JPH07235835A - 全デジタルｉｆ−ベースバンド信号変換器 - Google Patents
全デジタルｉｆ−ベースバンド信号変換器Info
- Publication number
- JPH07235835A JPH07235835A JP6288514A JP28851494A JPH07235835A JP H07235835 A JPH07235835 A JP H07235835A JP 6288514 A JP6288514 A JP 6288514A JP 28851494 A JP28851494 A JP 28851494A JP H07235835 A JPH07235835 A JP H07235835A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- bit count
- count value
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/161—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D13/00—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations
- H03D13/001—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations in which a pulse counter is used followed by a conversion into an analog signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/005—Analog to digital conversion
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/006—Signal sampling
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0066—Mixing
- H03D2200/007—Mixing by using a logic circuit, e.g. flipflop, XOR
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 アナログ−デジタル変換器あるいは他の関連
したアナログ回路構成を採用しない全デジタルＩＦ−ベ
ースバンド信号変換器を提供する。 【構成】 ＩＦ信号に含まれた位相情報を使用してアナ
ログＩＦ信号を復号するためのＩＦ周波数−ベースバン
ド周波数信号変換器（１１８）であり、ＩＦ信号からア
ナログ方形波信号（１２４）を発生させるための第１の
信号発生器（１２２）を有している。また、信号変換器
（１１８）は、局部位相基準信号（１３４）を発生させ
るための第２の信号発生器（１３９）と、アナログ方形
波の位相と局部位相基準信号との間の位相差を特定のサ
ンプリング周期で決定するための位相差決定器（１３
２）とを有しており、位相差は信号変換器（１１８）が
ＩＦ信号（１１６）から復号した符号を表すものであ
る。
したアナログ回路構成を採用しない全デジタルＩＦ−ベ
ースバンド信号変換器を提供する。 【構成】 ＩＦ信号に含まれた位相情報を使用してアナ
ログＩＦ信号を復号するためのＩＦ周波数−ベースバン
ド周波数信号変換器（１１８）であり、ＩＦ信号からア
ナログ方形波信号（１２４）を発生させるための第１の
信号発生器（１２２）を有している。また、信号変換器
（１１８）は、局部位相基準信号（１３４）を発生させ
るための第２の信号発生器（１３９）と、アナログ方形
波の位相と局部位相基準信号との間の位相差を特定のサ
ンプリング周期で決定するための位相差決定器（１３
２）とを有しており、位相差は信号変換器（１１８）が
ＩＦ信号（１１６）から復号した符号を表すものであ
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は一般的には通信用の受信
機に関し、特に通信用の受信機に使用される中間周波数
（ＩＦ）−ベースバンド周波数信号変換器に関するもの
である。
機に関し、特に通信用の受信機に使用される中間周波数
（ＩＦ）−ベースバンド周波数信号変換器に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】処理能力の増大および電力消費の低減を
達成するために、デジタルＶＬＳＩ（超大規模集積）技
術の最近の進歩が通信用の受信機において採用されてき
ている。よく認識されているように、処理能力が高く、
電力消費が低い受信機はセルラー電話システムのよう
な、多くのタイプの通信方式に効率的かつ効果的に実施
するために必要である。
達成するために、デジタルＶＬＳＩ（超大規模集積）技
術の最近の進歩が通信用の受信機において採用されてき
ている。よく認識されているように、処理能力が高く、
電力消費が低い受信機はセルラー電話システムのよう
な、多くのタイプの通信方式に効率的かつ効果的に実施
するために必要である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、従来の無線
通信用の受信機および、特にその内部に使用されるＩＦ
−ベースバンド信号変換器は、受信したアナログ信号を
デジタル信号に変換するアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）
変換器を採用している。不幸なことに、低コスト、低出
力のアナログ−デジタル信号変換技術は、デジタルＶＬ
ＳＩ技術の進歩の恩恵をゆっくりと被っている。これ
は、混合信号ＣＭＯＳおよびＢｉＣＭＯＳ技術が低出力
のアナログ信号変換を低コストで許さないことによるも
のである。このため、従来の通信用の受信機に採用され
たＡ／Ｄ変換器および関連したアナログＩ／Ｑ（同相／
４分割相）混合器は電力消費を増大させ、設計工程を複
雑にし（アナログ設計物はデジタル設計物に比べて一般
的にはテストが困難である）、および製造コストを増大
させる（アナログ機器は調整および／または整合しなけ
ればならない）。
通信用の受信機および、特にその内部に使用されるＩＦ
−ベースバンド信号変換器は、受信したアナログ信号を
デジタル信号に変換するアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）
変換器を採用している。不幸なことに、低コスト、低出
力のアナログ−デジタル信号変換技術は、デジタルＶＬ
ＳＩ技術の進歩の恩恵をゆっくりと被っている。これ
は、混合信号ＣＭＯＳおよびＢｉＣＭＯＳ技術が低出力
のアナログ信号変換を低コストで許さないことによるも
のである。このため、従来の通信用の受信機に採用され
たＡ／Ｄ変換器および関連したアナログＩ／Ｑ（同相／
４分割相）混合器は電力消費を増大させ、設計工程を複
雑にし（アナログ設計物はデジタル設計物に比べて一般
的にはテストが困難である）、および製造コストを増大
させる（アナログ機器は調整および／または整合しなけ
ればならない）。
【０００４】従って、アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変
換器あるいは他の関連したアナログ回路構成を採用する
ことがない、全デジタルＩＦ−ベースバンド信号変換器
が必要とされている。
換器あるいは他の関連したアナログ回路構成を採用する
ことがない、全デジタルＩＦ−ベースバンド信号変換器
が必要とされている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、ＩＦ信号に含
まれる位相情報を用いてアナログＩＦ信号を復号するた
めの中間周波数（ＩＦ）−ベースバンド周波数信号変換
器に関するものである。信号変換器は、ＩＦ信号からア
ナログ方形波を発生させるための第１の手段、局部位相
基準信号を発生させるための第２の手段、第１の手段と
第２の手段に接続され、特定のサンプリング周期で、ア
ナログ方形波信号の位相と局部位相基準信号との間の位
相差を決定するための第３の手段とを有してなり、位相
差は信号変換器がＩＦ信号から復号した符号を表すもの
である。
まれる位相情報を用いてアナログＩＦ信号を復号するた
めの中間周波数（ＩＦ）−ベースバンド周波数信号変換
器に関するものである。信号変換器は、ＩＦ信号からア
ナログ方形波を発生させるための第１の手段、局部位相
基準信号を発生させるための第２の手段、第１の手段と
第２の手段に接続され、特定のサンプリング周期で、ア
ナログ方形波信号の位相と局部位相基準信号との間の位
相差を決定するための第３の手段とを有してなり、位相
差は信号変換器がＩＦ信号から復号した符号を表すもの
である。
【０００６】本発明のその他の特色および特徴、並びに
本発明の種々の実施例の構成と動作は、添付した図面を
用いて以下に詳細に説明されている。図面においては、
同じ参照数字は、同じあるいは機能的に同じ構成部分を
示している。
本発明の種々の実施例の構成と動作は、添付した図面を
用いて以下に詳細に説明されている。図面においては、
同じ参照数字は、同じあるいは機能的に同じ構成部分を
示している。
【０００７】
【実施例】以下に本発明の実施例を図面を参照して説明
する。図１は、本発明の好ましい実施例による通信用の
受信機１０２のブロック図である。受信機１０２は、送
信機装置（図示せず）から送信されたＲＦ（無線周波
数）信号を受信するアンテナ１０４を有している。アン
テナ１０４は公知のいずれのＲＦアンテナでも良い。Ｒ
Ｆ信号の周波数は略９００ＭＨｚから１ＧＨｚである
が、本発明の受信機１０２は他の周波数のＲＦ信号でも
動作させることができるものである。図１において、受
信したＲＦ信号を１０５で示した。受信したＲＦ信号１
０５は、ＲＦ／ＩＦダウン変換器１０６により、ＩＦ
（中間周波数）信号１１６に公知の方法でダウン変換さ
れる（図２にＩＦ信号１１６の一例を例示目的で示し
た。）。ＩＦ信号１１６の周波数は略７９ＭＨｚである
が、これは特定の装置および技術により変わる。ＲＦ／
ＩＦダウン変換器１０６の構成および動作は公知であ
る。好ましくは、ＲＦ／ＩＦダウン変換器１０６は、Ｒ
Ｆ信号１０５を受信してフィルタ処理された信号を作る
バンドパスフィルタ１０８、並びにフィルタ処理された
信号を増幅して増幅された信号を作る増幅器１１０を有
している。ＲＦ信号１０５の周波数領域に応じて、図３
にそのブロック図を示したような他のダウン変換器を用
いても良い。このダウン変換器３０６は、２つのバンド
パスフィルタ３０２、３１２、並びに２つの局部発振器
３１０、３１８からの信号を受信する２つの低雑音増幅
器３０４、３１４、並びに２つの混合器３０８、３１６
を有している。ダウン変換器３０６の詳しい構造および
動作は、関連する技術分野の当業者には明らかである。
する。図１は、本発明の好ましい実施例による通信用の
受信機１０２のブロック図である。受信機１０２は、送
信機装置（図示せず）から送信されたＲＦ（無線周波
数）信号を受信するアンテナ１０４を有している。アン
テナ１０４は公知のいずれのＲＦアンテナでも良い。Ｒ
Ｆ信号の周波数は略９００ＭＨｚから１ＧＨｚである
が、本発明の受信機１０２は他の周波数のＲＦ信号でも
動作させることができるものである。図１において、受
信したＲＦ信号を１０５で示した。受信したＲＦ信号１
０５は、ＲＦ／ＩＦダウン変換器１０６により、ＩＦ
（中間周波数）信号１１６に公知の方法でダウン変換さ
れる（図２にＩＦ信号１１６の一例を例示目的で示し
た。）。ＩＦ信号１１６の周波数は略７９ＭＨｚである
が、これは特定の装置および技術により変わる。ＲＦ／
ＩＦダウン変換器１０６の構成および動作は公知であ
る。好ましくは、ＲＦ／ＩＦダウン変換器１０６は、Ｒ
Ｆ信号１０５を受信してフィルタ処理された信号を作る
バンドパスフィルタ１０８、並びにフィルタ処理された
信号を増幅して増幅された信号を作る増幅器１１０を有
している。ＲＦ信号１０５の周波数領域に応じて、図３
にそのブロック図を示したような他のダウン変換器を用
いても良い。このダウン変換器３０６は、２つのバンド
パスフィルタ３０２、３１２、並びに２つの局部発振器
３１０、３１８からの信号を受信する２つの低雑音増幅
器３０４、３１４、並びに２つの混合器３０８、３１６
を有している。ダウン変換器３０６の詳しい構造および
動作は、関連する技術分野の当業者には明らかである。
【０００８】混合器１１２は、増幅された信号（受信し
たＲＦ信号１０５の周波数と実質的に同じ周波数を持
つ）に局部発信器１１４により発生された信号を公知の
方法で混合することによりＩＦ信号１１６を作る。ここ
で、局部発信器１１４により発生された信号は、受信機
１０２を実施するために使用される特定の技術のよう
な、多くの要因に依存する周波数を有している。バンド
パスフィルタ１０８、低雑音増幅器１１０、混合器１１
２、並びに局部発信器１１４はすべて公知の装置であ
る。
たＲＦ信号１０５の周波数と実質的に同じ周波数を持
つ）に局部発信器１１４により発生された信号を公知の
方法で混合することによりＩＦ信号１１６を作る。ここ
で、局部発信器１１４により発生された信号は、受信機
１０２を実施するために使用される特定の技術のよう
な、多くの要因に依存する周波数を有している。バンド
パスフィルタ１０８、低雑音増幅器１１０、混合器１１
２、並びに局部発信器１１４はすべて公知の装置であ
る。
【０００９】全デジタルＩＦ−ベースバンド信号変換器
１１８は、ＩＦ信号１１６を受信して処理する。特に、
信号変換器１１８は、ＩＦ信号１１６をデジタル化し
て、Ｎビットサンプリング値１４８（作られたサンプリ
ング値１４８の数、並びに作られた速度は後述する）を
作る。信号変換器１１８は、アナログＡ／Ｄ（アナログ
−デジタル）変換器あるいは他の関連するアナログ回路
（アナログＩ／Ｑ混合器および／またはアナログベース
バンドフィルタのような）を使用することなく、このデ
ジタル化機能を発揮する。その代わり、信号変換器１１
８は、デジタル構成部分（なお、信号変換器１１８は最
小の機能を発揮するために限られた数のアナログ構成部
分を用いても良い）だけを使用してこのデジタル化機能
を発揮する。デジタル変換器１１８について以下により
詳細に説明する。
１１８は、ＩＦ信号１１６を受信して処理する。特に、
信号変換器１１８は、ＩＦ信号１１６をデジタル化し
て、Ｎビットサンプリング値１４８（作られたサンプリ
ング値１４８の数、並びに作られた速度は後述する）を
作る。信号変換器１１８は、アナログＡ／Ｄ（アナログ
−デジタル）変換器あるいは他の関連するアナログ回路
（アナログＩ／Ｑ混合器および／またはアナログベース
バンドフィルタのような）を使用することなく、このデ
ジタル化機能を発揮する。その代わり、信号変換器１１
８は、デジタル構成部分（なお、信号変換器１１８は最
小の機能を発揮するために限られた数のアナログ構成部
分を用いても良い）だけを使用してこのデジタル化機能
を発揮する。デジタル変換器１１８について以下により
詳細に説明する。
【００１０】Ｎ−ビット加算器１４２のような周波数オ
フセット補償器は、Ｎビットサンプリング値１４８内の
どんな周波数オフセットも補償する。Ｎ−ビット加算器
１４２は複数の補正されたＮ−ビットサンプリング値１
５０を発生し、これらは決定装置１４４（これはまた、
「スライサ」と呼ばれる）に伝送される。Ｎ−ビット加
算器１４２については以下に詳細に説明する。
フセット補償器は、Ｎビットサンプリング値１４８内の
どんな周波数オフセットも補償する。Ｎ−ビット加算器
１４２は複数の補正されたＮ−ビットサンプリング値１
５０を発生し、これらは決定装置１４４（これはまた、
「スライサ」と呼ばれる）に伝送される。Ｎ−ビット加
算器１４２については以下に詳細に説明する。
【００１１】決定装置１４４は、補正されたＮビットサ
ンプリング値１５０からデータビット１４６を発生す
る。データビット１４６は、受信機１０２内において、
他の構成部分（図示せず）により、公知の方法で処理さ
れる。
ンプリング値１５０からデータビット１４６を発生す
る。データビット１４６は、受信機１０２内において、
他の構成部分（図示せず）により、公知の方法で処理さ
れる。
【００１２】決定装置１４４の構成および動作は公知で
ある。好ましくは、決定装置１４４は、次のように動作
する（決定装置１４４のこの記述は、Ｎ−ビットサンプ
リング値１４８の特性の簡単な検討から開始される）。
ある。好ましくは、決定装置１４４は、次のように動作
する（決定装置１４４のこの記述は、Ｎ−ビットサンプ
リング値１４８の特性の簡単な検討から開始される）。
【００１３】理想的には、信号変換器１１８により発生
された各Ｎビットサンプリング値１４８は、Ｍ離散値の
１つに等しい。Ｍの値、およびＭ離散値の値は、実施条
件に依存する。単純なシステムにおいては、例えば、Ｍ
は２に等しく、またＭ離散値は「０」と「１」である。
しかしながら、ＲＦ信号が送信機（図示しない）から受
信機１０２に送信される送信媒体の物理的な欠陥（騒音
のような）により、各Ｍビットサンプリング値１４８
（および、従って、各補正されたＮビットサンプリング
値１５０）はＭ離散値から離れてしまう。
された各Ｎビットサンプリング値１４８は、Ｍ離散値の
１つに等しい。Ｍの値、およびＭ離散値の値は、実施条
件に依存する。単純なシステムにおいては、例えば、Ｍ
は２に等しく、またＭ離散値は「０」と「１」である。
しかしながら、ＲＦ信号が送信機（図示しない）から受
信機１０２に送信される送信媒体の物理的な欠陥（騒音
のような）により、各Ｍビットサンプリング値１４８
（および、従って、各補正されたＮビットサンプリング
値１５０）はＭ離散値から離れてしまう。
【００１４】決定装置１４４は、補正されたＮビットサ
ンプリング値１５０のそれぞれを分析する。この分析に
基づいて、決定装置１４４は、Ｍ離散値の１つを補正さ
れたＮビットサンプリング値１５０のそれぞれに割り当
てる。この割り当てられた値は決定装置１４４からデー
タビット１４６として出力される。
ンプリング値１５０のそれぞれを分析する。この分析に
基づいて、決定装置１４４は、Ｍ離散値の１つを補正さ
れたＮビットサンプリング値１５０のそれぞれに割り当
てる。この割り当てられた値は決定装置１４４からデー
タビット１４６として出力される。
【００１５】好ましくは、Ｍ離散値のそれぞれに範囲が
関連付けされる。決定装置１４４は、補正されたＮビッ
トサンプリング値１５０のそれぞれをこれらの範囲と比
較することで、Ｍ離散値を補正されたＮビットサンプリ
ング値１５０に割り当てる。
関連付けされる。決定装置１４４は、補正されたＮビッ
トサンプリング値１５０のそれぞれをこれらの範囲と比
較することで、Ｍ離散値を補正されたＮビットサンプリ
ング値１５０に割り当てる。
【００１６】例えば、Ｍが２で、Ｍ離散値が「０」と
「１」に等しいと仮定する。また、Ｎが３に等しいと仮
定する。更に、０００−１００の第１の領域（２進法）
に離散値「０」が割り当てられ、また１０１−１１１の
第２の領域（２進法）に離散値「１」が割り当てられる
と仮定する。特定のビットサンプリング値１４８が０１
１に等しい（２進法）場合には、決定装置１４４は離散
値「０」をそのビットサンプリング値１４８に割り当て
る。他のビットサンプリング値１４８が１１０に等しい
（２進法）場合には、決定装置１４４は離散値「１」を
そのビットサンプリング値１４８に割り当てる。
「１」に等しいと仮定する。また、Ｎが３に等しいと仮
定する。更に、０００−１００の第１の領域（２進法）
に離散値「０」が割り当てられ、また１０１−１１１の
第２の領域（２進法）に離散値「１」が割り当てられる
と仮定する。特定のビットサンプリング値１４８が０１
１に等しい（２進法）場合には、決定装置１４４は離散
値「０」をそのビットサンプリング値１４８に割り当て
る。他のビットサンプリング値１４８が１１０に等しい
（２進法）場合には、決定装置１４４は離散値「１」を
そのビットサンプリング値１４８に割り当てる。
【００１７】次に、信号変換器１１８について詳しく説
明する。上記した通り、信号変換器１１８は、サンプリ
ング値１４８を作るためにＩＦ信号１１６をデジタル化
する。本発明によれば、信号変換器１１８は、サンプリ
ング値１４８を作るために、ＩＦ信号１１６からの位相
および周波数情報を抽出する。好ましくは、信号変換器
１１８は、ＩＦ信号１１６の位相と局部位相基準信号
（これについては以下に説明する）の位相との間の差を
計算することで、ＩＦ信号１１６からの位相および周波
数情報を抽出する。
明する。上記した通り、信号変換器１１８は、サンプリ
ング値１４８を作るためにＩＦ信号１１６をデジタル化
する。本発明によれば、信号変換器１１８は、サンプリ
ング値１４８を作るために、ＩＦ信号１１６からの位相
および周波数情報を抽出する。好ましくは、信号変換器
１１８は、ＩＦ信号１１６の位相と局部位相基準信号
（これについては以下に説明する）の位相との間の差を
計算することで、ＩＦ信号１１６からの位相および周波
数情報を抽出する。
【００１８】信号変換器１１８は、サンプリング値１４
８を作るためにはＩＦ信号１１６内に含まれる振幅情報
は使用しない（これは、アナログ信号をその中に含まれ
る振幅情報に基づいてデジタル化するＡ／Ｄコンバータ
とは対照的である）。結果的に、本発明の信号変換器１
４８は、情報が信号の位相および／または周波数内に含
まれている時には、ほぼ最高性能を発揮する。信号変換
器１４８は、情報が信号の振幅と位相とを結合させて含
まれている時には、準最高性能を発揮する。しかしなが
ら、本発明の多くの利点により、性能ロスがオフセット
よりも大きいため、信号変換器１４８はこの後者のよう
な場合でも有利である（本明細書のいずれかの個所に述
べられている）。
８を作るためにはＩＦ信号１１６内に含まれる振幅情報
は使用しない（これは、アナログ信号をその中に含まれ
る振幅情報に基づいてデジタル化するＡ／Ｄコンバータ
とは対照的である）。結果的に、本発明の信号変換器１
４８は、情報が信号の位相および／または周波数内に含
まれている時には、ほぼ最高性能を発揮する。信号変換
器１４８は、情報が信号の振幅と位相とを結合させて含
まれている時には、準最高性能を発揮する。しかしなが
ら、本発明の多くの利点により、性能ロスがオフセット
よりも大きいため、信号変換器１４８はこの後者のよう
な場合でも有利である（本明細書のいずれかの個所に述
べられている）。
【００１９】バンドパスフィルタ１２０は、十分な信号
選択性および低い信号のダイナミックレンジを達成する
ために、公知の方法でＩＦ信号をフィルタ処理する。フ
ィルタ処理されたＩＦ信号は、ハードリミッタ増幅器１
２２に送信され、ここで公知の方法でフィルター処理さ
れたＩＦ信号は、方形波信号であるハードリミット化さ
れたＩＦ信号１２４に変換される（図２に、ハードリミ
ット化されたＩＦ信号１２４の一例を例示のために示し
た）。ＰＳＫ（位相シフトキーイング）およびＦＳＫ
（周波数シフトキーイング）変調された信号のような、
信号の多くの形式のために、決定のために必要な関連す
る情報は、ハードリミット化された信号１２４のゼロ交
差内に含まれる。バンドバスフィルタ１２０およびハー
ドリミッタ増幅器１２２の構成と動作は公知である。
選択性および低い信号のダイナミックレンジを達成する
ために、公知の方法でＩＦ信号をフィルタ処理する。フ
ィルタ処理されたＩＦ信号は、ハードリミッタ増幅器１
２２に送信され、ここで公知の方法でフィルター処理さ
れたＩＦ信号は、方形波信号であるハードリミット化さ
れたＩＦ信号１２４に変換される（図２に、ハードリミ
ット化されたＩＦ信号１２４の一例を例示のために示し
た）。ＰＳＫ（位相シフトキーイング）およびＦＳＫ
（周波数シフトキーイング）変調された信号のような、
信号の多くの形式のために、決定のために必要な関連す
る情報は、ハードリミット化された信号１２４のゼロ交
差内に含まれる。バンドバスフィルタ１２０およびハー
ドリミッタ増幅器１２２の構成と動作は公知である。
【００２０】Ｎ−ビットカウンタ１３９は、バンドパス
フィルタ１２０およびハードリミッタ増幅器１２２と並
行して動作する。Ｎ−ビットカウンタ１３９は、Ｎ−ビ
ットカウント値を０から２N −１まで増加させる（すな
わち、カウンタ１３９は、２N ステップで、カウント値
を０から２πラジアンまで増加させる）。この動的な値
の変化が図１に位相カウンタ出力信号１３４として示さ
れている（位相カウンタ出力信号１３４の一例が図２に
例示的に示されている）。換言すれば、いつでも、カウ
ンタ１３９に保持されたＮ−ビットカウント値は、位相
カウンタ出力信号１３４の一例を表している。
フィルタ１２０およびハードリミッタ増幅器１２２と並
行して動作する。Ｎ−ビットカウンタ１３９は、Ｎ−ビ
ットカウント値を０から２N −１まで増加させる（すな
わち、カウンタ１３９は、２N ステップで、カウント値
を０から２πラジアンまで増加させる）。この動的な値
の変化が図１に位相カウンタ出力信号１３４として示さ
れている（位相カウンタ出力信号１３４の一例が図２に
例示的に示されている）。換言すれば、いつでも、カウ
ンタ１３９に保持されたＮ−ビットカウント値は、位相
カウンタ出力信号１３４の一例を表している。
【００２１】Ｎ−ビットカウンタ１３９は、基準発振器
１３６およびバンドパスフィルタ１３８によりそれぞれ
発生されおよびフィルタ処理される、刻時基準信号によ
り刻時される。基準発振器１３６により発生された刻時
基準信号の周波数ｆref は、好ましくは、２N ｆIFに等
しい。ここで、ｆIFはＩＦ信号１１６の周波数である。
結果的に、カウンタ１３９のカウント値（これは、上記
のように、位相カウンタ出力信号１３４に等しい）は、
時間とともに直線的に増加し、また１／ｆIF秒毎にオー
バーフローする。
１３６およびバンドパスフィルタ１３８によりそれぞれ
発生されおよびフィルタ処理される、刻時基準信号によ
り刻時される。基準発振器１３６により発生された刻時
基準信号の周波数ｆref は、好ましくは、２N ｆIFに等
しい。ここで、ｆIFはＩＦ信号１１６の周波数である。
結果的に、カウンタ１３９のカウント値（これは、上記
のように、位相カウンタ出力信号１３４に等しい）は、
時間とともに直線的に増加し、また１／ｆIF秒毎にオー
バーフローする。
【００２２】Ｎ−ビットラッチ１３２は、カウンタ１３
９により発生されたＮ−ビットカウント値を、再同期化
回路１２６（再同期化回路１２６および同期信号１３０
については以下に説明する）により発生される「同期」
信号１３０により、指定された時間毎に記憶（またはラ
ッチ）する。これらのラッチされたカウント値は、上記
のようにＮ−ビット加算器１４２と決定装置１４４によ
り処理される、複数のＮ−ビットサンプリング値１４８
を表している。同期化信号１３０の一例が、図２に例示
のために示されている。
９により発生されたＮ−ビットカウント値を、再同期化
回路１２６（再同期化回路１２６および同期信号１３０
については以下に説明する）により発生される「同期」
信号１３０により、指定された時間毎に記憶（またはラ
ッチ）する。これらのラッチされたカウント値は、上記
のようにＮ−ビット加算器１４２と決定装置１４４によ
り処理される、複数のＮ−ビットサンプリング値１４８
を表している。同期化信号１３０の一例が、図２に例示
のために示されている。
【００２３】Ｎ−ビットカウンタ１３９、基準発振器１
３６、バンドパスフィルタ１３８、並びにラッチ１３２
の構成および動作は、関連分野における当業者には自明
である。
３６、バンドパスフィルタ１３８、並びにラッチ１３２
の構成および動作は、関連分野における当業者には自明
である。
【００２４】上記した通り、信号変換器１１８は、ＩＦ
信号１１６の位相と局部位相基準信号の位相との間の差
を計算するために、ＩＦ信号１１６から位相および周波
数情報を抽出する。本発明によれば、この計算におい
て、ＩＦ信号１１６はハードリミット化されたＩＦ信号
１２４によって表わされ、また局部位相基準信号は位相
カウンタ出力信号１３４によって表される。よって、信
号変換器１１８は、ハードリミット化されたＩＦ信号１
２４の位相と位相カウンタ出力信号１３４の位相との間
の差を計算することで、ＩＦ信号１１６から位相と周波
数の情報を抽出する。
信号１１６の位相と局部位相基準信号の位相との間の差
を計算するために、ＩＦ信号１１６から位相および周波
数情報を抽出する。本発明によれば、この計算におい
て、ＩＦ信号１１６はハードリミット化されたＩＦ信号
１２４によって表わされ、また局部位相基準信号は位相
カウンタ出力信号１３４によって表される。よって、信
号変換器１１８は、ハードリミット化されたＩＦ信号１
２４の位相と位相カウンタ出力信号１３４の位相との間
の差を計算することで、ＩＦ信号１１６から位相と周波
数の情報を抽出する。
【００２５】位相カウンタ出力信号１３４の下降端（つ
まり、カウンタ１３９により保持されたカウント値がオ
ーバーフローした時）およびこれに続くハードリミット
化されたＩＦ信号１２４の上昇端との間の時間差は、位
相カウンタ出力信号１３４の位相とハードリミット化さ
れたＩＦ信号１２４の位相との間の差を直接的に測定し
たものである。本発明によれば、この位相差は、位相カ
ウンタ出力信号１３４の特定の下降端に続くハードリミ
ット化されたＩＦ信号１２４の上昇端におけるカウンタ
１３９のカウント値をラッチ１３２によってサンプリン
グすることで、測定される。ここで、位相カウンタ出力
信号１３４のそのような特定の下降端は、再同期化回路
１２６により選択される。
まり、カウンタ１３９により保持されたカウント値がオ
ーバーフローした時）およびこれに続くハードリミット
化されたＩＦ信号１２４の上昇端との間の時間差は、位
相カウンタ出力信号１３４の位相とハードリミット化さ
れたＩＦ信号１２４の位相との間の差を直接的に測定し
たものである。本発明によれば、この位相差は、位相カ
ウンタ出力信号１３４の特定の下降端に続くハードリミ
ット化されたＩＦ信号１２４の上昇端におけるカウンタ
１３９のカウント値をラッチ１３２によってサンプリン
グすることで、測定される。ここで、位相カウンタ出力
信号１３４のそのような特定の下降端は、再同期化回路
１２６により選択される。
【００２６】一例として、位相カウンタ出力信号１３４
の降下端を２０２として図２に示した。これに続くハー
ドリミット化されたＩＦ信号１２４の上昇端は、２０４
として示した。ハードリミット化されたＩＦ信号１２４
のこの上昇端２０４においてカウンタ１３９により保持
されたカウント値は、図２に２０６として示した。この
カウント値は、時刻ＴA における、位相カウンタ出力信
号１３４の位相とハードリミット化されたＩＦ信号１２
４の位相との間の位相差を表している。
の降下端を２０２として図２に示した。これに続くハー
ドリミット化されたＩＦ信号１２４の上昇端は、２０４
として示した。ハードリミット化されたＩＦ信号１２４
のこの上昇端２０４においてカウンタ１３９により保持
されたカウント値は、図２に２０６として示した。この
カウント値は、時刻ＴA における、位相カウンタ出力信
号１３４の位相とハードリミット化されたＩＦ信号１２
４の位相との間の位相差を表している。
【００２７】上記に示した通り、再同期化回路１２６
は、位相カウンタ出力信号１３４がラッチ１３２により
サンプリングされた時（つまり、ラッチ１３２がカウン
タ１３９により発生されたカウント値をラッチする時）
に、決定を行うものである。再同期化回路１２６を次に
説明する。
は、位相カウンタ出力信号１３４がラッチ１３２により
サンプリングされた時（つまり、ラッチ１３２がカウン
タ１３９により発生されたカウント値をラッチする時）
に、決定を行うものである。再同期化回路１２６を次に
説明する。
【００２８】再同期化回路１２６は、ハードリミット化
されたＩＦ信号１２４および符号速度クロック信号１２
８から同期信号１３０を発生するものであり、符号速度
クロック信号１２８は、再発生された送信機クロック信
号を表す（受信機１０２によって符号速度クロック信号
１２８が発生される手順は以下に説明する）。従って、
符号速度クロック信号１２８は、ＩＦ信号１１６内の符
号が受信機１０２により復号される時の速度を表してい
る（図２に、符号速度クロック信号１２８の一例を例示
のために示した）。特に、符号速度クロック信号１２８
の上昇端は、好ましくは、ＩＦ信号１１６の符号が受信
機１０２によって復号されなければならない時の時間を
示している。
されたＩＦ信号１２４および符号速度クロック信号１２
８から同期信号１３０を発生するものであり、符号速度
クロック信号１２８は、再発生された送信機クロック信
号を表す（受信機１０２によって符号速度クロック信号
１２８が発生される手順は以下に説明する）。従って、
符号速度クロック信号１２８は、ＩＦ信号１１６内の符
号が受信機１０２により復号される時の速度を表してい
る（図２に、符号速度クロック信号１２８の一例を例示
のために示した）。特に、符号速度クロック信号１２８
の上昇端は、好ましくは、ＩＦ信号１１６の符号が受信
機１０２によって復号されなければならない時の時間を
示している。
【００２９】符号速度クロック信号１２８を受信する代
わりに、再同期化回路１２６は、符号速度クロック信号
１２８の周波数を倍（２、４、８、…）にした周波数を
持った信号を受信する（ハードリミット化されたＩＦ信
号１２４に加えて）ようにしても良い。この信号をどの
ように発生するのかは、関連分野における当業者には自
明である。
わりに、再同期化回路１２６は、符号速度クロック信号
１２８の周波数を倍（２、４、８、…）にした周波数を
持った信号を受信する（ハードリミット化されたＩＦ信
号１２４に加えて）ようにしても良い。この信号をどの
ように発生するのかは、関連分野における当業者には自
明である。
【００３０】再同期化回路１２６は、符号速度クロック
信号１２８における上昇端（ここで、符号速度クロック
信号１２８の上昇端は、ＩＦ信号１１６内の符号が受信
機１０２により復号されなければならない時間を示す）
をモニタすることで、同期信号１３０を発生する。符号
速度クロック信号１２８が上昇した場合には、再同期化
回路１２６は、ハードリミット化されたＩＦ信号１２４
の次の上昇端に一致した上昇端を持った同期信号を発生
する。
信号１２８における上昇端（ここで、符号速度クロック
信号１２８の上昇端は、ＩＦ信号１１６内の符号が受信
機１０２により復号されなければならない時間を示す）
をモニタすることで、同期信号１３０を発生する。符号
速度クロック信号１２８が上昇した場合には、再同期化
回路１２６は、ハードリミット化されたＩＦ信号１２４
の次の上昇端に一致した上昇端を持った同期信号を発生
する。
【００３１】ラッチ１３２は、同期信号１３０の各上昇
端毎に、信号１３４を出力する。よって、ラッチ１３２
内にラッチされたカウント値は、符号速度クロック信号
１２８の上昇端の後の、位相カウンタ出力信号１３４の
下降端とこれに続くハードリミット化されたＩＦ信号１
２４の上昇端との間の時間差（基準発振器１３６の周波
数および同様に、カウンタ１３９がそのカウント値を増
加させる速度に対応する）に等しい。
端毎に、信号１３４を出力する。よって、ラッチ１３２
内にラッチされたカウント値は、符号速度クロック信号
１２８の上昇端の後の、位相カウンタ出力信号１３４の
下降端とこれに続くハードリミット化されたＩＦ信号１
２４の上昇端との間の時間差（基準発振器１３６の周波
数および同様に、カウンタ１３９がそのカウント値を増
加させる速度に対応する）に等しい。
【００３２】再同期化回路１２６は、ラッチ１３２がカ
ウンタ１３９からのカウント値を正しくラッチするため
に十分である予め定められた時間だけ、同期信号１３０
を高レベルに保持する。この予め定められた時間後、再
同期化回路１２６は同期信号１３０を低レベルに落と
す。
ウンタ１３９からのカウント値を正しくラッチするため
に十分である予め定められた時間だけ、同期信号１３０
を高レベルに保持する。この予め定められた時間後、再
同期化回路１２６は同期信号１３０を低レベルに落と
す。
【００３３】符号速度クロック信号１２８は、すべての
公知の工程を用いて発生することができる。例えば、符
号速度クロック信号１２８は、位相同期ループ回路（図
示せず）に、ハードリミッタ増幅器１２２により発生さ
れる受信信号強度信号を供給することで、発生すること
ができる。選択的には、符号速度クロック信号１２８
は、位相カウンタ出力信号１３４のＴS またはＴS ／２
−離間サンプリング値を公知のデジタル符号−タイミン
グ復元回路に供給することで、発生することもできる。
ここで、ＴS は符号期間である。例えば、符号が２００
符号／秒で送出された場合には、ＴS ＝（１／１２０
０）秒となる。符号速度クロック信号１２８を発生させ
るための他の方法は、関連分野における当業者には自明
である。
公知の工程を用いて発生することができる。例えば、符
号速度クロック信号１２８は、位相同期ループ回路（図
示せず）に、ハードリミッタ増幅器１２２により発生さ
れる受信信号強度信号を供給することで、発生すること
ができる。選択的には、符号速度クロック信号１２８
は、位相カウンタ出力信号１３４のＴS またはＴS ／２
−離間サンプリング値を公知のデジタル符号−タイミン
グ復元回路に供給することで、発生することもできる。
ここで、ＴS は符号期間である。例えば、符号が２００
符号／秒で送出された場合には、ＴS ＝（１／１２０
０）秒となる。符号速度クロック信号１２８を発生させ
るための他の方法は、関連分野における当業者には自明
である。
【００３４】他の実施例においては、位相カウンタ出力
信号１３４は、多数の符号速度クロック信号１２８にお
いサンプリングされる。この他の実施例は、受信機１０
２が符号に対して２つ以上のサンプリング値を処理する
場合に有用である。
信号１３４は、多数の符号速度クロック信号１２８にお
いサンプリングされる。この他の実施例は、受信機１０
２が符号に対して２つ以上のサンプリング値を処理する
場合に有用である。
【００３５】上記したように、周波数オフセット補償器
（これは、好ましくは、Ｎ−ビット加算器１４２により
実施される）は、Ｎ−ビットサンプリング値におけるい
かなる周波数オフセットを補償する。Ｎ−ビット加算器
１４２について次に説明する。
（これは、好ましくは、Ｎ−ビット加算器１４２により
実施される）は、Ｎ−ビットサンプリング値におけるい
かなる周波数オフセットを補償する。Ｎ−ビット加算器
１４２について次に説明する。
【００３６】Ｎ−ビット加算器１４２は、各サンプリン
グ値１４８に対して、周波数オフセット補正項目１４
０、ΔｆＴsamp、を加えることで、周波数オフセットを
補正する。Δｆは周波数オフセットの評価値であり、受
信機１０２により公知の方法で発生される。好ましく
は、Δｆは、決定装置１４４の入力と出力を用いる公知
のＡＦＣ（自動周波数制御）技術を用いて発生される。
Ｔsampは、サンプリング値がラッチ１３２から出力され
て作られる速度を表す。Ｎ−ビット加算器１４２により
発生された補正されたＮビットサンプリング値１５０
は、上記のように、決定装置１４４により処理される。
グ値１４８に対して、周波数オフセット補正項目１４
０、ΔｆＴsamp、を加えることで、周波数オフセットを
補正する。Δｆは周波数オフセットの評価値であり、受
信機１０２により公知の方法で発生される。好ましく
は、Δｆは、決定装置１４４の入力と出力を用いる公知
のＡＦＣ（自動周波数制御）技術を用いて発生される。
Ｔsampは、サンプリング値がラッチ１３２から出力され
て作られる速度を表す。Ｎ−ビット加算器１４２により
発生された補正されたＮビットサンプリング値１５０
は、上記のように、決定装置１４４により処理される。
【００３７】以上、アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換
器あるいは他の関連するアナログ回路を使用しない、本
発明の全デジタルＩＦ−ベースバンド信号変換器につい
て説明した。そして、本発明によれば、Ａ／Ｄ変換器あ
るいは他の関連するアナログ回路を使用しないので、電
力消費を低減でき、設計処理を能率化でき（デジタル設
計物はアナログ設計物に比べて一般的にはテストが容易
である）、また製造コストを低減することができる（調
整または整合しなければならないアナログ機器がないの
で）。
器あるいは他の関連するアナログ回路を使用しない、本
発明の全デジタルＩＦ−ベースバンド信号変換器につい
て説明した。そして、本発明によれば、Ａ／Ｄ変換器あ
るいは他の関連するアナログ回路を使用しないので、電
力消費を低減でき、設計処理を能率化でき（デジタル設
計物はアナログ設計物に比べて一般的にはテストが容易
である）、また製造コストを低減することができる（調
整または整合しなければならないアナログ機器がないの
で）。
【００３８】本発明の信号変換器は、周波数変調（Ｆ
Ｍ）、多重位相シフトキーイング（ＭＦＳＫ）、多重周
波数シフトキーイング（ＭＰＳＫ）のような、どんな周
波数あるいは位相変調においても動作するものである。
よって、本発明は、多くの通信応用技術によく適合して
使用できる。例えば、本発明の信号変換器は、ＭＰＳＫ
やＭＦＳＫの変形が使用されている、デジタルセルラー
電話およびコードレス電話等に実施して使用できる。こ
の種の可搬式電話は、米国（ＩＳ−５４）、日本（ＪＤ
Ｃ）、欧州（ＧＳＭ）等のデジタルセルラーシステム、
並びにＣＴ−２、ＤＥＣＴ、およびＰＨＰ等のコードレ
ス電話に使用されている。
Ｍ）、多重位相シフトキーイング（ＭＦＳＫ）、多重周
波数シフトキーイング（ＭＰＳＫ）のような、どんな周
波数あるいは位相変調においても動作するものである。
よって、本発明は、多くの通信応用技術によく適合して
使用できる。例えば、本発明の信号変換器は、ＭＰＳＫ
やＭＦＳＫの変形が使用されている、デジタルセルラー
電話およびコードレス電話等に実施して使用できる。こ
の種の可搬式電話は、米国（ＩＳ−５４）、日本（ＪＤ
Ｃ）、欧州（ＧＳＭ）等のデジタルセルラーシステム、
並びにＣＴ−２、ＤＥＣＴ、およびＰＨＰ等のコードレ
ス電話に使用されている。
【００３９】以上、本発明の様々な実施例を説明した
が、これらは例示的なものであり、本発明はこれらに限
定されるものではない。よって、本発明の広さおよび範
囲は、上記した例示的な実施例に限定されるものではな
く、添付した請求の範囲およびその均等の範囲に従って
のみ限定されるものである。
が、これらは例示的なものであり、本発明はこれらに限
定されるものではない。よって、本発明の広さおよび範
囲は、上記した例示的な実施例に限定されるものではな
く、添付した請求の範囲およびその均等の範囲に従って
のみ限定されるものである。
【００４０】
【発明の効果】本発明によれば、アナログ−デジタル変
換器あるいは他の関連したアナログ回路構成を採用しな
い、全デジタルＩＦ−ベースバンド信号変換器を提供す
ることができる。
換器あるいは他の関連したアナログ回路構成を採用しな
い、全デジタルＩＦ−ベースバンド信号変換器を提供す
ることができる。
【図１】本発明の好ましい実施例による通信用の受信機
のブロック図である。
のブロック図である。
【図２】本発明の動作を例示するために使用した信号例
を示した波形図である。
を示した波形図である。
【図３】本発明の実施例による通信用の受信機に使用さ
れるＲＦ／ＩＦダウン変換器のブロック図である。
れるＲＦ／ＩＦダウン変換器のブロック図である。
１０２ 受信機 １０４ アンテナ １０５ ＲＦ信号 １０６ ＲＦ／ＩＦダウン変換器 １０８、１２０、１３８ バンドパスフィルタ １１０ 増幅器 １１２ 混合器 １１６ ＩＦ信号 １１４ 局部発信器 １１８ 信号変換器 １２２ ハードリミッタ増幅器 １２６ ハードリミット化されたＩＦ信号 １３２ Ｎ−ビットラッチ １３６ 基準発振器 １４２ Ｎ−ビット加算器 １４４ 決定装置
Claims (11)
- 【請求項１】 ＩＦ信号に含まれる位相情報を用いてア
ナログＩＦ信号を復号するためのＩＦ−ベースバンド周
波数信号変換器であって、 ＩＦ信号からアナログ方形波を発生させるための第１の
手段と、 局部位相基準信号を発生させるための第２の手段と、 前記第１の手段と前記第２の手段に接続され、特定のサ
ンプリング周期で、前記アナログ方形波の位相と前記局
部位相基準信号との間の位相差を決定するための第３の
手段とを有してなり、前記位相差は前記信号変換器がＩ
Ｆ信号から復号した符号を表すものである、ことを特徴
とする信号変換器。 - 【請求項２】 前記第１の手段が、ハードリミッタ増幅
器であることを特徴とする請求項１記載の信号変換器。 - 【請求項３】 前記第２の手段が、 ＩＦ信号の周波数の関数である周波数を有する刻時基準
信号を発生させるための基準発振器と、 前記基準発信器に接続されて、前記刻時基準信号に応答
してＮ−ビットカウントを増加するためのカウンタとを
含み、前記Ｎ−ビットカウント値がいつでも前記局部位
相基準信号のサンプリング値を表す、ことを特徴とする
請求項１記載の信号変換器。 - 【請求項４】 前記刻時基準信号の前記周波数が、２N
ｆIFに等しく（但し、ｆIFは前記ＩＦ信号の周波数に等
しい）、前記カウンタが前記Ｎ−ビットカウント値を０
から２N −１まで増加させ、前記Ｎ−ビットカウント値
が１／ｆIF毎に零にオーバーフローする、ことを特徴と
する請求項３記載の信号変換器。 - 【請求項５】 前記第３の手段が、 ＩＦ信号を復号するための速度に対応する周波数を持つ
符号速度クロック信号を発生させるための符号速度クロ
ック回路と、 前記第１の手段と前記符号速度クロック回路に接続さ
れ、前記方形波と前記符号速度クロック信号の関数とし
ての同期化時間信号を発生させるための再同期化回路
と、 前記カウンタおよび前記再同期化回路に接続されて、前
記カウンタに保持された前記Ｎ−ビットカウント値を、
前記同期化時間信号により指定されたサンプリング間隔
で、サンプリングするためのラッチとを有し、前記Ｎ−
ビットカウント値のサンプリング値が、各サンプリング
間隔における前記アナログ方形波と前記局部位相基準信
号との間の位相の差を表す、ことを特徴とする請求項３
記載の信号変換器。 - 【請求項６】 前記再同期化回路が、 前記符号速度クロック信号中の特定の信号遷移を検知す
るための第１の検知手段と、 前記符号速度クロック信号中において前記検知された信
号遷移にすぐ続いて、前記方形波信号の特定の信号遷移
を検知するための第２の検知手段と、 前記第１および第２緒検知手段に接続され、前記第１お
よび第２の検知手段による前記検知に応答して前記同期
化信号中の特定の信号遷移を発生させるための手段とを
有し、前記ラッチが、前記同期化時間信号中の各前記特
定の信号遷移に応答して、前記カウンタに保持された前
記Ｎ−ビットカウント値をサンプリングする、ことを特
徴とする請求項５記載の信号変換器。 - 【請求項７】 ＩＦ信号に含まれる位相情報を用いてア
ナログＩＦ信号を復号する方法であって、 （ａ）ＩＦ信号からアナログ方形波を発生させる工程
と、 （ｂ）局部位相基準信号を発生させる工程と、 （ｃ）特定のサンプリング周期で、前記アナログ方形波
の位相と前記局部位相基準信号との間の位相差を決定す
る工程とを有してなり、前記位相差がＩＦ信号から復号
された符号を表すものである、ことを特徴とする方法。 - 【請求項８】 前記工程（ｂ）が、 ＩＦ信号の周波数の関数である周波数を有する刻時基準
信号を発生させる工程と、 前記刻時基準信号に応答してＮ−ビットカウント値を増
加させる工程とを含み、前記Ｎ−ビットカウント値がい
つでも前記局部位相基準信号のサンプリング値を表す、
ことを特徴とする請求項７記載の方法。 - 【請求項９】 前記刻時基準信号の前記周波数が、２N
ｆIFに等しく（但し、ｆIFは前記ＩＦ信号の周波数に等
しい）、前記Ｎ−ビットカウント値が０から２N −１ま
で増加し、前記Ｎ−ビットカウント値が１／ｆIF毎に零
にオーバーフローする、ことを特徴とする請求項８記載
の方法。 - 【請求項１０】 前記（ｃ）の工程が、 （１）ＩＦ信号を復号するための速度に対応する周波数
を持つ符号速度クロック信号を発生させる工程と、 （２）前記方形波と前記符号速度クロック信号の関数と
しての同期化時間信号を発生させる工程と、 （３）前記Ｎ−ビットカウント値を前記同期化時間信号
により指定されたサンプリング間隔でサンプリングする
工程とを含み、前記Ｎ−ビットカウント値のサンプリン
グ値が、各サンプリング間隔における前記アナログ方形
波と前記局部位相基準信号との間の位相の差を表す、こ
とを特徴とする請求項８記載の方法。 - 【請求項１１】 前記工程（１）が、 前記符号速度クロック信号中の特定の信号遷移を検知す
る工程と、 前記符号速度クロック信号中において前記検知された信
号遷移にすぐ続いて、前記方形波信号の特定の信号遷移
を検知する工程と、 前記検知に応答して前記同期化信号中の特定の信号遷移
を発生させる工程とを含み、前記Ｎ−ビットカウント値
が、前記同期化時間信号中の各前記特定の信号遷移に応
答してサンプリングされる、ことを特徴とする請求項１
０記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US158118 | 1993-11-24 | ||
| US08/158,118 US5539776A (en) | 1993-11-24 | 1993-11-24 | All digital if-to-baseband signal converter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07235835A true JPH07235835A (ja) | 1995-09-05 |
Family
ID=22566751
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6288514A Pending JPH07235835A (ja) | 1993-11-24 | 1994-11-24 | 全デジタルｉｆ−ベースバンド信号変換器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5539776A (ja) |
| EP (1) | EP0654895A3 (ja) |
| JP (1) | JPH07235835A (ja) |
| CA (1) | CA2117935A1 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2309345B (en) * | 1995-06-22 | 1998-04-29 | Univ Bristol | Radio receiver |
| DE19523432A1 (de) * | 1995-06-28 | 1997-01-02 | Telefunken Microelectron | Schaltungsanordnung zur Frequenzumsetzung |
| DE10044449A1 (de) * | 2000-09-08 | 2002-04-04 | Infineon Technologies Ag | Empfängerschaltung, insbesondere für den Mobilfunk |
| US7061998B1 (en) | 2002-02-05 | 2006-06-13 | Itt Manufacturing Enterprises, Inc. | Methods and apparatus for downconverting signals from intermediate frequency to baseband |
| US7068740B2 (en) * | 2002-04-29 | 2006-06-27 | Agere Systems Inc. | Processing of modulated signals |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS538445B2 (ja) * | 1973-03-28 | 1978-03-29 | ||
| US5073905A (en) * | 1989-08-22 | 1991-12-17 | Cincinnati Electronics Corporation | Apparatus for and method of synchronizing a local oscillator to a received digital bit stream |
| EP0434355A3 (en) * | 1989-12-18 | 1993-02-24 | Nec Corporation | Differential phase demodulator for psk-modulated signals |
| NO925012L (no) * | 1991-12-27 | 1993-06-28 | Mitsubishi Electric Corp | Demodulator med forsinket deteksjon |
| US5376894A (en) * | 1992-12-31 | 1994-12-27 | Pacific Communication Sciences, Inc. | Phase estimation and synchronization using a PSK demodulator |
-
1993
- 1993-11-24 US US08/158,118 patent/US5539776A/en not_active Expired - Lifetime
-
1994
- 1994-10-12 CA CA002117935A patent/CA2117935A1/en not_active Abandoned
- 1994-11-16 EP EP94308472A patent/EP0654895A3/en not_active Withdrawn
- 1994-11-24 JP JP6288514A patent/JPH07235835A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0654895A3 (en) | 1996-10-09 |
| US5539776A (en) | 1996-07-23 |
| EP0654895A2 (en) | 1995-05-24 |
| CA2117935A1 (en) | 1995-05-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100661214B1 (ko) | 기준 발진기의 고조파 간섭 억제 방법 및 관련 수신기 | |
| JPS59161146A (ja) | 受信機 | |
| WO1990009070A1 (en) | A method of controlling the frequency of a coherent radio receiver and apparatus for carrying out the method | |
| US7449945B2 (en) | Phase demodulator and portable telephone apparatus | |
| JPH07235835A (ja) | 全デジタルｉｆ−ベースバンド信号変換器 | |
| JPH11341091A (ja) | 自動利得制御回路 | |
| US5696792A (en) | Digital radiocommunication terminal | |
| KR100707876B1 (ko) | 다위상 수신기, 집적 수신기, 및 집적 송수신기 | |
| US6026131A (en) | Automatic gain control systems | |
| JP3898839B2 (ja) | 送信機 | |
| CN111683028A (zh) | 一种数字等报幅cw信号解调方法 | |
| US6985541B1 (en) | FM demodulator for a low IF receiver | |
| JPS63200652A (ja) | Ｆｓｋ受信機 | |
| JPH04269041A (ja) | 受信機 | |
| KR100928611B1 (ko) | 신호 복조 방법 및 그 장치 | |
| KR100339585B1 (ko) | 디지털 신호 수신기의 디지털 복조 장치 | |
| US20210297064A1 (en) | Filter that minimizes in-band noise and maximizes detection sensitivity of exponentially-modulated signals | |
| JP3434301B2 (ja) | タイミング抽出方法及びタイミング抽出回路 | |
| JP2504243B2 (ja) | 復調方式 | |
| EP0534180B1 (en) | MSK signal demodulating circuit | |
| US7317768B2 (en) | Demodulator and demodulation method for demodulating received signals | |
| KR0164352B1 (ko) | 데이타 복원회로 | |
| JPH02206263A (ja) | 遅延検波回路 | |
| JPH04267656A (ja) | Ｆｓｋ信号受信回路 | |
| JP2000216838A (ja) | フレ―ム同期検出方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19990324 |