JPH0548483A - 周波数変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明は、例えば、移動通信システムの移動
機において、変調された受信信号を中間周波信号に変換
するための周波数変換回路に関し、基準発振回路の周波
数安定度が比較的低くても、周波数安定度の高い第２の
中間周波信号を得ることができる周波数変換回路を提供
することを目的とする。 【構成】 周波数差検出手段１３により、第２の周波数
変換手段１２の変換出力の周波数とその真値から第２の
中間周波信号の周波数偏差を検出し、この検出出力に基
づいて、周波数制御手段１４により、第１，第２の周波
数変換手段１１，１２の局部発振周波数を制御するよう
に構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、例えば、移動通信シ
ステムの移動機において、受信信号を中間周波信号に変
換するための周波数変換回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、自動車電話システム等の移動通
信システムにおいては、基準発振回路を設け、この基準
発振回路の発振出力に基づいて、周波数変換用の局部発
振信号や変調用のキャリア信号を得るようになってい
る。

【０００３】このような移動通信システムにおいては、
近年、需要の増大に伴い、チャネル間隔の狭小化や周波
数配置のインターリーブ化による周波数スペクトルの有
効利用が望まれている。

【０００４】この要望に応えるためには、高周波信号
（以下、「ＲＦ信号」という）の周波数安定度を高める
必要がある。

【０００５】一般に、基地局から移動機にＲＦ信号を送
信する場合は、高い周波数安定度を確保することができ
る。これは、基地局においては、その性質上、基準発振
回路として０．１ｐｐｍ以下の高精度の発振回路を設け
ることができるからである。

【０００６】これに対し、移動機から基地局にＲＦ信号
を送信する場合は、高い周波数安定度を確保することが
できない。これは、移動機においては、その使用環境条
件が過酷であるため、基準発振回路の精度が３ｐｐｍ程
度に制限されるからである。

【０００７】したがって、上記要望に応えるためには、
移動機の送信ＲＦ信号の周波数安定度を高める必要があ
る。

【０００８】そこで、従来の移動機においては、基地局
から送られてくるＲＦ信号に基づいて基準発振回路の発
振周波数を制御するようになっている。

【０００９】このような構成によれば、基地局から送ら
れてくるＲＦ信号の周波数安定度が高いので、移動機か
ら送信するＲＦ信号の周波数安定度も高めることができ
る。

【００１０】ところで、上述したような移動通信システ
ムにおいては、従来、主信号である音声信号がアナログ
処理されるようになっている。

【００１１】このようなアナログ移動通信システムにお
いては、変調方式として周波数変調方式が採用されるた
め、受信中間周波信号に対してさほど高い周波数安定度
が要求されない。

【００１２】これに対し、近年、上述したような移動通
信システムにおいては、音声信号のデジタル処理が考え
られている。

【００１３】このデジタル移動通信システムにおいて
は、一般に、変調方式としてＰＳＫ変調方式の一種であ
るπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式が採用される。

【００１４】変調方式としてπ／４シフトＱＰＳＫ変調
方式を採用した場合、復調回路の入力信号である第２の
中間周波信号の周波数（以下、「第２中間周波数」とい
う）の偏差が位相誤差に変換される。これにより、復調
出力の誤り率が劣化する可能性が極めて高くなる。

【００１５】したがって、デジタル移動通信システムに
おいては、第２の中間周波数の安定化が望まれる。

【００１６】第２中間周波数が安定であるためには、少
なくとも受信したＲＦ信号の周波数（以下、「ＲＦ周波
数」という）が安定であることと、周波数変換用の局部
発振信号の周波数（以下、「局部発振周波数」という）
が安定であることが必要である。

【００１７】受信ＲＦ周波数が安定であるためには、少
なくとも送信ＲＦ周波数が安定である必要がある。ま
た、局部発振周波数が安定であるためには、基準発振回
路の発振周波数が安定である必要がある。

【００１８】ここで、送信ＲＦ周波数に関しては、上記
の如く、基地局から移動機にＲＦ信号を送信する場合及
び移動機から基地局にＲＦ信号を送信する場合のいずれ
の場合も、安定に保たれる。

【００１９】したがって、受信ＲＦ周波数に関しては、
基地局及び移動機のいずれにおいても、高い安定度を確
保することができる。

【００２０】これに対し、基準発振回路の発振周波数に
関しては、上記の如く、基地局では、安定な周波数を確
保することができるが、移動機においては、安定な周波
数を確保することができない。

【００２１】これにより、局部発振周波数に関しては、
基地局においては、高い安定度を確保することができる
が、移動機においては、高い安定度を確保することがで
きない。

【００２２】以上から、現在のところ、基地局において
は、安定度の高い第２中間周波数を得ることができる
が、移動機においては、周波数安定度の高い第２中間周
波数を得ることができない。

【００２３】したがって、移動通信システムのデジタル
化を進めて行くためには、移動機の第２中間周波数の安
定化を図ることが早急に望まれる。

【００２４】

【発明が解決しようとする課題】以上述べたように、移
動通信システムにおいては、全ての信号処理のデジタル
化の要求に伴い、移動機の第２中間周波数の安定化が望
まれている。

【００２５】そこで、この発明は、基準発振回路の周波
数安定度が比較的低くても、第２中間周波数の安定化を
図ることができる周波数変換回路を提供することを目的
とする。

【００２６】

【課題を解決するための手段】図１は、この発明の原理
構成を示すブロック図である。

【００２７】図において、１１は、受信信号と第１の局
部発振信号とを混合することにより、両者の差の周波数
を有する第１の中間周波信号を得る第１の周波数変換手
段である。

【００２８】１２は、第１の周波数変換手段１１の変換
出力と第２の局部発振信号とを混合することにより、両
者の差の周波数を有する第２の中間周波信号を得る第２
の周波数変換手段である。

【００２９】１３は、第２の周波数変換手段１２の変換
出力の周波数とこの周波数の真値との差を検出する周波
数差検出手段である。

【００３０】１４は、周波数差検出手段１３の検出出力
に基づいて、第１，第２の局部発振信号の周波数を制御
する周波数制御手段である。

【００３１】

【作用】上記構成においては、受信信号の周波数安定度
が高いとすれば、第１の周波数変換手段１１の変換出力
には、周波数偏差として第１の局部発振信号の周波数偏
差ΔｆＬ１のみが現れる。

【００３２】同様に、第２の周波数変換手段１２の変換
出力には、第１の局部発振信号の周波数偏差ΔｆＬ１と
第２の局部発振信号の周波数偏差ΔｆＬ２が現れる。

【００３３】これにより、周波数差検出手段１３から
は、上記周波数偏差ΔｆＬ１，ΔｆＬ２が検出される。

【００３４】したがって、この周波数差検出手段１３の
検出出力に基づいて、周波数制御手段１４により、第
１，第２の局部発振周波数を制御すれば、第２の周波数
変換手段１２の変換出力から周波数偏差ΔｆＬ１，Δｆ
Ｌ２を除去することができる。

【００３５】これにより、基準発振回路の周波数安定度
が低くても、周波数安定度の高い第２の中間周波信号を
得ることができる。

【００３６】

【実施例】以下、図面を参照しながらこの発明の実施例
を詳細に説明する。図２は、この発明の一実施例の構成
を示すブロック図である。

【００３７】なお、以下の説明では、この発明をＰＳＫ
変調方式としてπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式を採用す
るデジタル移動通信システムの移動機の周波数変換回路
に適用した場合を代表として説明する。

【００３８】まず、ＲＦ信号の受信から復調までの構成
を説明する。

【００３９】図において、アンテナ２１により受信され
たＲＦ信号は、帯域通過フィルタ（以下、「ＢＰＦ」と
いう）２２に供給され、不要成分を除去される。

【００４０】この不要成分を除去されたＲＦ信号は、第
１の混合回路２３に供給され、シンセサイザ２４から出
力される第１の局部発振信号と混合される。これによ
り、第１の中間周波信号が得られる。

【００４１】この第１の中間周波信号の周波数は、例え
ば、１３０ＭＨｚに設定されている。したがって、今、
受信ＲＦ信号の周波数を例えば８２０ＭＨｚとすると、
第１の局部発振信号の周波数は９５０ＭＨｚとなる。

【００４２】第１の混合回路２３から出力される第１の
中間周波信号は、ＢＰＦ２５に供給され、不要成分を除
去される。

【００４３】この不要成分を除去された第１の中間周波
信号は、第２の混合回路２６に供給され、フェーズロッ
クドループ回路（以下、「ＰＬＬ回路」という）２７か
ら出力される第２の局部発振信号と混合される。これに
より、第２の中間周波信号が得られる。

【００４４】ここで、第２の中間周波数は、例えば、４
５５ＫＨｚに設定されている。したがって、この場合、
第２の局部発振周波数は、１２９．５４５ＭＨｚとな
る。

【００４５】第２の混合回路２６から出力される第２の
中間周波信号は、ＢＰＦ２８により不要成分を除去され
た後、振幅制限増幅回路２９により増幅される。

【００４６】この増幅出力は、復調回路３０に供給さ
れ、ベースバンドの信号が復調される。

【００４７】以上が、ＲＦ信号の受信から復調までの構
成である。次に、第２の中間周波数を安定にするための
自動周波数制御（以下、「ＡＦＣ」という）構成を説明
する。

【００４８】上記振幅制限増幅回路２９の増幅出力は、
さらに、変調波除去回路３１に供給され、変調用のキャ
リア信号の抽出に供される。

【００４９】変調波除去回路３１の抽出出力は、周波数
カウンタ３２により周波数をカウントされる。これによ
り、第２の中間周波信号の実際の周波数を示すデータが
得られる。

【００５０】このデータは、減算回路３３の一方の入力
端子に供給される。この減算回路３３の他方の入力端子
には、テーブル３４に予め記憶されている第２の中間周
波数の真値（４５５ＫＨｚ）を示すバイナリデータが供
給される。

【００５１】これにより、減算回路３３からは、第２の
中間周波信号の周波数偏差を示すデータが得られる。こ
のデータは、デジタル／アナログ変換回路（以下、「Ｄ
／Ａ変換回路」という）により、アナログ信号に変換さ
れた後、電圧制御発振回路（以下、「ＶＣＯ」という）
により構成された基準発振回路３６に制御信号として供
給される。

【００５２】これにより、基準発振回路３５の発振周波
数が、上記第２の中間周波信号の周波数偏差に基づいて
制御される。

【００５３】この基準発振回路３５の発振出力は、上記
シンセサイザ２４及びＰＬＬ回路２７に基準信号として
供給される。これにより、第１の局部発振信号及び第２
の局部発振信号が、基準発振回路３６の発振出力に位相
同期させられる。

【００５４】なお、図において、３７は、基準発振回路
３６の発振出力に基づいて、周波数カウンタ３２等の動
作を制御するタイムベース信号や各種ゲート信号等を発
生するタイミング発生回路である。

【００５５】以上が、図２の全体的な構成である。次
に、第１の局部発振信号を出力するシンセサイザ２４の
構成を説明する。

【００５６】図３は、このシンセサイザ２４の具体的構
成の一例を示すブロック図である。

【００５７】図において、２４１は、第１の局部発振信
号を出力するＶＣＯである。このＶＣＯ２４１の発振出
力は、第１の混合回路２３に第１の局部発振信号として
供給されるとともに、可変分周回路２４２により分周さ
れる。

【００５８】この可変分周回路２４２の分周出力は、位
相比較回路２４３の一方の入力端子に供給される。この
位相比較回路２４３の他方の入力端子には、基準発振回
路３６の発振出力を分周回路２４４で分周した信号が供
給される。

【００５９】これにより、位相比較回路２４３において
は、基準発振回路３６の発振出力と第１の局部発振信号
との位相誤差が検出される。

【００６０】この検出出力は、積分回路２４５により積
分された後、ＶＣＯ２４１に制御電圧として供給され
る。これにより、第１の局部発振信号が基準信号に位相
同期させられる。

【００６１】なお、可変分周回路２４２は、第１の局部
発振信号を、例えば、２５ＫＨｚの信号に分周するよう
になっている。この場合、この分周回路２４２の分周比
は、受信チャネルの選局データに基づいて制御される。

【００６２】これにより、第１の局部発振周波数は、受
信チャネルに応じた周波数に合わせられる。

【００６３】分周回路２４４も、可変分周回路２４２と
同様に、基準発振回路３６の発振周波数を２５ＫＨｚに
分周するようになっている。但し、この場合、分周比は
固定である。

【００６４】以上が、シンセサイザ２４の構成である。
次に、第２の局部発振信号を出力するＰＬＬ回路２７の
構成を説明する。

【００６５】図４は、このＰＬＬ回路２７の具体的構成
の一例を示すブロック図である。

【００６６】図において、２７１は、第２の局部発振信
号を出力する電圧制御水晶発振回路（以下、「ＶＣＸ
Ｏ」という）であり、２７２は、このＶＣＸＯ２７１の
発振出力を５ＫＨｚまで分周する分周回路である。

【００６７】２７３は、基準発振回路３６の発振出力を
５ＫＨｚまで分周する分周回路であり、２７４は、分周
回路２７２，２７３の分周出力を位相比較する位相比較
回路であり、２７５は、位相比較回路２７４の位相比較
結果を積分することによりＶＣＸＯ２７１の発振周波数
を制御する積分回路である。

【００６８】以上が、ＰＬＬ回路２７の構成である。次
に、変調波除去回路３１の構成を説明する。

【００６９】図５は、この変調波除去回路３１の具体的
構成の一例を示すブロック図である。

【００７０】図において、３１１は、振幅制限増幅回路
２９から出力される第２の中間周波信号を８逓倍する８
逓倍回路である。この８逓倍回路３１１の逓倍出力は、
中心周波数が第２中間周波信号のキャリア周波数（４５
５ＫＨｚ）の８倍のＢＰＦ３１２に供給される。

【００７１】これにより、第２の中間周波信号のキャリ
ア成分が抽出される。この抽出出力は、１／８分周回路
３１３により１／８分周される。これにより、キャリア
抽出されたキャリア成分は、元の周波数に戻される。

【００７２】上記構成において、まず、ＡＦＣ動作を説
明する。

【００７３】一般に、基地局から送られてきたＲＦ信号
は、上記の如く、精度が０．１ｐｐｍ以下の基準発振回
路を使って生成される。

【００７４】したがって、ＲＦ周波数の真値をｆＲとす
れば、ＢＰＦ２２から出力される受信ＲＦ信号の実際の
周波数もｆＲとみなすことができる。

【００７５】これに対し、シンセサイザ２４から出力さ
れる第１の局部発振信号は、精度が３ｐｐｍ程度の基準
発振回路３６の発振出力に基づいて生成される。

【００７６】したがって、この第１の局部発振信号は、
基準発振回路３６の周波数偏差に応じた周波数偏差を有
する。

【００７７】この周波数偏差をΔｆＬ１とすれば、第１
の局部発振信号の実際の周波数は、ｆＬ１＋ΔｆＬ１と
なる。ここで、ｆＬ１は、第１の局部発振信号の周波数
の真値である。

【００７８】これにより、第１の混合回路３３から出力
される第１の中間周波信号の周波数ｆＩＦ１は、 ｆＩＦ１＝ｆＲ−（ｆＬ１＋ΔｆＬ１） …（１） となる。

【００７９】同様に、ＰＬＬ回路２７から出力される第
２の局部発振信号も、基準発振回路３６の周波数偏差に
応じた周波数偏差を有する。

【００８０】この周波数偏差をΔｆＬ２とすれば、第２
の局部発振信号の実際の周波数は、ｆＬ２＋ΔｆＬ２と
なる。ここで、ｆＬ２は、第１の局部発振信号の周波数
の真値である。

【００８１】これにより、第２の混合回路２６から出力
される第２の中間周波信号の周波数ｆＩＦ２は、 ｆＩＦ２＝ｆＲ−（ｆＬ１＋ΔｆＬ１）−（ｆＬ２＋ΔｆＬ２）…（２） となる。

【００８２】この第２の中間周波数ｆＩＦ２は、カウン
タ３２によりカウントされた後、減算回路３３におい
て、テーブル３４に記憶されているｆＩＦ２の真値との
減算処理に供される。

【００８３】これにより、シンセサイザ２４から出力さ
れる第１の局部発振信号及びＰＬＬ回路２７から出力さ
れる第２の局部発振信号は、それぞれ周波数偏差ΔｆＬ
１，ΔｆＬ２が除去される方向に制御される。

【００８４】以上が、ＡＦＣ回路の動作である。次に、
変調波除去回路３１の変調波除去動作を説明する。

【００８５】アナログ周波数変調方式の場合、被変調信
号の周波数スペクトラムは、変調周波数ｆＳと周波数偏
位ｆＤの比によって表されるベッセル関数Ｂ（ｆＤ／ｆ
Ｓ）に基づいて、図６に示すように、キャリア周波数ｆ
０を中心として、変調周波数ｆＳの間隔で並ぶ。

【００８６】これに対し、デジタル移動通信システムに
おけるπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式の場合、被変調信
号の周波数スペクトラムは、図７（ａ）に示すように、
詰まった状態で並ぶ。

【００８７】これは、送信側で、デジタル変調信号にス
クランブルをかけるからである。すなわち、デジタル変
調信号にスクランブルをかけると、このデジタル信号が
雑音信号と同じような周波数帯域を有するようになるか
らである。

【００８８】デジタル変調信号にスクランブルをかける
のは、デジタル変調信号の符号片よりを防止するためで
ある。

【００８９】すなわち、π／４シフトＱＰＳＫ変調にお
いては、デジタル変調信号の符号「１」あるいは「０」
が連続して並ぶことがある。

【００９０】このような符号片よりが生じると、被変調
信号の周波数スペクトラムが、キャリア周波数ｆ０（＝
ｆＲ−ｆＬ１−ｆＬ２）を中心として正側あるいは負側
に片寄る。

【００９１】これにより、この被変調信号をそのまま周
波数カウントすると、カウント誤りが生じることがあ
る。

【００９２】そこで、上記の如く、送信側でデジタル変
調信号にスクランブルをかけることにより、符号片より
を防止するようになっている。

【００９３】しかし、スクランブルによる片寄り防止効
果の度合いは、ＰＮ（雑音）パターンの周期に比例す
る。

【００９４】したがって、所望の片寄り防止効果を得る
には、ＰＮパターンの周期を長くする必要がある。具体
的には、１５段のＰＮパターンでクロック周波数が２１
ＫＨｚであると、１フレームは１．５ｓｅｃほどの周期
になる。

【００９５】これに対し、周波数カウンタ３２のカウン
ト時間は、受信を開始してからＡＦＣ動作が収束するま
での時間を短縮する必要がある関係上、あまり長くする
ことができない。具体的には、１００ｍｓｅｃほどの時
間に設定している。

【００９６】したがって、変調信号にスクランブルをか
けたとしても、実際は、符号の片寄りによるカウント誤
りをほとんど防止することができない。

【００９７】そこで、この実施例では、振幅制限増幅回
路２９の増幅出力から第２中間周波信号のキャリア成分
を抽出し、このキャリア成分の周波数をカウントするよ
うにしたものである。

【００９８】すなわち、振幅制限増幅回路２９の増幅出
力は、まず、図５の８逓倍回路４１により８逓倍され
る。これにより、図７（ｂ）に示すように、被変調信号
のキャリア成分Ｓ１以外の成分が抑圧され、このキャリ
ア成分Ｓ１が抽出される。

【００９９】但し、π／４シフトＱＰＳＫ変調の場合、
被変調信号を８逓倍すると、８ｆ０＋ｆＳ、８ｆ０−ｆ
Ｓの成分Ｓ２，Ｓ３が得られる。

【０１００】そこで、この実施例では、８逓倍回路３１
１の８逓倍出力を、中心周波数が８ｆ０のＢＰＦ３１２
に通すようにしている。これにより、図７（ｃ）に示す
ように、成分Ｓ２，Ｓ３が除去され、成分Ｓ１のみが抽
出される。

【０１０１】この後、ＢＰＦ３１２の出力は、１／８分
周回路３１４により、１／８分周される。これにより、
キャリア成分Ｓ１の周波数は、元の周波数に変換され
る。

【０１０２】このように、第２の中間周波信号のキャリ
ア成分を抽出し、このキャリア成分Ｓ１の周波数をカウ
ントするようにすれば、周波数スペクトラムの詰まりや
片寄りに影響されることなく、カウント動作を行うこと
ができる。これにより、正確なカウント値を得ることが
できる。

【０１０３】以上詳述したこの実施例によれば、次のよ
うな効果が得られる。

【０１０４】（１）まず、ＡＦＣ回路により第１，第２
の局部発振周波数ｆＬ１，ｆＬ２を制御するようにした
ので、基準発振回路３６の周波数安定度が低くても、安
定な第２中間周波数ＩＦ２を得ることができる。

【０１０５】（２）また、第２中間周波数ｆＩＦ２をカ
ウントする場合、第２中間周波信号のキャリア成分Ｓ１
を抽出し、このキャリア成分Ｓ１の周波数をカウントす
るようにしたので、第２中間周波数ｆＩＦ２を正確にカ
ウントすることができる。

【０１０６】（３）また、第２の中間周波信号の周波数
偏差を求める場合、第２の中間周波数ｆＩＦ２を直接カ
ウントするようにしたので、ＡＦＣ動作の収束時間を短
縮することができる。

【０１０７】すなわち、第２の中間周波信号の周波数偏
差を求めるには、シンセサイザ２４の第１の局部発振周
波数とＰＬＬ回路２７の第２の局部発振周波数をカウン
トすることが考えられる。

【０１０８】しかし、このようにすると、第１，第２の
局部発振周波数ｆＬ１，ｆＬ２は非常に高いため、通
常、ＣＭＯＳトランジスタで構成される周波数カウンタ
では、カウントすることができない。

【０１０９】そこで、このような場合は、第１，第２の
局部発振周波数ｆＬ１，ｆＬ２を予め分周する必要があ
る。

【０１１０】しかし、このような分周処理を施す場合、
分周処理を施さない場合と同じカウント精度を得るに
は、カウント時間を長くする必要がある。これにより、
ＡＦＣ動作の収束時間が長くなる。

【０１１１】これに対し、この実施例では、第２の中間
周波数ｆＩＦ２を直接カウントするようになっている。
この第２の中間周波数は４５５ＫＨｚである。したがっ
て、ＣＭＯＳトランジスタで構成される周波数カウンタ
３２でも充分カウントすることができる。

【０１１２】これにより、この実施例では、第１，第２
の局部発振周波数をカウントする場合より、ＡＦＣ動作
の収束時間を短くすることができるわけである。

【０１１３】（４）また、上記の如く、周波数カウンタ
３２のカウント時間を短くすることができることによ
り、ＡＦＣ回路のＡＦＣ動作のために予め設定された時
間内に、カウント動作を複数回繰り返すことも可能であ
る。

【０１１４】これにより、複数のカウント値の平均値を
最終的なカウント値とすることができるので、カウント
精度を高めることができる。

【０１１５】以上、この発明の一実施例を詳細に説明し
たが、この発明は、このような実施例に限定されるもの
ではない。

【０１１６】（１）例えば、先の実施例では、変調波除
去回路３１のＢＰＦ３１２により抽出されたキャリア成
分Ｓ１を１／８分周回路で１／８分周することにより、
このキャリア成分Ｓ１の周波数をもとの周波数に戻す場
合を説明した。

【０１１７】しかし、この発明では、キャリア成分Ｓ１
の周波数を元の周波数に戻すことなく、ＢＰＦ３１２の
抽出出力をそのままカウントするようにしてもよい。

【０１１８】このような構成によれば、先の実施例より
も、高い周波数をカウントすることができる。これによ
り、カウント時間として、先の実施例と同じ時間を設定
すれば、先の実施例よりも、カウント精度を高めること
ができる。

【０１１９】一方、先の実施例と同じカウント精度でよ
い場合には、先の実施例よりもカウント時間を短くする
ことができる。

【０１２０】（２）また、先の実施例では、この発明
を、π／４シフトＱＰＳＫ変調された受信信号の周波数
変換に適用する場合を説明した。

【０１２１】しかし、この方式は、ＱＰＳＫ変調等の他
の変調方式で変調された受信信号の周波数変換にも適用
することができる。

【０１２２】なお、変調方式が、例えば、ＱＰＳＫ変調
方式である場合は、変調波除去回路の逓倍率は４に設定
される。

【０１２３】（３）また、先の実施例では、この発明を
移動通信システムの移動機の周波数変換回路に適用する
場合を説明したが、この発明は、このようなシステム以
外の通信システムの周波数変換回路にも適用することが
できる。

【０１２４】（４）このほかにも、この発明は、その要
旨を逸脱しない範囲で種々様々変形実施可能なことは勿
論である。

【０１２５】

【発明の効果】以上詳述したようにこの発明によれば、
デジタル移動通信システムの移動機において、基準発振
回路の周波数安定度が低くても、周波数安定度の高い第
２中間周波信号をを得ることができる周波数変換回路を
提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理構成を示すブロック図である。

【図２】本発明の一実施例の構成を示すブロック図であ
る。

【図３】図２のシンセサイザの構成を示すブロック図で
ある。

【図４】図２のＰＬＬ回路の構成を示すブロック図であ
る。

【図５】図２の変調波除去回路の構成を示すブロック図
である。

【図６】アナログ周波数変調方式における被変調信号の
周波数スペクトラムを示す図である。

【図７】変調波除去回路の動作を説明するための図であ
る。

【符号の説明】

１１ 第１の周波数変換手段 １２ 第２の周波数変換手段 １３ 周波数差検出手段 １４ 周波数制御手段 ２４ シンセサイザ（第１の位相
同期手段） ２７ ＰＬＬ回路（第２の位相同
期手段） ３１ 変調波除去回路（キャリア
成分抽出手段） ３２ 周波数カウンタ（周波数カ
ウント手段） ３３ 減算回路（減算手段） ３１１ ８逓倍回路（Ｎ逓倍手段） ３１２ ＢＰＦ（Ｎ逓倍手段） ３１３ １／８分周回路（１／Ｎ分
周手段）

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 変調された受信信号と第１の局部発振信
   号とを混合することにより、両者の差の周波数を有する
   第１の中間周波信号を得る第１の周波数変換手段(11)
   と、 この第１の周波数変換手段(11)の変換出力と第２の局部
   発振信号とを混合することにより、両者の差の周波数を
   有する第２の中間周波信号を得る第２の周波数変換手段
   (12)と、 この第２の周波数変換手段(12)の変換出力の周波数とこ
   の周波数の真値との差を検出する周波数差検出手段(13)
   と、 この周波数差検出手段(13)の検出出力に基づいて、前記
   第１，第２の局部発振信号の周波数を制御する周波数制
   御手段とを具備したことを特徴とする周波数変換回路。
2. 【請求項２】 前記周波数差検出手段(13)は、 前記第２の周波数変換手段(12)の変換出力のキャリア成
   分を抽出するキャリア成分抽出手段(31)と、 このキャリア成分抽出手段(31)の抽出出力の周波数をカ
   ウントする周波数カウント手段(32)と、 この周波数カウント手段(32)のカウント出力とこのカウ
   ント出力の真値とを減算処理する減算手段(33)とを具備
   したことを特徴とする請求項１記載の周波数変換回路。
3. 【請求項３】 前記受信信号はＰＳＫ変調されているこ
   とを特徴する請求項２記載の周波数変換回路。
4. 【請求項４】 前記キャリア成分抽出手段(31)は、前記
   第２の周波数変換手段(12)の変換出力をＮ（Ｎは２以上
   の整数）逓倍することにより、前記キャリア成分を抽出
   するように構成されていることを特徴とする請求項３記
   載の周波数変換回路。
5. 【請求項５】 前記キャリア成分抽出手段(31)は、 前記第２の周波数変換手段(12)の変換出力をＮ（Ｎは２
   以上の整数）逓倍することにより、前記キャリア成分を
   抽出するＮ逓倍手段(311,312) と、 このＮ逓倍手段(311,312) の抽出出力を１／Ｎ分周する
   こにより、前記Ｎ逓倍手段(311,312) により抽出された
   前記キャリア成分の周波数を元の周波数に戻す１／Ｎ分
   周手段(313) とを具備したことを特徴とする請求３記載
   の周波数変換回路。
6. 【請求項６】 前記周波数制御手段(14)は、 前記周波数差検出手段(13)の検出出力に基づいて、発振
   周波数が制御される基準発振手段(36)と、 この基準発振手段(36)の発振出力を基準信号として、こ
   の基準信号に前記第１の局部発振信号を位相同期させる
   第１の位相同期手段(24)と、 前記基準発振手段(36)の発振出力を基準信号として、こ
   の基準信号に前記第２の局部発振信号を位相同期させる
   第２の位相同期手段(27)とを具備するように構成されて
   いることを特徴とする請求項１記載の周波数変換回路。