JPH07177054A - ディジタル無線通信端末 - Google Patents
ディジタル無線通信端末Info
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- JPH07177054A JPH07177054A JP5322326A JP32232693A JPH07177054A JP H07177054 A JPH07177054 A JP H07177054A JP 5322326 A JP5322326 A JP 5322326A JP 32232693 A JP32232693 A JP 32232693A JP H07177054 A JPH07177054 A JP H07177054A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/161—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade
- H03D7/163—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade the local oscillations of at least two of the frequency changers being derived from a single oscillator
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
- H04B1/403—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency
- H04B1/406—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency with more than one transmission mode, e.g. analog and digital modes
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ディジタル無線通信端末を構成する上で必要
な発振器の個数を削減し、回路を小形化すること。 【構成】 Ｎ（Ｎは整数）相位相変調信号（π／４シフ
トＱＰＳＫ変調時、識別シンボル数Ｎ＝４）を用いて情
報伝達を行うディジタル無線通信端末において、周波数
シンセサイザ１２に用いる基準発振器１１の発振周波数
を、第２中間周波数（４５０ｋＨｚ）と識別シンボル位
相Ｎの公倍数に選択し（１２．６ＭＨｚ）、受信データ
を出力する検波器２へ供給する。
な発振器の個数を削減し、回路を小形化すること。 【構成】 Ｎ（Ｎは整数）相位相変調信号（π／４シフ
トＱＰＳＫ変調時、識別シンボル数Ｎ＝４）を用いて情
報伝達を行うディジタル無線通信端末において、周波数
シンセサイザ１２に用いる基準発振器１１の発振周波数
を、第２中間周波数（４５０ｋＨｚ）と識別シンボル位
相Ｎの公倍数に選択し（１２．６ＭＨｚ）、受信データ
を出力する検波器２へ供給する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタルデータによ
って変調された位相変調信号を送信及び受信する通信装
置に係り、特に、小形化を要求される携帯電話等に好適
なディジタル無線通信端末に関する。
って変調された位相変調信号を送信及び受信する通信装
置に係り、特に、小形化を要求される携帯電話等に好適
なディジタル無線通信端末に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は、位相変調信号を用いるディジタ
ル無線通信端末に用いられる受信機の従来構成例を示す
図である。図４の受信機は、イメージ等のスプリアス受
信特性に優れたダブルコンバージョン型スーパヘテロダ
イン受信回路１に検波器２を接続する構成で、例えば、
特開平４−１３７９２１号公報に同様の技術開示がなさ
れている。
ル無線通信端末に用いられる受信機の従来構成例を示す
図である。図４の受信機は、イメージ等のスプリアス受
信特性に優れたダブルコンバージョン型スーパヘテロダ
イン受信回路１に検波器２を接続する構成で、例えば、
特開平４−１３７９２１号公報に同様の技術開示がなさ
れている。
【０００３】以下、図４を参照して動作及び特徴を説明
する。受信入力端子１０に入力された無線周波数の受信
信号は、基準発振器１１の出力を所要数逓倍する周波数
シンセサイザ１２の出力を用いて第１周波数変換器１３
で周波数変換される。さらに、第１中間周波フィルタ１
４で帯域制限された後、第２局部発振器１５の出力を用
いて第２中間周波数変換器１６で再び周波数変換され、
第２中間周波フィルタ１７で帯域制限される。そして、
この第２中間周波数帯の受信信号はリミタ１８で増幅・
振幅制限され、受信回路１の出力として検波器２へ入力
される。
する。受信入力端子１０に入力された無線周波数の受信
信号は、基準発振器１１の出力を所要数逓倍する周波数
シンセサイザ１２の出力を用いて第１周波数変換器１３
で周波数変換される。さらに、第１中間周波フィルタ１
４で帯域制限された後、第２局部発振器１５の出力を用
いて第２中間周波数変換器１６で再び周波数変換され、
第２中間周波フィルタ１７で帯域制限される。そして、
この第２中間周波数帯の受信信号はリミタ１８で増幅・
振幅制限され、受信回路１の出力として検波器２へ入力
される。
【０００４】検波器２は、固定発振器２１の出力を動作
クロックとするディジタル復調器で、位相変調信号の位
相情報を検出して予め定めた符号化規則に従い受信デー
タを復号する。この検波器２の公知の技術としては、Ｌ
ＳＩ化が容易で受信機の小形化に適した特開平３−２０
５９４０号公報に記載された回路が知られている。ここ
では図面を用いた詳しい説明は省略するが、前記固定発
振器２１の出力から受信した変調信号に応じた所定の基
準信号を発生する基準信号発生手段を備え、この基準信
号で変調信号を検波する構成になっている。
クロックとするディジタル復調器で、位相変調信号の位
相情報を検出して予め定めた符号化規則に従い受信デー
タを復号する。この検波器２の公知の技術としては、Ｌ
ＳＩ化が容易で受信機の小形化に適した特開平３−２０
５９４０号公報に記載された回路が知られている。ここ
では図面を用いた詳しい説明は省略するが、前記固定発
振器２１の出力から受信した変調信号に応じた所定の基
準信号を発生する基準信号発生手段を備え、この基準信
号で変調信号を検波する構成になっている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】デジタル無線通信端末
では近年携帯電話端末に対する小形化要求が厳しく、こ
れを構成する部品点数の削減が望まれている。しかる
に、前述した従来例では基準発振器１１，第２局部発振
器１５，固定発振器２１の３個の発振器を必要としてい
た。また複数の独立した発振器を小形の筐体内に近接し
て配置するため、ビート雑音が発生しやすくなるなどの
問題があった。
では近年携帯電話端末に対する小形化要求が厳しく、こ
れを構成する部品点数の削減が望まれている。しかる
に、前述した従来例では基準発振器１１，第２局部発振
器１５，固定発振器２１の３個の発振器を必要としてい
た。また複数の独立した発振器を小形の筐体内に近接し
て配置するため、ビート雑音が発生しやすくなるなどの
問題があった。
【０００６】本発明の目的は、発振器の所要数を削減
し、小形化に適したディジタル無線通信端末を提供する
ことにある。
し、小形化に適したディジタル無線通信端末を提供する
ことにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を解決するた
め、本発明は、シンボル数ＮのＮ相位相変調信号（Ｎは
整数）を用いて情報伝達を行うディジタル無線通信端末
において、基準周波数発振手段と、該基準周波数発振手
段の発振出力を所要数逓倍する任意周波数発生手段と、
該任意周波数発生手段の発振出力と受信信号から第１中
間周波数帯信号を生成する第１周波数変換手段と、該第
１周波数変換手段の出力を帯域制限する第１中間周波数
濾波手段と、第２局部信号発振手段と、該第２局部信号
発振手段の出力と前記第１中間周波数濾波手段の出力か
ら第２中間周波数帯信号を生成する第２周波数変換手段
と、前記第２中間周波数帯信号を増幅する増幅手段と、
該増幅手段の出力信号から位相変調情報を検出する検波
手段と、を備え、前記基準周波数発振手段の発振出力周
波数は、前記シンボル数Ｎと前記第２中間周波数の公倍
数の関係とする。
め、本発明は、シンボル数ＮのＮ相位相変調信号（Ｎは
整数）を用いて情報伝達を行うディジタル無線通信端末
において、基準周波数発振手段と、該基準周波数発振手
段の発振出力を所要数逓倍する任意周波数発生手段と、
該任意周波数発生手段の発振出力と受信信号から第１中
間周波数帯信号を生成する第１周波数変換手段と、該第
１周波数変換手段の出力を帯域制限する第１中間周波数
濾波手段と、第２局部信号発振手段と、該第２局部信号
発振手段の出力と前記第１中間周波数濾波手段の出力か
ら第２中間周波数帯信号を生成する第２周波数変換手段
と、前記第２中間周波数帯信号を増幅する増幅手段と、
該増幅手段の出力信号から位相変調情報を検出する検波
手段と、を備え、前記基準周波数発振手段の発振出力周
波数は、前記シンボル数Ｎと前記第２中間周波数の公倍
数の関係とする。
【０００８】
【作用】検波手段は、第２中間周波数帯に周波数変換さ
れた後に増幅手段で増幅された受信信号から、位相変調
情報を検出する。このときＮ種の変調シンボルを識別す
るため、受信信号の位相をＮの整数倍の位相分解能で検
出する。
れた後に増幅手段で増幅された受信信号から、位相変調
情報を検出する。このときＮ種の変調シンボルを識別す
るため、受信信号の位相をＮの整数倍の位相分解能で検
出する。
【０００９】したがって検波手段の動作クロックには、
第２中間周波数のＮ倍以上の周波数が要求され、両者の
公倍数に選んだ前記基準周波数発生手段の発振出力を動
作クロックとして用いることができる。
第２中間周波数のＮ倍以上の周波数が要求され、両者の
公倍数に選んだ前記基準周波数発生手段の発振出力を動
作クロックとして用いることができる。
【００１０】
【実施例】以下、本発明を図示した実施例によって説明
する。
する。
【００１１】図１は、本発明の一実施例に係るディジタ
ル無線通信端末の構成を示すブロック図である。図１に
おいて、２は検波器、３はＩＱ発生器、４はＲＦ直交変
調器、５は電力増幅器、６は分波器、７はアンテナ、１
１は基準発振器、１２は周波数シンセサイザ、１３は第
１周波数変換器、１４は第１中間周波数フィルタ、１５
１は発振制御回路、１５２は電圧制御発振器、１６は第
２周波数変換器、１７は第２中間周波数フィルタ、１８
はリミタ、２０は受信データ出力端子、３０は送信デー
タ入力端子である。
ル無線通信端末の構成を示すブロック図である。図１に
おいて、２は検波器、３はＩＱ発生器、４はＲＦ直交変
調器、５は電力増幅器、６は分波器、７はアンテナ、１
１は基準発振器、１２は周波数シンセサイザ、１３は第
１周波数変換器、１４は第１中間周波数フィルタ、１５
１は発振制御回路、１５２は電圧制御発振器、１６は第
２周波数変換器、１７は第２中間周波数フィルタ、１８
はリミタ、２０は受信データ出力端子、３０は送信デー
タ入力端子である。
【００１２】本実施例は、受信周波数８１０ＭＨｚ〜８
２６ＭＨｚ、送信周波数９４０ＭＨｚ〜９５６ＭＨｚの
ディジタル方式自動車電話（ＲＣＲ ＳＴＤ−２７Ｂ）
に用いるディジタル無線通信端末の構成例を示してい
る。
２６ＭＨｚ、送信周波数９４０ＭＨｚ〜９５６ＭＨｚの
ディジタル方式自動車電話（ＲＣＲ ＳＴＤ−２７Ｂ）
に用いるディジタル無線通信端末の構成例を示してい
る。
【００１３】上記の情報伝達は、４２ｋｂｐｓ（２１ｋ
ボー）のπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号を用いる。無線
チャネル幅は５０ｋＨｚとなっている。
ボー）のπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号を用いる。無線
チャネル幅は５０ｋＨｚとなっている。
【００１４】以下、その動作を説明する。
【００１５】アンテナ７で受信した無線周波数の受信信
号は、分波器６を経由して第１周波数変換器１３へ入力
される。第１周波数変換器１３へはまた、基準発振器１
１の出力する１２．６ＭＨｚの出力を用いて周波数シン
セサイザ１２で発生した発振出力が供給される。ここで
は例えば受信周波数が８２０ＭＨｚの場合、周波数シン
セサイザ１２は９５０ＭＨｚを出力する。即ち、第１中
間周波数を１３０ＭＨｚに設定している。ディジタル方
式自動車電話では送信受信の周波数間隔は１３０ＭＨｚ
になっているので、この周波数シンセサイザ１２の出力
はそのまま送信周波数として使用できる。なおチャネル
幅が５０ｋＨｚであるので、基準発振器１１は５０ｋＨ
ｚの整数倍が必要で本実施例では１２．６ＭＨｚとして
いる。
号は、分波器６を経由して第１周波数変換器１３へ入力
される。第１周波数変換器１３へはまた、基準発振器１
１の出力する１２．６ＭＨｚの出力を用いて周波数シン
セサイザ１２で発生した発振出力が供給される。ここで
は例えば受信周波数が８２０ＭＨｚの場合、周波数シン
セサイザ１２は９５０ＭＨｚを出力する。即ち、第１中
間周波数を１３０ＭＨｚに設定している。ディジタル方
式自動車電話では送信受信の周波数間隔は１３０ＭＨｚ
になっているので、この周波数シンセサイザ１２の出力
はそのまま送信周波数として使用できる。なおチャネル
幅が５０ｋＨｚであるので、基準発振器１１は５０ｋＨ
ｚの整数倍が必要で本実施例では１２．６ＭＨｚとして
いる。
【００１６】さて第１周波数変換器１３の出力は、第１
中間周波数フィルタ１４で濾波され、第２周波数変換器
１６へ入力される。前記第１中間周波数フィルタ１４に
は、例えば弾性表面波フィルタといったデバイスが使用
される。
中間周波数フィルタ１４で濾波され、第２周波数変換器
１６へ入力される。前記第１中間周波数フィルタ１４に
は、例えば弾性表面波フィルタといったデバイスが使用
される。
【００１７】第２周波数変換器１６は、受信信号を電圧
制御発振器１５２より出力される１２９．５５０ＭＨｚ
を用いて、４５０ｋＨｚに選んだ第２中間周波数帯の信
号に変換出力する。この１２９．５５０ＭＨｚは、発振
制御回路１５１によって基準発振器１１に同期するよう
に、前記電圧制御発振器１５２を調整して出力したもの
である。第２周波数変換器１６の出力は、さらに第２中
間周波数フィルタ１７で希望波のみを通過させる帯域制
限を行う、本実施例の場合例えばセラミックフィルタを
用いてルートナイキスト特性の濾波を行う。この濾波信
号はリミタ１８で増幅され、さらに振幅制限して矩形波
形の受信信号として、検波器２へ出力される。そして、
この矩形信号の立ち上がりあるいはゼロクロスの位相か
ら、π／４シフトＱＰＳＫ信号による変調情報が検出で
きる。
制御発振器１５２より出力される１２９．５５０ＭＨｚ
を用いて、４５０ｋＨｚに選んだ第２中間周波数帯の信
号に変換出力する。この１２９．５５０ＭＨｚは、発振
制御回路１５１によって基準発振器１１に同期するよう
に、前記電圧制御発振器１５２を調整して出力したもの
である。第２周波数変換器１６の出力は、さらに第２中
間周波数フィルタ１７で希望波のみを通過させる帯域制
限を行う、本実施例の場合例えばセラミックフィルタを
用いてルートナイキスト特性の濾波を行う。この濾波信
号はリミタ１８で増幅され、さらに振幅制限して矩形波
形の受信信号として、検波器２へ出力される。そして、
この矩形信号の立ち上がりあるいはゼロクロスの位相か
ら、π／４シフトＱＰＳＫ信号による変調情報が検出で
きる。
【００１８】検波器２では前記受信信号の位相を検出す
るため、基準発振器１１の１２．６ＭＨｚの発振出力を
用いる。１２．６ＭＨｚは、このため第２中間周波数４
５０ｋＨｚとπ／４シフトＱＰＳＫ信号のシンボル位相
の種類である４の公倍数として選択した。
るため、基準発振器１１の１２．６ＭＨｚの発振出力を
用いる。１２．６ＭＨｚは、このため第２中間周波数４
５０ｋＨｚとπ／４シフトＱＰＳＫ信号のシンボル位相
の種類である４の公倍数として選択した。
【００１９】この点を、検波器２の構成と共に説明す
る。
る。
【００２０】図２は検波器２の構成を示す図である。図
２において、２１１は受信信号入力端子、２２はタイミ
ング再生器、２３は位相差検出器、２４ａ，２４ｂはデ
ィレイラッチ、２５は復号器、２６ａ，２６ｂは加算
器、２７は周波数誤差補正器、２８ａはデータセレク
タ、２８ｂはシフトレジスタ、２８ｃは１／２８分周
器、２９は基準発振器１１の発振出力（１２．６ＭＨ
ｚ）の入力端子である。
２において、２１１は受信信号入力端子、２２はタイミ
ング再生器、２３は位相差検出器、２４ａ，２４ｂはデ
ィレイラッチ、２５は復号器、２６ａ，２６ｂは加算
器、２７は周波数誤差補正器、２８ａはデータセレク
タ、２８ｂはシフトレジスタ、２８ｃは１／２８分周
器、２９は基準発振器１１の発振出力（１２．６ＭＨ
ｚ）の入力端子である。
【００２１】本検波器２は、データセレクタ２８ａの出
力（以下、これを遅延基準信号と称す）と受信信号の位
相差を、タイミング再生器２２の出力するシンボルタイ
ミング毎に検出して、これを復号器２５で受信データに
識別・変換出力するものである。
力（以下、これを遅延基準信号と称す）と受信信号の位
相差を、タイミング再生器２２の出力するシンボルタイ
ミング毎に検出して、これを復号器２５で受信データに
識別・変換出力するものである。
【００２２】基本的に遅延検波器として動作させるた
め、前記遅延基準信号の位相を１シンボル前の受信位相
に同期するよう構成している。
め、前記遅延基準信号の位相を１シンボル前の受信位相
に同期するよう構成している。
【００２３】まず、入力端子２９から入力された１２．
６ＭＨｚの信号から１／２８分周器２８ｃによって４５
０ｋＨｚの信号を発生し、シフトレジスタ２８ｂへ入力
する。シフトレジスタ２８ｂは２８段のシフトレジスタ
である。このシフトレジスタ２８ｂにおいて、４５０ｋ
Ｈｚの信号を前記１２．６ＭＨｚでシフトさせ、この４
５０ｋＨｚの信号１周期を２π／２８［ｒａｄ］間隔で
互いに位相の異なる、２８本の多相信号としてデータセ
レクタ２８ａへ出力する。データセレクタ２８ａは選択
制御入力に従い、前記多相信号のうち任意の位相の４５
０ｋＨｚを遅延基準信号として位相差検出器２３へ出力
する。
６ＭＨｚの信号から１／２８分周器２８ｃによって４５
０ｋＨｚの信号を発生し、シフトレジスタ２８ｂへ入力
する。シフトレジスタ２８ｂは２８段のシフトレジスタ
である。このシフトレジスタ２８ｂにおいて、４５０ｋ
Ｈｚの信号を前記１２．６ＭＨｚでシフトさせ、この４
５０ｋＨｚの信号１周期を２π／２８［ｒａｄ］間隔で
互いに位相の異なる、２８本の多相信号としてデータセ
レクタ２８ａへ出力する。データセレクタ２８ａは選択
制御入力に従い、前記多相信号のうち任意の位相の４５
０ｋＨｚを遅延基準信号として位相差検出器２３へ出力
する。
【００２４】次に位相差検出器２３は、端子２１１に入
力した受信信号と、遅延基準信号の位相差を検出する。
図３は位相差検出器２３の動作を説明する図で、遅延基
準信号を基準に位相遅れ方向に０〜１３、位相進み方向
に−１〜−１４の値で参照される２π／２８［ｒａｄ］
間隔に分割された位相平面を表している。
力した受信信号と、遅延基準信号の位相差を検出する。
図３は位相差検出器２３の動作を説明する図で、遅延基
準信号を基準に位相遅れ方向に０〜１３、位相進み方向
に−１〜−１４の値で参照される２π／２８［ｒａｄ］
間隔に分割された位相平面を表している。
【００２５】本実施例の場合のπ／４シフトＱＰＳＫ変
調は、１シンボル期間の移相角度に情報を担う方式で、
２ビットの情報（００，０１，１０，１１）に対しそれ
ぞれ（π／４［ｒａｄ］，３π／４［ｒａｄ］，−π／
４［ｒａｄ］，−３π／４［ｒａｄ］）の符号化を行
う。図３で示した○点は、１シンボル前の位相が遅延基
準信号であった場合、理想のシンボル位相を示してい
る。検波器２はこの４種のシンボルを識別する必要があ
る。
調は、１シンボル期間の移相角度に情報を担う方式で、
２ビットの情報（００，０１，１０，１１）に対しそれ
ぞれ（π／４［ｒａｄ］，３π／４［ｒａｄ］，−π／
４［ｒａｄ］，−３π／４［ｒａｄ］）の符号化を行
う。図３で示した○点は、１シンボル前の位相が遅延基
準信号であった場合、理想のシンボル位相を示してい
る。検波器２はこの４種のシンボルを識別する必要があ
る。
【００２６】図示しないが、前記遅延基準信号と受信信
号のそれぞれのゼロクロス点でゲートパルスを発生し、
このパルス幅を前記１２．６ＭＨｚで計数すれば、位相
平面を１／２８分割する精度で受信位相を検出すること
ができる。この結果は復号器２５で２ビットの情報ビッ
トにデコードされ、出力端子２０より受信データとして
出力される。
号のそれぞれのゼロクロス点でゲートパルスを発生し、
このパルス幅を前記１２．６ＭＨｚで計数すれば、位相
平面を１／２８分割する精度で受信位相を検出すること
ができる。この結果は復号器２５で２ビットの情報ビッ
トにデコードされ、出力端子２０より受信データとして
出力される。
【００２７】ここでの計数クロックは、もともとシンボ
ル数４、及び第２中間周波数４５０ｋＨｚの公倍数が条
件であったが、さらにこの位相の量子化雑音が検波器２
の復調特性を劣化させない範囲で選ぶ必要がある。
ル数４、及び第２中間周波数４５０ｋＨｚの公倍数が条
件であったが、さらにこの位相の量子化雑音が検波器２
の復調特性を劣化させない範囲で選ぶ必要がある。
【００２８】本実施例の１２．６ＭＨｚでは、５ビット
に受信位相を量子化することができる。
に受信位相を量子化することができる。
【００２９】この検出値は、ディレイラッチ２４ａでシ
ンボル毎の検出値が保持される。このため必要なシンボ
ルタイミング信号は、タイミング再生器２２により供給
される。
ンボル毎の検出値が保持される。このため必要なシンボ
ルタイミング信号は、タイミング再生器２２により供給
される。
【００３０】ディレイラッチ２４ａの出力は、加算器２
６ａ及び加算器２６ｂを経由してデータセレクタ２８ａ
の選択制御入力となり、これによって遅延検波論理が行
われることになる。
６ａ及び加算器２６ｂを経由してデータセレクタ２８ａ
の選択制御入力となり、これによって遅延検波論理が行
われることになる。
【００３１】ただし、前記加算器２６ａ及び２６ｂは、
通常の５ビット加算器でなく、図３に示した１３〜−１
４までの２８段階の値に制限された出力値を得るように
構成する必要がある。例えば７進数の加算が行われるよ
うに構成してもよい。これは遅れ位相（図３の１３）か
ら進み位相（図３の−１４）の間の不連続部分を渡る移
相制御を正常に行なえるようにするためである。
通常の５ビット加算器でなく、図３に示した１３〜−１
４までの２８段階の値に制限された出力値を得るように
構成する必要がある。例えば７進数の加算が行われるよ
うに構成してもよい。これは遅れ位相（図３の１３）か
ら進み位相（図３の−１４）の間の不連続部分を渡る移
相制御を正常に行なえるようにするためである。
【００３２】また、前記ディレイラッチ２４ａの出力
は、周波数誤差補正器２７へも入力される。周波数誤差
補正器２７は、位相変動から受信信号に含まれる周波数
誤差を検出して、遅延基準信号を受信信号周波数に追従
させるように補正データを出力する。
は、周波数誤差補正器２７へも入力される。周波数誤差
補正器２７は、位相変動から受信信号に含まれる周波数
誤差を検出して、遅延基準信号を受信信号周波数に追従
させるように補正データを出力する。
【００３３】この周波数誤差は、基準発振器１１のドリ
フトによって基地局の送信周波数との間にオフセットが
発生したもので、復調特性の劣化要因となる。周波数誤
差は、例えば受信した位相の理想シンボルからの誤差を
求めて、その平均値から検出することが可能である。前
記補正データは加算器２６ａで加算され遅延基準信号の
位相を制御する。
フトによって基地局の送信周波数との間にオフセットが
発生したもので、復調特性の劣化要因となる。周波数誤
差は、例えば受信した位相の理想シンボルからの誤差を
求めて、その平均値から検出することが可能である。前
記補正データは加算器２６ａで加算され遅延基準信号の
位相を制御する。
【００３４】以上、加算器２６ａ，２６ｂの構成は工夫
する必要があるが、２８分割の位相検出を用いること
で、検波器２の動作クロックとして基準発振器１１の１
２．６ＭＨｚを兼用することできる。
する必要があるが、２８分割の位相検出を用いること
で、検波器２の動作クロックとして基準発振器１１の１
２．６ＭＨｚを兼用することできる。
【００３５】次に本実施例の送信系であるが、まず図１
の送信データ入力端子３０より入力された送信データ
は、ＩＱ発生器３へ入力される。ＩＱ発生器３は、入力
される２ビット毎に前述した符号化規則に従うようにベ
ースバンド帯域の変調用ベクトル信号を出力する。
の送信データ入力端子３０より入力された送信データ
は、ＩＱ発生器３へ入力される。ＩＱ発生器３は、入力
される２ビット毎に前述した符号化規則に従うようにベ
ースバンド帯域の変調用ベクトル信号を出力する。
【００３６】例えばルートナイキストフィルタをディジ
タル演算処理で実現して、Ｄ／Ａ変換出力によって、所
望の変調精度を実現するベクトル信号を得るように構成
すれば良い。この場合、シンボルあたりのオーバサンプ
ル数とＤ／Ａ変換器のビット精度を、電力消費及び回路
規模を低減するために最適化する必要がある。
タル演算処理で実現して、Ｄ／Ａ変換出力によって、所
望の変調精度を実現するベクトル信号を得るように構成
すれば良い。この場合、シンボルあたりのオーバサンプ
ル数とＤ／Ａ変換器のビット精度を、電力消費及び回路
規模を低減するために最適化する必要がある。
【００３７】回路の動作クロックとしては変調速度（２
１ｋＨｚ）の整数倍が必要であるが、前記基準発振器１
１の発振出力はこの条件を満たしている。
１ｋＨｚ）の整数倍が必要であるが、前記基準発振器１
１の発振出力はこの条件を満たしている。
【００３８】さてＩＱ発生器３から出力されたベクトル
信号は、ＲＦ直交変調器４へ入力される。ＲＦ直交変調
器４は、前記周波数シンセサイザ１２の出力する送信周
波数の信号を前記ベクトル信号で変調し送信信号を出力
する。この送信信号は、電力増幅器５、及び分波器６を
経由してアンテナ７より放射される。
信号は、ＲＦ直交変調器４へ入力される。ＲＦ直交変調
器４は、前記周波数シンセサイザ１２の出力する送信周
波数の信号を前記ベクトル信号で変調し送信信号を出力
する。この送信信号は、電力増幅器５、及び分波器６を
経由してアンテナ７より放射される。
【００３９】以上のように本実施例では、ディジタル方
式自動車電話の無線系に必要な基準発振器を用いて検波
器２及びＩＱ発生器３の動作クロックを兼用でき、別途
発振器を必要としないので、端末の小形化，低コスト化
に寄与できる。
式自動車電話の無線系に必要な基準発振器を用いて検波
器２及びＩＱ発生器３の動作クロックを兼用でき、別途
発振器を必要としないので、端末の小形化，低コスト化
に寄与できる。
【００４０】また、電圧制御発振器１５２が基準発振器
１１に同期し、その他の発振器が存在しないので複数の
発振器によるビート雑音の発生を抑えることができる。
１１に同期し、その他の発振器が存在しないので複数の
発振器によるビート雑音の発生を抑えることができる。
【００４１】
【発明の効果】以上、本発明によれば検波器用の固定発
振器の削減が行え、小形化の効果がある。また、ビート
雑音の発生等、複数の発振器の相互干渉を低減できる効
果がある。
振器の削減が行え、小形化の効果がある。また、ビート
雑音の発生等、複数の発振器の相互干渉を低減できる効
果がある。
【図１】本発明の一実施例に係るディジタル無線通信端
末の構成を示すブロック図である。
末の構成を示すブロック図である。
【図２】図１中の検波器の構成の一例を示すブロック図
である。
である。
【図３】図２中の位相差検出器の動作を説明するための
説明図である。
説明図である。
【図４】ディジタル無線通信端末に用いられる受信機の
従来例の構成を示すブロック図である。
従来例の構成を示すブロック図である。
１ ダブルコンバージョン型スーパヘテロダイン受信回
路 ２ 検波器 ３ ＩＱ発生器 ４ ＲＦ直交変調器 ５ 電力増幅器 ６ 分波器 ７ アンテナ １０，２９，３０，２１１ 入力端子 １１ 基準発振器 １２ 周波数シンセサイザ １３ 第１周波数変換器 １４ 第１中間周波数フィルタ １５ 第２局部発振器 １６ 第２周波数変換器 １７ 第２中間周波数フィルタ １８ リミタ ２０ 出力端子 ２１ 固定発振器 ２２ タイミング再生器 ２３ 位相差検出器 ２４ａ，２４ｂ ディレイラッチ ２５ 復号器 ２６ａ，２６ｂ 加算器 ２７ 周波数誤差補正器 ２８ａ データセレクタ ２８ｂ シフトレジスタ ２８ｃ １／２８分周期 １５１ 発振制御回路 １５２ 電圧制御発振器
路 ２ 検波器 ３ ＩＱ発生器 ４ ＲＦ直交変調器 ５ 電力増幅器 ６ 分波器 ７ アンテナ １０，２９，３０，２１１ 入力端子 １１ 基準発振器 １２ 周波数シンセサイザ １３ 第１周波数変換器 １４ 第１中間周波数フィルタ １５ 第２局部発振器 １６ 第２周波数変換器 １７ 第２中間周波数フィルタ １８ リミタ ２０ 出力端子 ２１ 固定発振器 ２２ タイミング再生器 ２３ 位相差検出器 ２４ａ，２４ｂ ディレイラッチ ２５ 復号器 ２６ａ，２６ｂ 加算器 ２７ 周波数誤差補正器 ２８ａ データセレクタ ２８ｂ シフトレジスタ ２８ｃ １／２８分周期 １５１ 発振制御回路 １５２ 電圧制御発振器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山田 純 神奈川県横浜市戸塚区戸塚町216番地 株 式会社日立製作所無線事業推進本部内
Claims (3)
- 【請求項１】 シンボル数ＮのＮ相位相変調信号（Ｎは
整数）を用いて情報伝達を行うディジタル無線通信端末
において、 基準周波数発振手段と、 該基準周波数発振手段の発振出力を所要数逓倍する任意
周波数発生手段と、 該任意周波数発生手段の発振出力と受信信号から第１中
間周波数帯信号を生成する第１周波数変換手段と、 該第１周波数変換手段の出力を帯域制限する第１中間周
波数濾波手段と、 第２局部信号発振手段と、 該第２局部信号発振手段の出力と前記第１中間周波数濾
波手段の出力から第２中間周波数帯信号を生成する第２
周波数変換手段と、 前記第２中間周波数帯信号を増幅する増幅手段と、 該増幅手段の出力信号から位相変調情報を検出する検波
手段と、を備え、 前記基準周波数発振手段の発振出力周波数は、前記シン
ボル数Ｎと前記第２中間周波数の公倍数の関係とするこ
とを特徴とするディジタル無線通信端末。 - 【請求項２】 請求項１記載において、 前記検波手段は、受信信号の位相情報を遅延させた遅延
基準信号を発生させる手段と、前記遅延基準信号と受信
信号との位相差を検出する位相差検出手段とを備えたこ
とを特徴とするディジタル無線通信端末。 - 【請求項３】 請求項２記載において、 前記基準周波数発振手段の発振出力周波数を１２．６Ｍ
Ｈｚ、前記第２中間周波数を４５０ｋＨｚとし、前記位
相差検出手段は、４５０ｋＨｚの１波長を２８等分に分
割する精度で位相量子化を行うことを特徴とするディジ
タル無線通信端末。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5322326A JPH07177054A (ja) | 1993-12-21 | 1993-12-21 | ディジタル無線通信端末 |
| US08/356,464 US5696792A (en) | 1993-12-21 | 1994-12-15 | Digital radiocommunication terminal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5322326A JPH07177054A (ja) | 1993-12-21 | 1993-12-21 | ディジタル無線通信端末 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07177054A true JPH07177054A (ja) | 1995-07-14 |
Family
ID=18142394
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5322326A Pending JPH07177054A (ja) | 1993-12-21 | 1993-12-21 | ディジタル無線通信端末 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5696792A (ja) |
| JP (1) | JPH07177054A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007096762A (ja) * | 2005-09-29 | 2007-04-12 | Toshiba Corp | 無線機 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6014570A (en) * | 1995-12-18 | 2000-01-11 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University | Efficient radio signal diversity combining using a small set of discrete amplitude and phase weights |
| US6112065A (en) * | 1997-11-14 | 2000-08-29 | Ericsson Inc. | Low to higher if conversion for active filtered limited IF systems |
| US6308048B1 (en) * | 1997-11-19 | 2001-10-23 | Ericsson Inc. | Simplified reference frequency distribution in a mobile phone |
| JP3088368B2 (ja) * | 1997-12-10 | 2000-09-18 | 静岡日本電気株式会社 | ダイレクトコンバージョン受信機 |
| US6028850A (en) * | 1998-07-10 | 2000-02-22 | Hyundai Electronics America, Inc. | Wireless transceiver and frequency plan |
| FI107676B (fi) * | 1999-06-21 | 2001-09-14 | Nokia Mobile Phones Ltd | Menetelmä ja järjestely tietyn signaalinkäsittelymetodin käyttämiseksi informaation välittämiseen |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE8903787U1 (ja) * | 1989-03-28 | 1989-08-24 | Basf Ag, 6700 Ludwigshafen, De | |
| JPH02259976A (ja) * | 1989-03-31 | 1990-10-22 | Tokyo Electric Co Ltd | バーコードおよびバーコードプリンタ |
| JP2998296B2 (ja) * | 1991-05-31 | 2000-01-11 | 日本電気株式会社 | ディジタル無線通信装置 |
| JPH0548483A (ja) * | 1991-08-12 | 1993-02-26 | Fujitsu Ltd | 周波数変換回路 |
| FI91819C (fi) * | 1991-11-05 | 1994-08-10 | Nokia Mobile Phones Ltd | Menetelmä kahden eri taajuusalueella toimivan digitaalisen radiopuhelimen taajuuksien muodostamiseksi |
-
1993
- 1993-12-21 JP JP5322326A patent/JPH07177054A/ja active Pending
-
1994
- 1994-12-15 US US08/356,464 patent/US5696792A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007096762A (ja) * | 2005-09-29 | 2007-04-12 | Toshiba Corp | 無線機 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5696792A (en) | 1997-12-09 |
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