ
ル２７と同等の特性を有するマイクロストリップ線路で
構成されたチ厘−クコイル・５２％＠ＦＥ７の負ＪＦＪ
インピーダンスの一部となるインダクタ、６５は保護抵
抗、３４はチョークコイル２７および５１と同じ構成、
同じ機能のチ曹−り：ＩイＡ／、 ５５は直流阻修コン
デンサ、５６は電圧供給端子、５７はＦＥＴの負荷イン
ピーダンスの一部となるコンデンサ、５８は発振出力端
子、５９に’！ギャップである。
えるマイクロストリップ線路、３０はＦＥＴの自己バイ
アスを与えるソース４５）抵抗、５１ヲエチ■−クコイ
ル２７と同等の特性を有するマイクロストリップ線路で
構成されたチ厘−クコイル・５２％＠ＦＥ７の負ＪＦＪ
インピーダンスの一部となるインダクタ、６５は保護抵
抗、３４はチョークコイル２７および５１と同じ構成、
同じ機能のチ曹−り：ＩイＡ／、 ５５は直流阻修コン
デンサ、５６は電圧供給端子、５７はＦＥＴの負荷イン
ピーダンスの一部となるコンデンサ、５８は発振出力端
子、５９に’！ギャップである。
この発ｔＩＡ回路は、ＦＥＴ２Ｂのソースに所定のイン
ピーダンスを呈する開放端マイクロストリップ線路が接
続され、インダクタ！ｉ２＄ｉよびコンデンサ５７を介
して６０Ω負荷な接続した状態でＦＥＴのゲートから見
たインピーダンスが負性抵抗を呈する様して、Ｉ？ＥＴ
側のりアクタンスと１波長相当マイクロストリツプ共振
器２４およびギャップ５９の容量とで所定の発振周減数
で発振動作を起こさせるものである。発ｌ１ｊＩｌ波数
はほぼ２−１ＩＬ長マイクロストリップ共１ｍ器２４θ
共振局波数となる。
ピーダンスを呈する開放端マイクロストリップ線路が接
続され、インダクタ！ｉ２＄ｉよびコンデンサ５７を介
して６０Ω負荷な接続した状態でＦＥＴのゲートから見
たインピーダンスが負性抵抗を呈する様して、Ｉ？ＥＴ
側のりアクタンスと１波長相当マイクロストリツプ共振
器２４およびギャップ５９の容量とで所定の発振周減数
で発振動作を起こさせるものである。発ｌ１ｊＩｌ波数
はほぼ２−１ＩＬ長マイクロストリップ共１ｍ器２４θ
共振局波数となる。
第５図の発振回路の等価回路Ｖ表わす第５図は１波長相
当のマイクロストリップ共振器４２を特性インピーダン
スＸｓ、長さｌｓで表わし、ギャップの容量をコンデン
サＣ５４１で、ＦＥＴ儒のリアクタンスを；ンデンサＣ
４４０でそれぞれ表わしだ。この回路に８ける発振周波
数／ｓは近似的に次式で−わすことができる。
当のマイクロストリップ共振器４２を特性インピーダン
スＸｓ、長さｌｓで表わし、ギャップの容量をコンデン
サＣ５４１で、ＦＥＴ儒のリアクタンスを；ンデンサＣ
４４０でそれぞれ表わしだ。この回路に８ける発振周波
数／ｓは近似的に次式で−わすことができる。
ここで、 Ｃｏは光速、８は実効誘電率である。
さらに（８）式において、 Ｃ４およびＣ５が小さいと
仮定すると（８１式は（９）式の様に近似できる。
仮定すると（８１式は（９）式の様に近似できる。
（９）式において、Ｉｓの温度変動に：対する変化が少
ないとすると１発振周波数ｆ０の温度変動は実効誘電率
Ｃの温度係数が支配的となる。
ないとすると１発振周波数ｆ０の温度変動は実効誘電率
Ｃの温度係数が支配的となる。
上記で説明した様に、狭帯域バンドパスフィルタおよび
第２局部発振回路を一波長相轟のマイクロストップ共振
器で構成した場合、狭帯域バンドパスフィルタの通過帯
域中心局波数ｆｌ Ｆ １および第２局部発振局波数ノ
ｏｓｃ２の温度変動に対する変動は基板として用いる誘
電体の誘電率の温度係数がほぼ支配的となり、狭帯域バ
ンドパスフィルタおよび第２局部発振器を誘電率がほぼ
等しく、その誘電率の温度係数がほぼ等しく・誘電体基
板上に、マイクロストリップ−路導体の線膨張が阻止さ
れる様な構成、つまり、厚膜印刷技術等によりアルミナ
セラミック基板上にマイクロストリップ線路導体を形成
する様な構成にした場合、導体の線膨張をアルミナセラ
ミックの線膨張に等しく、かつ、十分少なくでき、した
がって、中間周波信号出方７１１の出力レベル変動の十
分に少ないチューナとすることが可能である。
第２局部発振回路を一波長相轟のマイクロストップ共振
器で構成した場合、狭帯域バンドパスフィルタの通過帯
域中心局波数ｆｌ Ｆ １および第２局部発振局波数ノ
ｏｓｃ２の温度変動に対する変動は基板として用いる誘
電体の誘電率の温度係数がほぼ支配的となり、狭帯域バ
ンドパスフィルタおよび第２局部発振器を誘電率がほぼ
等しく、その誘電率の温度係数がほぼ等しく・誘電体基
板上に、マイクロストリップ−路導体の線膨張が阻止さ
れる様な構成、つまり、厚膜印刷技術等によりアルミナ
セラミック基板上にマイクロストリップ線路導体を形成
する様な構成にした場合、導体の線膨張をアルミナセラ
ミックの線膨張に等しく、かつ、十分少なくでき、した
がって、中間周波信号出方７１１の出力レベル変動の十
分に少ないチューナとすることが可能である。
次に中間周波信号出力／Ｉ Ｆの周波数の温度特性につ
いて述べる。前述した様に、狭帯域バンドパスフィルタ
および第２局部発振器の共振器としてｉ波相当のマイク
ロストリップ共振器を基板の誘電率および誘電率の温度
係数がほぼ等しいものに構成することで１両者の周波数
の温度係数をほぼ等しくできるので、中間周波信号出力
ｆｒｙの温度特性を良好にするには第１局部発振器とし
て、第２図の等価で説明した様な短縮形の接地端マイク
ロス） ＩＪツブ共振器を用いた場合もコンデンサＣ１
およびＣ２に相当するコンデンサの最適化を第１局部発
振器についてのみ考慮すれば良いので回路設計は容易に
なる。しかし、第１局部発振器は希望受＠ＲＦ信号の周
波数ｆＲＰに応じてその発振周波数を変化させる必要が
あり、第２図におけるＣ１に相当するコンデンサをバラ
クタダイオード等の可変容量素子で構成する必要がある
。この時、バラクタダイオードとしては自己共振周波数
が発振周波数帯域内に入らない様な、たとえば、容量値
の小さなバラクタを選択する必要がある。第２図の等価
回路で＝Ｃ’２ｙ（２ＰＦとし、バラクタダイオードの
容量Ｃ１を０．５５５ＰＦとして、 Ｃｔがｏ、５ＰＦ
の時。
いて述べる。前述した様に、狭帯域バンドパスフィルタ
および第２局部発振器の共振器としてｉ波相当のマイク
ロストリップ共振器を基板の誘電率および誘電率の温度
係数がほぼ等しいものに構成することで１両者の周波数
の温度係数をほぼ等しくできるので、中間周波信号出力
ｆｒｙの温度特性を良好にするには第１局部発振器とし
て、第２図の等価で説明した様な短縮形の接地端マイク
ロス） ＩＪツブ共振器を用いた場合もコンデンサＣ１
およびＣ２に相当するコンデンサの最適化を第１局部発
振器についてのみ考慮すれば良いので回路設計は容易に
なる。しかし、第１局部発振器は希望受＠ＲＦ信号の周
波数ｆＲＰに応じてその発振周波数を変化させる必要が
あり、第２図におけるＣ１に相当するコンデンサをバラ
クタダイオード等の可変容量素子で構成する必要がある
。この時、バラクタダイオードとしては自己共振周波数
が発振周波数帯域内に入らない様な、たとえば、容量値
の小さなバラクタを選択する必要がある。第２図の等価
回路で＝Ｃ’２ｙ（２ＰＦとし、バラクタダイオードの
容量Ｃ１を０．５５５ＰＦとして、 Ｃｔがｏ、５ＰＦ
の時。
発振周波数が５ＧＨｚｆＣなる様にマイクロストリップ
線路の長さ１１を決定し、Ｃ１５ｓＰＦまで変化させた
時の発振周波数の変化を計算すると第７図破ＩＩＡで示
す様な結果になる。第７図は横軸がバラクタダイオード
の容量Ｃ゛１．１．縦軸周波数ｉｏである。同図で発振
周波数はＣ１の最大容量の時に２．５ ＧＨｚで、 所
要の２ＧＨｚまで変化させることはできない。また、Ｃ
２の容量値を少なくすることで多少の周波数変化の増加
は可能であるが、 Ｃ２は能動素子および温度補償用に
外部に所定の温度係数のコンデンサを付加する必要があ
ることなどから、所定の周波数変化範囲を得ることは不
可能である。そこで、第８図に示すような共振回路につ
い【共振周波数の変化を計算してみる。第８図で６１は
能動素子に相当するコンデンサＣ６、６２は−１ぼ７波
長相当のマイクロストリップ共振器（特性インピーダン
ス２４．長さｌａ ） 、 ６５はバラクタダイオード
の容量に相当するコンデンサＣ１である。第８図におい
て、 Ｃ６を２ＰＦ、Ｃｔをａ、５ＰＦ−１６ＰＦ ま
で変化させた時の共振癒波数ｆｏの変化の計算結果を第
７図の実ＩｉＢに示す。Ｃ１が０．５ＰＦの時に３０Ｅ
ｚに共振する様に長さ１４を設定し、 Ｃ１を１５ＰＦ
まで変えた時、 ｆｏは１６ ＧＨｚまで変化させるこ
とができ、第１局部発振器の発振局波数の変化に蚤求さ
れる２〜５ＧＨｚの変化を得ることができる。また、温
度補償コンデンサあるいは実装時の浮遊容量を想定した
計算結果を第７図のＣおよびＤＫ示す。Ｃは第８図のコ
ンデンサＣＩｒにＩＰＦを、Ｃ１にα５ＰＦをそれぞれ
並列に付加した場合の周波数変化で、この場合も所定の
変化量が得られる。さらに、Ｃ’６に２ＰＦを付加した
場合の周波数変化を示す第７図のＤの場合にもほぼ所定
の周波数変化を得ることができる。この様に第８図に示
す様な回路方式の第１局部発振器を構成した場合には、
狭帯域バンドパスフィルタおよび第２局部発振器の温度
特性に、その温度特性を合せる様に補償用コンデンサ等
による温度補償を与えた上で所定の発振周波数変化の得
られる第１局発振器が構成できる。第８図の共振回路を
用いて第１局部発振器を構成すると第９図に示す様な発
振回路になる。
線路の長さ１１を決定し、Ｃ１５ｓＰＦまで変化させた
時の発振周波数の変化を計算すると第７図破ＩＩＡで示
す様な結果になる。第７図は横軸がバラクタダイオード
の容量Ｃ゛１．１．縦軸周波数ｉｏである。同図で発振
周波数はＣ１の最大容量の時に２．５ ＧＨｚで、 所
要の２ＧＨｚまで変化させることはできない。また、Ｃ
２の容量値を少なくすることで多少の周波数変化の増加
は可能であるが、 Ｃ２は能動素子および温度補償用に
外部に所定の温度係数のコンデンサを付加する必要があ
ることなどから、所定の周波数変化範囲を得ることは不
可能である。そこで、第８図に示すような共振回路につ
い【共振周波数の変化を計算してみる。第８図で６１は
能動素子に相当するコンデンサＣ６、６２は−１ぼ７波
長相当のマイクロストリップ共振器（特性インピーダン
ス２４．長さｌａ ） 、 ６５はバラクタダイオード
の容量に相当するコンデンサＣ１である。第８図におい
て、 Ｃ６を２ＰＦ、Ｃｔをａ、５ＰＦ−１６ＰＦ ま
で変化させた時の共振癒波数ｆｏの変化の計算結果を第
７図の実ＩｉＢに示す。Ｃ１が０．５ＰＦの時に３０Ｅ
ｚに共振する様に長さ１４を設定し、 Ｃ１を１５ＰＦ
まで変えた時、 ｆｏは１６ ＧＨｚまで変化させるこ
とができ、第１局部発振器の発振局波数の変化に蚤求さ
れる２〜５ＧＨｚの変化を得ることができる。また、温
度補償コンデンサあるいは実装時の浮遊容量を想定した
計算結果を第７図のＣおよびＤＫ示す。Ｃは第８図のコ
ンデンサＣＩｒにＩＰＦを、Ｃ１にα５ＰＦをそれぞれ
並列に付加した場合の周波数変化で、この場合も所定の
変化量が得られる。さらに、Ｃ’６に２ＰＦを付加した
場合の周波数変化を示す第７図のＤの場合にもほぼ所定
の周波数変化を得ることができる。この様に第８図に示
す様な回路方式の第１局部発振器を構成した場合には、
狭帯域バンドパスフィルタおよび第２局部発振器の温度
特性に、その温度特性を合せる様に補償用コンデンサ等
による温度補償を与えた上で所定の発振周波数変化の得
られる第１局発振器が構成できる。第８図の共振回路を
用いて第１局部発振器を構成すると第９図に示す様な発
振回路になる。
４５はｉ波長相当のマイクロストリップ、Ｉｉ路からな
るチ冒−クコイル、４４はバラクタダイオード。
るチ冒−クコイル、４４はバラクタダイオード。
４５はマイクロストリップ線路から成るチＷ−クコイル
、４６は抵抗、４７は直流阻止コンデンサ。
、４６は抵抗、４７は直流阻止コンデンサ。
４８＆Ｘバラクタダイオード４４に電圧を印加する電圧
端子、４９はτ波長相当のマイクロストリップ線路、５
０はＧａＡｓ ＭＥＳ ＦＥＴ、 ５１４１ＦＥ Ｔ
（り ７−スにインピーダンスを与える開放端マイク
ロストリップ線路、５２はＦＥＴｙｃ自己バイアスな与
える抵抗、５Ｎは一波長相当マイクロストリツブ線路か
ら成るチョークコイル、５４はインダクタ、５５は保躾
抵抗、５６は１波長相当マイクロストリツプ線路から成
るチＶ−クコイル、５７は直流阻止コンデンサ、５Ｂは
電圧供給端子、５９はコンデンサ、６０は発振出力端子
である。この発振器の発振原理はＭ５図に示した第２局
部発振器の場合と同等で、ＦＥ７のゲートにバラクタダ
イオード４４０直列接貌とマイクロストリップ共振器４
９が接続されたもので、バラクタダイオード４４が直列
接続されることにより１発振電力がバラクタダイオード
４４により整流されて、そのバラクタダイオード４４０
両端に現われる整流電圧を相殺して、電圧端子４８から
供給される電圧が低い場合に、実際にバラクタダイオー
ド４４に加わる電圧を供給電圧にほぼ等しい電圧にする
ことを目的とし、これによって１周波数変化範囲が狭く
なるのを防ぐことができる。
端子、４９はτ波長相当のマイクロストリップ線路、５
０はＧａＡｓ ＭＥＳ ＦＥＴ、 ５１４１ＦＥ Ｔ
（り ７−スにインピーダンスを与える開放端マイク
ロストリップ線路、５２はＦＥＴｙｃ自己バイアスな与
える抵抗、５Ｎは一波長相当マイクロストリツブ線路か
ら成るチョークコイル、５４はインダクタ、５５は保躾
抵抗、５６は１波長相当マイクロストリツプ線路から成
るチＶ−クコイル、５７は直流阻止コンデンサ、５Ｂは
電圧供給端子、５９はコンデンサ、６０は発振出力端子
である。この発振器の発振原理はＭ５図に示した第２局
部発振器の場合と同等で、ＦＥ７のゲートにバラクタダ
イオード４４０直列接貌とマイクロストリップ共振器４
９が接続されたもので、バラクタダイオード４４が直列
接続されることにより１発振電力がバラクタダイオード
４４により整流されて、そのバラクタダイオード４４０
両端に現われる整流電圧を相殺して、電圧端子４８から
供給される電圧が低い場合に、実際にバラクタダイオー
ド４４に加わる電圧を供給電圧にほぼ等しい電圧にする
ことを目的とし、これによって１周波数変化範囲が狭く
なるのを防ぐことができる。
以上で説明した様に６Ｂ１局部発振器として第９図に示
す様な構成とすることで、狭帯域バンドパスフィルタお
よび第２局部発振器の周波数温度特性に合う様な温度補
償を外部から付加した温度補償用コンデンサで行ない、
かつ、発振周波数の変化範囲を十分に得ることが可能と
なる。したがって、中間周波信号の周波数およびレベル
の温度変動に対する安定度を容易に得ることが可能とな
る。
す様な構成とすることで、狭帯域バンドパスフィルタお
よび第２局部発振器の周波数温度特性に合う様な温度補
償を外部から付加した温度補償用コンデンサで行ない、
かつ、発振周波数の変化範囲を十分に得ることが可能と
なる。したがって、中間周波信号の周波数およびレベル
の温度変動に対する安定度を容易に得ることが可能とな
る。
第１局部発振器の場合、第８図に示した等価回路を用い
てその共振周波数ｆｏを近似的に求めると次式の様にな
る。
てその共振周波数ｆｏを近似的に求めると次式の様にな
る。
ここで、Ｃ’ｏは光速、εは実効誘電率、２−！％／ｉ
−Ｚａである。
−Ｚａである。
（１０）式の場合、第２図の等価回路の、短縮形のマイ
クロストリップ共振器に比べ寮効銹電率ノ寄与があり、
Ｃ１８よびＣ６の温度に対する変動力−メ笑効誘電率と
の温度変動に近い値、つまり、Ｃ゛１およびｔ’６の容
量値のうち、ｌＩ誘電体基板よって得られる容量値の割
合を太き（すれば、共振周波数ｊ゛Ｏの温度変動による
変動を誘電率の温度係数が支配的になるようにでき、外
部から温度補償用のコンデンサを特別に付加しなくても
、狭帯域バンドパスフィルタおよび第２局部発振器の温
度特性に近い温度特性とすることカーできる。
クロストリップ共振器に比べ寮効銹電率ノ寄与があり、
Ｃ１８よびＣ６の温度に対する変動力−メ笑効誘電率と
の温度変動に近い値、つまり、Ｃ゛１およびｔ’６の容
量値のうち、ｌＩ誘電体基板よって得られる容量値の割
合を太き（すれば、共振周波数ｊ゛Ｏの温度変動による
変動を誘電率の温度係数が支配的になるようにでき、外
部から温度補償用のコンデンサを特別に付加しなくても
、狭帯域バンドパスフィルタおよび第２局部発振器の温
度特性に近い温度特性とすることカーできる。
つまり、 Ｃ１あるいはＣ６に付加する容量な狭帯域バ
ンドパスフィルタおよび第２局部発振器を構成する誘電
体基板とほぼ同等の誘電率、はｉｉ′同等の誘電率温度
係数を有する基板面上あるＬｌ）Ｉ湿式多層厚膜基板技
術により、たとえ＆−Ｊ？、アルミナセラミック基板内
に形成することにより実現できるし、また、浮遊容量を
利用することもできる。
ンドパスフィルタおよび第２局部発振器を構成する誘電
体基板とほぼ同等の誘電率、はｉｉ′同等の誘電率温度
係数を有する基板面上あるＬｌ）Ｉ湿式多層厚膜基板技
術により、たとえ＆−Ｊ？、アルミナセラミック基板内
に形成することにより実現できるし、また、浮遊容量を
利用することもできる。
第９図の第１局部発振回路では特に外部付加容量を明確
にしていないが、同回路を湿式多層セラミック基板等を
用い構成した場合、ノ（ラクタダイオード４４あるいは
ＧａＡｓ ＭＥＳ ＦＥＴ５０の取り付はパターン等
とアースの間に浮遊容量が必然的に入ることになり、こ
の結果、基板誘電車と同じ温度係数のコンデンサ容量の
Ｃ’１およびＣ６に占める割が多くなり、結果として、
第１局部発振器の発振周波数の温度特性が狭帯域バンド
パスフィルタ８よび第２局部発振器の周波数温度特性に
近くなり、中間周波信号の混層特性が良好になることが
考えられる。
にしていないが、同回路を湿式多層セラミック基板等を
用い構成した場合、ノ（ラクタダイオード４４あるいは
ＧａＡｓ ＭＥＳ ＦＥＴ５０の取り付はパターン等
とアースの間に浮遊容量が必然的に入ることになり、こ
の結果、基板誘電車と同じ温度係数のコンデンサ容量の
Ｃ’１およびＣ６に占める割が多くなり、結果として、
第１局部発振器の発振周波数の温度特性が狭帯域バンド
パスフィルタ８よび第２局部発振器の周波数温度特性に
近くなり、中間周波信号の混層特性が良好になることが
考えられる。
以上で説明した第１局部発振器および第２局部発振器を
第９図およびｊｌｉ５図に示した回路を用いて、タング
ステンを主成分とする導体ペーストとアルミナを主成分
とする誘電体ペーストｔ、アルミナ誘電体ペーストと同
−銹電率、同−成分の未焼成アルミナセラミック基板の
表裏にそれぞれ交互に印刷、焼成し、誘電体基板を形成
し、さらに、この基板の表裏に銅を主成分とする導体ペ
ーストラそれぞれ印刷、焼成して後、マイクロストリッ
プ線路等ｌエツチングにより形成することで実装回路と
し、第５図に示した狭帯域バンドパスフィルタと同一回
路のフィルタを、前述の誘電体基板とは別のほぼ同等の
誘電率および誘電率温度係数馨もつアルミナセラミック
基板に銅を主成分とする導体ペーストにより厚膜印刷技
術により形成し、ダブルスーパーヘテロダインチ、−す
として中間局波信号の温度特性および第１．第２局部発
振器の発振周波数の温度特性、バンドパスフィルタの温
度特性を実測した結果を次に説明する。なお。
第９図およびｊｌｉ５図に示した回路を用いて、タング
ステンを主成分とする導体ペーストとアルミナを主成分
とする誘電体ペーストｔ、アルミナ誘電体ペーストと同
−銹電率、同−成分の未焼成アルミナセラミック基板の
表裏にそれぞれ交互に印刷、焼成し、誘電体基板を形成
し、さらに、この基板の表裏に銅を主成分とする導体ペ
ーストラそれぞれ印刷、焼成して後、マイクロストリッ
プ線路等ｌエツチングにより形成することで実装回路と
し、第５図に示した狭帯域バンドパスフィルタと同一回
路のフィルタを、前述の誘電体基板とは別のほぼ同等の
誘電率および誘電率温度係数馨もつアルミナセラミック
基板に銅を主成分とする導体ペーストにより厚膜印刷技
術により形成し、ダブルスーパーヘテロダインチ、−す
として中間局波信号の温度特性および第１．第２局部発
振器の発振周波数の温度特性、バンドパスフィルタの温
度特性を実測した結果を次に説明する。なお。
本チューナは第１図のブロック図に示した回路構成をも
ち、入力バンドパスフィルタ２．可変減衰器Ｓ、ＲＦ広
帯域増幅器４．第１混合器５゜第１局部発振器６．第１
中間局波増幅器８．第２混合器９．第２局部発振器１０
．第２中間周波増幅器１１は前述の湿式多層厚膜技術と
銅を用いた厚膜技術によりそれぞれの回路を同一基板上
に構成され、狭帯域バンドパスフィルタ７は、別の基板
に銅を用いた厚膜技術により構成された鶏のである。湿
式厚膜技術で形成した基板の比誘電率は約ａ、５．その
温度係数は約＋１００．ｐｐｍ／ｗ。
ち、入力バンドパスフィルタ２．可変減衰器Ｓ、ＲＦ広
帯域増幅器４．第１混合器５゜第１局部発振器６．第１
中間局波増幅器８．第２混合器９．第２局部発振器１０
．第２中間周波増幅器１１は前述の湿式多層厚膜技術と
銅を用いた厚膜技術によりそれぞれの回路を同一基板上
に構成され、狭帯域バンドパスフィルタ７は、別の基板
に銅を用いた厚膜技術により構成された鶏のである。湿
式厚膜技術で形成した基板の比誘電率は約ａ、５．その
温度係数は約＋１００．ｐｐｍ／ｗ。
線膨張係数は約＋〇 ｐｐｍｍ／υであり、狭帯域バン
ドパスフィルタ基板の誘電率は約９５．その温度係数は
約＋１ｏｏｐｐｗｓ／ｖ 、 Ｉｓ膨張俤ｔｊｌ ／ｄ
約＋ ８ｐｐｗｓ／ｙ；である。各回路の抵抗は厚膜
印刷技術により形成され、さらに、大容量コンデンサ以
外の小容量コンデンサは湿式多層厚膜基板を利用して形
成され、第１および第２局部発振器の能動素子は同種の
ＧａＡＳＭＢＳ ＦＥＴが用いられた。
ドパスフィルタ基板の誘電率は約９５．その温度係数は
約＋１ｏｏｐｐｗｓ／ｖ 、 Ｉｓ膨張俤ｔｊｌ ／ｄ
約＋ ８ｐｐｗｓ／ｙ；である。各回路の抵抗は厚膜
印刷技術により形成され、さらに、大容量コンデンサ以
外の小容量コンデンサは湿式多層厚膜基板を利用して形
成され、第１および第２局部発振器の能動素子は同種の
ＧａＡＳＭＢＳ ＦＥＴが用いられた。
第１および第２の局部発振器の能動素子として同種の？
” Ｅ Ｔを用いられたのは両者の温度特性に与える要
因の差ンなくすことと、低消費電力動作による安定化を
図るためである。第１局部発振器のマイクロストリップ
共振器の長さｉｓは約１０１１１８．第２局部発振器の
マイクロストリップ共振器の長さＩ！４は約１９■、狭
帯域ノ（ンドノくスフィルタのマイクロストリップ共振
器の長さ１２は約１８■である。
” Ｅ Ｔを用いられたのは両者の温度特性に与える要
因の差ンなくすことと、低消費電力動作による安定化を
図るためである。第１局部発振器のマイクロストリップ
共振器の長さｉｓは約１０１１１８．第２局部発振器の
マイクロストリップ共振器の長さＩ！４は約１９■、狭
帯域ノ（ンドノくスフィルタのマイクロストリップ共振
器の長さ１２は約１８■である。
第１０図は狭帯域バンドパスフィルタとｊｉ２局部発振
器の温度特性を示したものである。図において横軸は周
囲温度、縦軸は周波数変化を示したもので、バンドパス
フィルタの特性は実線Ａで、その通過帯の中心周波数（
５，０００ＭＢ ！ ）の変動を表わしたもので、一点
鎖線の特性Ｂは第２局部発振周波数（５，０５７ＭＥ
Ｚ ） の変動を表わしている。図から明らかな様に
、笑ＩｗＡは約−５２ｐＰ７Ｎ／υ、一点鎖線Ｂは一６
２ｐｐｍ／ｌとほぼ同程度の変動で、これは基板の誘電
率の温度係数＋ｔｏｏｐｐｍ／’ｃのほぼ−で計算値に
近い値となつている。夾＠Ａと一点鎖！ＩＢの差が１０
ｐｐｍ／υであり、温度変化２０で当りで約ｏ、６ Ｍ
Ｈｚの周波数の差となる。これは狭帯域パントノ（スフ
イルタの５ｄｌｌ帯域幅がＩＢｘ２０ＭＨｚ、 １ｄａ
帯域幅で５ Ｍ Ｈｚ程度確保されることから、中間周
波信号の出力レベル変動はほぼ無視出来る値であり問題
はない。
器の温度特性を示したものである。図において横軸は周
囲温度、縦軸は周波数変化を示したもので、バンドパス
フィルタの特性は実線Ａで、その通過帯の中心周波数（
５，０００ＭＢ ！ ）の変動を表わしたもので、一点
鎖線の特性Ｂは第２局部発振周波数（５，０５７ＭＥ
Ｚ ） の変動を表わしている。図から明らかな様に
、笑ＩｗＡは約−５２ｐＰ７Ｎ／υ、一点鎖線Ｂは一６
２ｐｐｍ／ｌとほぼ同程度の変動で、これは基板の誘電
率の温度係数＋ｔｏｏｐｐｍ／’ｃのほぼ−で計算値に
近い値となつている。夾＠Ａと一点鎖！ＩＢの差が１０
ｐｐｍ／υであり、温度変化２０で当りで約ｏ、６ Ｍ
Ｈｚの周波数の差となる。これは狭帯域パントノ（スフ
イルタの５ｄｌｌ帯域幅がＩＢｘ２０ＭＨｚ、 １ｄａ
帯域幅で５ Ｍ Ｈｚ程度確保されることから、中間周
波信号の出力レベル変動はほぼ無視出来る値であり問題
はない。
第１１囚は第１局部発振器の温度特性を示す図で、横軸
に周囲温度、縦軸に発振周波数の変動を取り１発振局波
数が２，１００ＭＨｚ−２，９５０ＡｆＨｚについて表
わしたもので、バラクタダイオードの。
に周囲温度、縦軸に発振周波数の変動を取り１発振局波
数が２，１００ＭＨｚ−２，９５０ＡｆＨｚについて表
わしたもので、バラクタダイオードの。
その印加電圧による接合容量の温度係数の差および発振
Ｊ！１ｌｔＩＬ数差のために発振局波数により温度変化
が一様にならず図示した様な範囲の特性を示す。一点鎖
線で示した平均値の温度係数は約−６７ｐｐｒａ／でで
誘電率のみによる周波数変化である一５０ｐｐｍ／ｖに
比べて多少大きな変動となっている。平均値に対する幅
は約±１５ｐｐｍｒ／′ｃであり、中間周波数の温度変
化となる第２局部発振局波数の温度係数−ｂ２ｐｐｙｖ
との差は５〒１５７ｐ／１で約−Ｑ、５ＭＨｚ〜１．１
ＭＨｚ程匿となり、良好な温度特性が得られることにな
る。なお、バラクタダイオードは印加電圧０．５Ｖ−２
７Ｖに対して接合容量がａＰＦ〜ＩＰＦのものが使用さ
れた。
Ｊ！１ｌｔＩＬ数差のために発振局波数により温度変化
が一様にならず図示した様な範囲の特性を示す。一点鎖
線で示した平均値の温度係数は約−６７ｐｐｒａ／でで
誘電率のみによる周波数変化である一５０ｐｐｍ／ｖに
比べて多少大きな変動となっている。平均値に対する幅
は約±１５ｐｐｍｒ／′ｃであり、中間周波数の温度変
化となる第２局部発振局波数の温度係数−ｂ２ｐｐｙｖ
との差は５〒１５７ｐ／１で約−Ｑ、５ＭＨｚ〜１．１
ＭＨｚ程匿となり、良好な温度特性が得られることにな
る。なお、バラクタダイオードは印加電圧０．５Ｖ−２
７Ｖに対して接合容量がａＰＦ〜ＩＰＦのものが使用さ
れた。
第１２図は中間周波信号の周波数温度特性の実測値をＲ
Ｆ倍信号５０−５０−９Ｏ０について表わしたものであ
る。横軸は周囲温度、縦軸は中間周波数の変動である。
Ｆ倍信号５０−５０−９Ｏ０について表わしたものであ
る。横軸は周囲温度、縦軸は中間周波数の変動である。
２０υ±２０ｔで変動量を見ると、Ｏｖでは＋Ｉ Ｓ−
Ｏ５−０Ａ、４０ｔでは一１〜＋ＩＭＨｚで良好な温度
特性を示している。
Ｏ５−０Ａ、４０ｔでは一１〜＋ＩＭＨｚで良好な温度
特性を示している。
この程度の周波数変動であれば、テレビジ諺ン受信機の
チｊ−すとしては、ＩＦＣによる引き込みが十分に行な
われる。通常のテレビジ曹ン受信機の場合、±２ Ｍ
Ｈｚ程度の引き込みが可能であることから本発明のチュ
ーナ構成を採用することにより、狭帯域バンドパスフィ
ルタ、第１、第２局部発振器に特別の温度補償を施こす
までもなく、十分に実用し得る温度特性のチューナを得
ることが可能である。なお１周波数の温度特性について
のみ詳述したが、中間局波出力（１号のレベルについて
も安定な温度特性が得られたことｔ＋ｔけ加えておく。
チｊ−すとしては、ＩＦＣによる引き込みが十分に行な
われる。通常のテレビジ曹ン受信機の場合、±２ Ｍ
Ｈｚ程度の引き込みが可能であることから本発明のチュ
ーナ構成を採用することにより、狭帯域バンドパスフィ
ルタ、第１、第２局部発振器に特別の温度補償を施こす
までもなく、十分に実用し得る温度特性のチューナを得
ることが可能である。なお１周波数の温度特性について
のみ詳述したが、中間局波出力（１号のレベルについて
も安定な温度特性が得られたことｔ＋ｔけ加えておく。
なお、ここで述べた実測にはチニ−すｔ４台試作し、そ
の平均的なデータを示したものであるがそれらのデータ
バラツキは十分小さく、中間周波数変動について言うな
らばＡＦＣの引き込可能範囲を十分に満足するものであ
る。
の平均的なデータを示したものであるがそれらのデータ
バラツキは十分小さく、中間周波数変動について言うな
らばＡＦＣの引き込可能範囲を十分に満足するものであ
る。
ＷＪ１図はダブルス−パーヘテロダイン方式チ１−すの
ブロック図、第２図は短縮形接地端マイクロストリップ
共振器を用いた共振回路の等 ・価回路図、第５図は
狭帯域バンドパスフィルタの一構成例であるマイクロス
トリップ線路のパターン面の線路構成図％第４図−丁波
長相当マイクロストリップ線路を用いた共振器の等価回
路図、籐５図は第２局部発振器の回路図、第６図は第５
図の第２局部発振器の共振回路の等価回路図、第７図は
第２図の等価回路および第８図の等価回路を第１局部発
振器の共振回路として用い、バラクタダイオードの容量
変化と発振周波数の変化の関係を計算により求めた特性
図。 第８図は一波長相当のマイクロストリップ線路の一端を
バラクタダイオードに相当するコンデンサで接地した第
１局部発振器の共振回路の等価回路図、第９図は第８図
の共振回路ン用いて第１局部発振回路を構成した回路図
、第１０図は狭帯域バンドパスフィルタおよび第２局部
発振回路の周波数の温度特性の実測結果を示す特性図、
第１１図は第１局部発振器の発振周波数の温度特性の＊
測結果を示す特性図、第１２図を家中間周波数の温度特
性の実測結果を示す特性図である。 ２１人力／（ントハスフィルタ ５＋可変減衰器 ４雪ＲＦ広帯域増幅器 ５Ｉ第１混奮器 ６重鎖１局部発振器 ７＋１１Ｆ域バンドパスフイルタ ８：第１中間局波増幅器 ９Ｉ第２混合器 １０；第２局部発振器 １１；第２中間周波（中間局波）増幅器１５．１４＋コ
ンデンサ １５ Ｉ短縮形接地端マイクロストリップ共振器／ 器 ２２；コンデンサ 器 ４ １ ２８ ＩにａＡｓ ＭＥＳ ＦＥＴ ４Ｑ、４１１コンデンサ 器 ４４ Ｉバラクタダイオード １ ４９１７波長相当マイクロストリツプ共振器５０ ＋
Ｇａ Ａｓ ＭＥＳ ＦＥＴ６１ ！コンデンサ ６２１７波長相当マイクロストリツプ共振器６５：コン
デンサ オｆＦｌｆＪ −２２図 才４ 図 才 ５ 図 牙 ６１！！１ オ ７ 図 （：ｌ （ＰＦ） オ ｑ 図 ４Ｙ〜ニ オδ回 才ＩＯ回 オ ＩＩ 図 才１２図 〜 ↑ 手続補正書（自発） 発明の名称 テレビジ、ン受信機のチューナ 補正をする者 シ１． ！４ｒｓ＋Ｏ＋株式会トド 日 立 製 作
所代 ａ ８ 三 １） 勝 茂 代 理 人 補正の内容 １、 明細書の矛８頁矛１７行目の「高周波妨害」を「
高訓波妨害」と訂正する。 ２、 四矛１５頁の矛（５）式 と補正する。 ６、 四矛１５頁の矛（６）式 ％式％ と補正する。 ５、 同矛１７頁矛１７行目の「直流阻修コンデンサ」
を「直流阻止コンデンサ」と訂正する。 ・６° 同矛１８Ｎの矛（８）式 と補正する。 Ｚ 同矛１９頁の矛（９）式 ％式％（９） と補正する。 ８、 同矛２１頁矛８行目のｒ ２ＰＦＪ ”？ ｒ
２ｐＦＪと訂正する。 ９ 同矛２１頁矛９行目の［容量Ｃ，’（＜ ０．５〜
３ＰＦ トして、Ｃ１がｏ、ｓＰＦ ｅｌ）時、」？「
容量Ｃ，Ｙ Ｏ，５。 ５ｐＦ トＩ、 テ、Ｃ２がｏ、ｓｐＦ’ ｙ＞時、」
と訂正する。 １０、同矛２１頁矛１１行目のｒ ３ＰＦ’Ｊ Ｙ ｒ
３ｐＦ’Ｊと訂正する。 と補正する。 以上
ブロック図、第２図は短縮形接地端マイクロストリップ
共振器を用いた共振回路の等 ・価回路図、第５図は
狭帯域バンドパスフィルタの一構成例であるマイクロス
トリップ線路のパターン面の線路構成図％第４図−丁波
長相当マイクロストリップ線路を用いた共振器の等価回
路図、籐５図は第２局部発振器の回路図、第６図は第５
図の第２局部発振器の共振回路の等価回路図、第７図は
第２図の等価回路および第８図の等価回路を第１局部発
振器の共振回路として用い、バラクタダイオードの容量
変化と発振周波数の変化の関係を計算により求めた特性
図。 第８図は一波長相当のマイクロストリップ線路の一端を
バラクタダイオードに相当するコンデンサで接地した第
１局部発振器の共振回路の等価回路図、第９図は第８図
の共振回路ン用いて第１局部発振回路を構成した回路図
、第１０図は狭帯域バンドパスフィルタおよび第２局部
発振回路の周波数の温度特性の実測結果を示す特性図、
第１１図は第１局部発振器の発振周波数の温度特性の＊
測結果を示す特性図、第１２図を家中間周波数の温度特
性の実測結果を示す特性図である。 ２１人力／（ントハスフィルタ ５＋可変減衰器 ４雪ＲＦ広帯域増幅器 ５Ｉ第１混奮器 ６重鎖１局部発振器 ７＋１１Ｆ域バンドパスフイルタ ８：第１中間局波増幅器 ９Ｉ第２混合器 １０；第２局部発振器 １１；第２中間周波（中間局波）増幅器１５．１４＋コ
ンデンサ １５ Ｉ短縮形接地端マイクロストリップ共振器／ 器 ２２；コンデンサ 器 ４ １ ２８ ＩにａＡｓ ＭＥＳ ＦＥＴ ４Ｑ、４１１コンデンサ 器 ４４ Ｉバラクタダイオード １ ４９１７波長相当マイクロストリツプ共振器５０ ＋
Ｇａ Ａｓ ＭＥＳ ＦＥＴ６１ ！コンデンサ ６２１７波長相当マイクロストリツプ共振器６５：コン
デンサ オｆＦｌｆＪ −２２図 才４ 図 才 ５ 図 牙 ６１！！１ オ ７ 図 （：ｌ （ＰＦ） オ ｑ 図 ４Ｙ〜ニ オδ回 才ＩＯ回 オ ＩＩ 図 才１２図 〜 ↑ 手続補正書（自発） 発明の名称 テレビジ、ン受信機のチューナ 補正をする者 シ１． ！４ｒｓ＋Ｏ＋株式会トド 日 立 製 作
所代 ａ ８ 三 １） 勝 茂 代 理 人 補正の内容 １、 明細書の矛８頁矛１７行目の「高周波妨害」を「
高訓波妨害」と訂正する。 ２、 四矛１５頁の矛（５）式 と補正する。 ６、 四矛１５頁の矛（６）式 ％式％ と補正する。 ５、 同矛１７頁矛１７行目の「直流阻修コンデンサ」
を「直流阻止コンデンサ」と訂正する。 ・６° 同矛１８Ｎの矛（８）式 と補正する。 Ｚ 同矛１９頁の矛（９）式 ％式％（９） と補正する。 ８、 同矛２１頁矛８行目のｒ ２ＰＦＪ ”？ ｒ
２ｐＦＪと訂正する。 ９ 同矛２１頁矛９行目の［容量Ｃ，’（＜ ０．５〜
３ＰＦ トして、Ｃ１がｏ、ｓＰＦ ｅｌ）時、」？「
容量Ｃ，Ｙ Ｏ，５。 ５ｐＦ トＩ、 テ、Ｃ２がｏ、ｓｐＦ’ ｙ＞時、」
と訂正する。 １０、同矛２１頁矛１１行目のｒ ３ＰＦ’Ｊ Ｙ ｒ
３ｐＦ’Ｊと訂正する。 と補正する。 以上
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 ｔ テレビジ肩ン受信機等のＲＦ傷信号入力され、ＲＦ
傷信号第１の中間局波信号に周波数変換する第１の混合
器と１ｗＩ第１の混合器を励振する発振信号を出力し１
発振周波数を可変し得る第１の局部発振器と、第１中間
周波信号を選択的に通過させるバンドパスフィルタと、
ｊｌｉ１中関周中傷周波信号する第１中間局波増幅器と
、第１中間局波増幅器で増幅された第１中間周波信号が
入力され、第１中間周波信号を第２の中間周波信号に周
波数変換する第２の混合器と、該第２混合器を励振する
発振信号を出力する第２の局部発振器と。 ｗＩ第２混合器の第２中間局波信号出力な゛選択的に増
幅する第２中間周波増幅器とを備えたテレビジ曹ン受信
機のチェーナＶｃ８いて。 第１中間周波信号を選択的に通過させるバンドパスフィ
ルタおよび第２局部発振器を。 はば同等の誘電率および誘電率温度係数を有する誘電体
基板上に、マイクロメトリツブ線路共振器を用いて構成
し１周囲温度変化による共振周波数変化をほぼ同等なら
しめることを％徴とするテレビジ璽ン受信機のチ、−す
。 ２、 少なくとも第２局部発振器を構成する誘電体基板
として、タングステンを主成分とする導体ペーストとア
ルミナを主成分とする誘電体ペーストを、誘電体ペース
トとほぼ同一成分のアルミナな主成分とする未焼成の母
基板の表裏にそれぞれ交互に印刷、焼成して成る湿式多
層セラミック基板を用い、かつ、厚膜印刷技術により形
成した導体を用いたｉイクロス） ＋７ツプ線路共振器
により第２局部発振器を構成したことを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載のテレビジ曹ン受信機のチ具−す
。 ＆ 少なくともバンドパスフィルタを構成する基板とし
て、アルミナを主成分とする焼結済みのアルミナセラミ
ック基板を用い、かつ厚誤印刷技術により形成した導体
を用℃・たマイクロスト１）ツブ線路共振器により／＜
７ ）” 、＜ スフィルタを構成したことを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載のテレビジーン受信機の
１−７° 。 ４、 マイクロストリップ線路共振器として、７波長相
当の一端開放マイクロストリップ線路共振器を用いたこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のテレビジョ
ン受信機のチ瓢−す。 ５ マイクロストリップ線路共振器として、Ｔ波長相当
の一端開放マイクロス） ＩＪツブ線路共振器を用いた
ことを特徴とする特許請求の範囲第２項記載のテレビジ
ョン受信機のチューナ。 ６ マイクロストリップ線路共振器として、ｉ波長相当
の一端開放マイクロストリップ線路共振器を用いたこと
を特徴とする特許請求の範囲第５項記載のテレビジョン
受信機のチューナ。 Ｚ テレビジ■ン等のＲ１９号が入力され、ｒＦ傷信号
第１の中間周波信号に周波数変換すミ第１の混合器と、
＃第１の混合器を励振する択振信号を出力し１発振周波
数を可変し得る第１の局部発振器と、第１中間周波信号
を選択的に通過させるバンドパスフィルタと、第１中間
局波信号を増幅する第１中間局波増幅器と、第１中間周
波増ｆｊＩＡ器で増幅された第１中間局波信号が入力さ
れ、籐１中閲信号を第２の中間局波信号に周波数変換す
る第２の混合器と、該第２混合器を励振する発振信号を
出力する第２の局部発振器と１ｗｉ第２混合器の第２中
間局波信号出力を選択的に増幅する第２中閲周波増幅器
とを備えたテレビジ膨ン受信機のチューナにおい【。 第１局部発振器、第１中間周波信号を選択的に通過させ
るバンドパスフィルタおよび第２局部発振器を、はぼ同
等の誘電率および同等の誘電率温度係数を有する誘電体
基板上に。 マイクロストリップ線路共振器を用いて構成し１局囲温
［変化による共振周波数変化を＃１ぼ同等ならしめるこ
とを特徴とするテレビジーン受信機のチューナ。 ８、 少なくとも第１局部発振器および第２局部発振器
を構成する誘電体基板として、タングステンを主成分と
する導体ペーストとアルミナを主成分とする誘電体ペー
ストを、誘電体ペーストとほぼ同一成分のアルミナを主
成分とする未焼成の母基板の嵌裏にそれぞれ交互に印刷
、焼成して成る湿式多層セラミック基板を用い、厚膜印
刷技術により形成した導体を用いたマイクロストリップ
線路共振器により第１局部発振器および第２局部発振器
を構成したことを特徴とする特許請求の範囲第７項記載
のテレビジ１ン受信機のチェーナ。 ９ 少なくともバンドパスフィルタを構成する基板とし
て、アルミナを主成分とする焼結済みのアルミナセラミ
ック基板を用い、厚膜印刷技術により形成した導体を用
いたマイクロストリップ線路共振器によりバンドパスフ
ィルタを構成したことｔ特徴とする特許請求の範囲第７
項記載のテレビジ厘ン受信機のチューナ。 １０、第２局部発振器およびバンドパスフィルタを構成
するマイクロストリップ線路共振器として−波長相轟一
端開放マイクロストリップ線路共振器を用いたことを特
徴とする特許請求の範囲第７項記載のテレビジ舞ン受信
機のチ、−す。 １ｔ 第２局部発振器およびバンドパスフィルタを構
成するマイクロストリップ線路共振器として一波長相当
−ｌ１１１１１開放マイクロストリップ線路共振器を用
いたことを特徴とする特許請求の範囲第８項記載のテレ
ビジョン受信機のチューナ。 １２、第２局部発振器およびバンドパスフィルタを構成
するマイクロストリップ線路共振器として一波長相当一
端開放マイクロストリッナ線路共振器を用いたことを特
徴とする特許請求の範囲第９項記載のテレビジーン受信
機のチェーナ。 １５、第１局部発振器を構成するマイクロス） ＋３ツ
ブ線路共振器として、一端を少なくとも一個のバラクタ
ダイオードを介して接地したマイクロストリップ線路共
振器ン用いたことを特徴とする特許請求の範囲第１０項
記載のテレビジ璽ン受信機のチューナ。 １４、第１局部発振器を構成するマイクロス） ＩＪツ
ブ線路共振器として、一端を少なくとも一個のバラクタ
ダイオードを介して接地したマイクロストリップ線路共
振器を用いたことを特徴とする特許請求の範囲第１１項
記載のテレビジラン受信機のチューナ。 １５、第１局部発振器を構成するマイクロス） ＋３ツ
ブ線路共振器として、一端を少なくとも一個のバラクタ
ダイオードを介して接地したマイクロストリップ線路共
振器を用いて構成したことを特徴とする特許請求の範囲
第１２項記載のテレビジ曽ン受信機の千路−す。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56170013A JPS5871735A (ja) | 1981-10-26 | 1981-10-26 | テレビジヨン受信機のチユ−ナ |
| US06/436,357 US4491976A (en) | 1981-10-26 | 1982-10-25 | Wide-band tuner having a temperature-compensated microstrip resonator arrangement |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56170013A JPS5871735A (ja) | 1981-10-26 | 1981-10-26 | テレビジヨン受信機のチユ−ナ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5871735A true JPS5871735A (ja) | 1983-04-28 |
| JPS6243376B2 JPS6243376B2 (ja) | 1987-09-14 |
Family
ID=15896968
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56170013A Granted JPS5871735A (ja) | 1981-10-26 | 1981-10-26 | テレビジヨン受信機のチユ−ナ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4491976A (ja) |
| JP (1) | JPS5871735A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01169806U (ja) * | 1988-05-18 | 1989-11-30 |
Families Citing this family (27)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4726072A (en) * | 1983-07-28 | 1988-02-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Double converter tuner |
| JPH0628332B2 (ja) * | 1984-06-05 | 1994-04-13 | ソニー株式会社 | 受信機 |
| JPS62128231A (ja) * | 1985-11-28 | 1987-06-10 | Toshiba Corp | チユ−ナ回路 |
| US4736390A (en) * | 1986-10-15 | 1988-04-05 | Itt Avionics, A Division Of Itt Corporation | Zero IF radio receiver apparatus |
| US4758922A (en) * | 1986-11-14 | 1988-07-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | High frequency circuit having a microstrip resonance element |
| FR2630261B1 (fr) * | 1988-04-15 | 1990-08-17 | Trt Telecom Radio Electr | Circuit utilisable dans le domaine des hyperfrequences |
| US5125109A (en) * | 1988-06-23 | 1992-06-23 | Comsat | Low noise block down-converter for direct broadcast satellite receiver integrated with a flat plate antenna |
| JPH0243822A (ja) * | 1988-08-03 | 1990-02-14 | Toshiba Corp | テレビジョンチューナ |
| US4977613A (en) * | 1988-10-17 | 1990-12-11 | Motorola, Inc. | Fine tuning frequency synthesizer with feedback loop for frequency control systems |
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| JPH0548483A (ja) * | 1991-08-12 | 1993-02-26 | Fujitsu Ltd | 周波数変換回路 |
| JPH06224644A (ja) * | 1993-01-25 | 1994-08-12 | Nec Corp | 半導体装置 |
| FR2704984B1 (fr) * | 1993-05-04 | 1995-06-23 | France Telecom | Filtre passe-bande à lignes couplées dissymétriques. |
| SE508725C2 (sv) * | 1993-12-21 | 1998-11-02 | Ericsson Telefon Ab L M | Lokaloscillator |
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