JPS63200652A - Ｆｓｋ受信機 - Google Patents
Ｆｓｋ受信機Info
- Publication number
- JPS63200652A JPS63200652A JP3307587A JP3307587A JPS63200652A JP S63200652 A JPS63200652 A JP S63200652A JP 3307587 A JP3307587 A JP 3307587A JP 3307587 A JP3307587 A JP 3307587A JP S63200652 A JPS63200652 A JP S63200652A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- band
- phase
- frequency
- detection circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 27
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 abstract description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 description 10
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 238000004898 kneading Methods 0.000 description 1
- 210000003127 knee Anatomy 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は２値のディジタル信号で周波数変調されたＦＳ
Ｋ （周波数偏移変調）信号の受信を行なう２ ノ、
−； ＦＳＫ受信機に関するものである。
Ｋ （周波数偏移変調）信号の受信を行なう２ ノ、
−； ＦＳＫ受信機に関するものである。
従来の技術
ＦＳＫ無線受信機の小形化を図るため、従来がら使用さ
れているダブル・スーパーへテロダイン方式が行なわれ
ているが、イメージ信号の抑圧のため、入力側に帯域通
過フィルタが必要なこと、中間周波数帯での帯域通過フ
ィルタが必要なこと、さらにはダブル・スーパーへテロ
ダインのため受信機の局部発振機が２つ必要であること
などにより、小形化には限界がある。そこで最近これら
の問題を解決するため、受信高周波信号を直接ベース・
バンド帯に周波数変換するダイレクト・コンバージョン
方式のものが提案されている。（例えば特開昭５９−１
５８６０６号公報、特開昭５５−１４７０１、号公報）
この方式は、受信高周波信号とほぼ同一の局部発振器に
より受信信号をベース・バンド帯に周波数変換するため
、基本的にはイメージ信号による妨害はないため、フィ
ルタ特性をすべてベース・バンド帯で処理することがで
きる利点がある。
れているダブル・スーパーへテロダイン方式が行なわれ
ているが、イメージ信号の抑圧のため、入力側に帯域通
過フィルタが必要なこと、中間周波数帯での帯域通過フ
ィルタが必要なこと、さらにはダブル・スーパーへテロ
ダインのため受信機の局部発振機が２つ必要であること
などにより、小形化には限界がある。そこで最近これら
の問題を解決するため、受信高周波信号を直接ベース・
バンド帯に周波数変換するダイレクト・コンバージョン
方式のものが提案されている。（例えば特開昭５９−１
５８６０６号公報、特開昭５５−１４７０１、号公報）
この方式は、受信高周波信号とほぼ同一の局部発振器に
より受信信号をベース・バンド帯に周波数変換するため
、基本的にはイメージ信号による妨害はないため、フィ
ルタ特性をすべてベース・バンド帯で処理することがで
きる利点がある。
３１・−７
発明が解決しようとする問題点
しかし上記方式はダブル・スーパーヘテロゲイン方式と
異なり、ディスクリミネータによるＦＭ検波が不可能な
ため、ベース・バンド帯のフィルタの帯域幅は、ダブル
・スーパーヘテロダイン方式でディスクリミネータをＦ
Ｍ検波に用いる方式におけるベース・バンド帯のフィル
タの帯域幅に比較して広くしなげればならない。このた
めデータ復調器の入力において等価雑音帯域幅が広くな
り、受信機の感度レベル、すなわちビット誤り率が１０
−２になる受信入力レベルが、従来のダブル・スー バ
ーヘテロダイン方式に比較して低下するという欠点があ
る。
異なり、ディスクリミネータによるＦＭ検波が不可能な
ため、ベース・バンド帯のフィルタの帯域幅は、ダブル
・スーパーヘテロダイン方式でディスクリミネータをＦ
Ｍ検波に用いる方式におけるベース・バンド帯のフィル
タの帯域幅に比較して広くしなげればならない。このた
めデータ復調器の入力において等価雑音帯域幅が広くな
り、受信機の感度レベル、すなわちビット誤り率が１０
−２になる受信入力レベルが、従来のダブル・スー バ
ーヘテロダイン方式に比較して低下するという欠点があ
る。
本発明は上記従来技術に鑑み、小形、ＩＣ化に適し、さ
らに受信感度を良好ＫｊるＦｓＫ受信機を提供するもの
である。
らに受信感度を良好ＫｊるＦｓＫ受信機を提供するもの
である。
問題点を解決するための手段
本発明は受信ＦＳＫ信号のキャリア周波数とほぼ同一の
周波数で発振する局部発振器により前記受信ＦＳＫ信号
を直交検波する直交検波回路と、前記直交検波回路の第
１、第２の検波出力を前記受信ＦＳＫ信号の最大周波数
偏移の周波数を中心とするベース・バンド帯で帯域通過
させる第１、第２のフィルタと、前記第１、第２のフィ
ルタの出力を増幅し、位相検波する位相検波回路と、前
記位相検波回路の出力の正、負のパルス数をビット同期
クロックの１サイクル間ｒ比較し、パルス数が多いほう
を受信データ出力と識別する識別回路とを設けたもので
ある。
周波数で発振する局部発振器により前記受信ＦＳＫ信号
を直交検波する直交検波回路と、前記直交検波回路の第
１、第２の検波出力を前記受信ＦＳＫ信号の最大周波数
偏移の周波数を中心とするベース・バンド帯で帯域通過
させる第１、第２のフィルタと、前記第１、第２のフィ
ルタの出力を増幅し、位相検波する位相検波回路と、前
記位相検波回路の出力の正、負のパルス数をビット同期
クロックの１サイクル間ｒ比較し、パルス数が多いほう
を受信データ出力と識別する識別回路とを設けたもので
ある。
作 用
本発明は上記構成により、直交検波回路のベース・バン
ド帯域制限を最大周波数偏移ｆｄ（Ｈｚ）を中心周波数
とする帯域通過フィルタにより行なうことで、雑音帯域
を小さくするとともに、位相検波回路の出力のパルス数
を比較することにより受信の感度向上を計るものである
。
ド帯域制限を最大周波数偏移ｆｄ（Ｈｚ）を中心周波数
とする帯域通過フィルタにより行なうことで、雑音帯域
を小さくするとともに、位相検波回路の出力のパルス数
を比較することにより受信の感度向上を計るものである
。
実施例
以下本発明の一実施例について、図面を用いて説明する
。
。
第１図は本発明の一実施例におけるＦＳＫ受信５・−
機のブロック結線図である。
第１図において、２は入力端子１を介して入力さねたＦ
ＳＫ信号の増幅を行な５ＲＦ増幅器、５は受信希望ＦＳ
Ｋ信号のキャリア周波数にほぼ等しい周波数で発振する
局部発振器、６は局部発振器５の出力の位相を９０°ず
らす９０°位相器、３はＲＦ増幅器２の出力を局部発振
器５の出力で周波数変換する混合器（周波数変換器ある
いは位相検波器）、４はＲＦ増幅器２の出力を９０°位
相器６の出力で周波数変換する混合器、７及び８は混合
器３あるいは４の出力信号の内の周波数ｆｄ（Ｈｚ）近
傍の周波数信号を通過させる帯域通過フィルタ、９．１
０はそれぞれ帯域通過フィルタ７．８の出力信号を増幅
する増幅器、１１は増幅器９と増幅器１０から送出され
る出力信号の位相検波を行なうディジタル形の位相検波
器、１３．１４はビット同期回路１２からのビット同期
クロックに基ずきそねぞれ位相検波器１１の正あるいは
負のパルス数をカウントするパルス・カウンタ、１５は
パルス・カウンタ１３及び１４の出力から受信データを
識別する判定器、１６は出力端子である。
ＳＫ信号の増幅を行な５ＲＦ増幅器、５は受信希望ＦＳ
Ｋ信号のキャリア周波数にほぼ等しい周波数で発振する
局部発振器、６は局部発振器５の出力の位相を９０°ず
らす９０°位相器、３はＲＦ増幅器２の出力を局部発振
器５の出力で周波数変換する混合器（周波数変換器ある
いは位相検波器）、４はＲＦ増幅器２の出力を９０°位
相器６の出力で周波数変換する混合器、７及び８は混合
器３あるいは４の出力信号の内の周波数ｆｄ（Ｈｚ）近
傍の周波数信号を通過させる帯域通過フィルタ、９．１
０はそれぞれ帯域通過フィルタ７．８の出力信号を増幅
する増幅器、１１は増幅器９と増幅器１０から送出され
る出力信号の位相検波を行なうディジタル形の位相検波
器、１３．１４はビット同期回路１２からのビット同期
クロックに基ずきそねぞれ位相検波器１１の正あるいは
負のパルス数をカウントするパルス・カウンタ、１５は
パルス・カウンタ１３及び１４の出力から受信データを
識別する判定器、１６は出力端子である。
上記構成において、以下その動作を説明する。
まず２値のディジタル・データで周波数変調されたＦＳ
Ｋ信号は、入力端子１を通じて、高周波帯のＲＦ増幅器
２で増幅された後混合器３．４、及び局部発振器５及び
９０°位相器６で構成される直交検波器により、ベース
・バンド復調される。
Ｋ信号は、入力端子１を通じて、高周波帯のＲＦ増幅器
２で増幅された後混合器３．４、及び局部発振器５及び
９０°位相器６で構成される直交検波器により、ベース
・バンド復調される。
次に直交検波されたベース・バンド帯の信号は、ＦＳＫ
信号の最大周波数偏移をｆｄ（Ｈ２）とすると、同相成
分としてｃｏｓ（２πｆｄ−ｄｈ）となり、直交成分と
して５ｉｎ（２πｆｄ＊ｄｈ）となる。（ここで、ｄｈ
は送信データであり、「＋１」あるいは「−１」をとる
。）ベージング・システムなどにおいては、通常、送信
データのビットレート周波数は、最大周波数偏移周波数
ｆｄより小さい。このため上述の直交検波器のベース・
バンド帯出力の周波数はほぼｆｄ（Ｈｚ）となり、直交
成分の出力はこねをデータで２相位相変調したものと等
化となる。
信号の最大周波数偏移をｆｄ（Ｈ２）とすると、同相成
分としてｃｏｓ（２πｆｄ−ｄｈ）となり、直交成分と
して５ｉｎ（２πｆｄ＊ｄｈ）となる。（ここで、ｄｈ
は送信データであり、「＋１」あるいは「−１」をとる
。）ベージング・システムなどにおいては、通常、送信
データのビットレート周波数は、最大周波数偏移周波数
ｆｄより小さい。このため上述の直交検波器のベース・
バンド帯出力の周波数はほぼｆｄ（Ｈｚ）となり、直交
成分の出力はこねをデータで２相位相変調したものと等
化となる。
このため、中心周波数ｆｄ（Ｈｚ）のベース−バンド帯
の帯域通過フィルタ７．８により帯域通過しても、符号
量干渉等による劣化はない。また帯域通過フィルタ６．
７とすることにより等価雑音帯域巾を小さく′１−るこ
とか可能となる。
の帯域通過フィルタ７．８により帯域通過しても、符号
量干渉等による劣化はない。また帯域通過フィルタ６．
７とすることにより等価雑音帯域巾を小さく′１−るこ
とか可能となる。
さて、ベース・バンド帯の帯域フィルタ７．８のそねぞ
れの出力は、ベース・バンド帯の増幅器９．１０により
充分増幅された後、ディジタル形の位相検波器１１ＶＣ
より、局部発振器５と同相の検波出力を基準として、局
部発振器５と直交の検波出力が位相比較される。
れの出力は、ベース・バンド帯の増幅器９．１０により
充分増幅された後、ディジタル形の位相検波器１１ＶＣ
より、局部発振器５と同相の検波出力を基準として、局
部発振器５と直交の検波出力が位相比較される。
第２図は、受信信号のＣ／Ｎ比が小さい時の直交検波し
た各出力をベース・バンド帯域通過し、増幅し振幅制限
した波形■、Ｑとこれらをもとに位相検波した出力Ｐを
示している。
た各出力をベース・バンド帯域通過し、増幅し振幅制限
した波形■、Ｑとこれらをもとに位相検波した出力Ｐを
示している。
第２図において、ｄｈ、ｄｈ＋１は送信データ系列を示
し、図中ではｄｈ ＝ １、ｄｈニー１の場合を示して
℃する。
し、図中ではｄｈ ＝ １、ｄｈニー１の場合を示して
℃する。
第２図において、■、Ｑの振幅制限されたパルスのパル
ス巾が変動しているのは、ベースｅバンド帯の帯域通過
フィルタ９．１０により帯域制限された雑音により変化
しているものである。Ｑの出力を、信号■を基準として
位相検波器１１でディジタル位相検出すると、第２図（
Ｃ１のＰて示すよつＶＣ１少し遅ねをもってほぼ１／ｆ
ｄのパルス幅を持つパルスが発生する。雑音のため、同
図に見られるように、送信データｄｈ＝１の場合でも位
相検出器１１の出力は、すべて「１」とはならない。
ス巾が変動しているのは、ベースｅバンド帯の帯域通過
フィルタ９．１０により帯域制限された雑音により変化
しているものである。Ｑの出力を、信号■を基準として
位相検波器１１でディジタル位相検出すると、第２図（
Ｃ１のＰて示すよつＶＣ１少し遅ねをもってほぼ１／ｆ
ｄのパルス幅を持つパルスが発生する。雑音のため、同
図に見られるように、送信データｄｈ＝１の場合でも位
相検出器１１の出力は、すべて「１」とはならない。
次にパルス・カウンター１３ではビット同期回路１２を
もとに、ビット同期クロックの一サイクルの間の位相検
波器１１の出力の正のパルスの数をカウントする。一方
、パルス・カウンター１４ではビット同期回路１２をも
とに、ビット同期クロックの一サイクルの間の位相検波
器１１の出力の負のパルスの数をカウントする。
もとに、ビット同期クロックの一サイクルの間の位相検
波器１１の出力の正のパルスの数をカウントする。一方
、パルス・カウンター１４ではビット同期回路１２をも
とに、ビット同期クロックの一サイクルの間の位相検波
器１１の出力の負のパルスの数をカウントする。
そしてパルス・カウンター１３．１４の出力は、判定器
１５により受信データが識別される。この判定器１５の
識別方法は、正のパルス数が負のパルス数より多い場合
には受信データｒｌＪと識別し、正のパルス数が負のパ
ルス数より少ない場合には受信データは「−１」と識別
するものである。
１５により受信データが識別される。この判定器１５の
識別方法は、正のパルス数が負のパルス数より多い場合
には受信データｒｌＪと識別し、正のパルス数が負のパ
ルス数より少ない場合には受信データは「−１」と識別
するものである。
この識別により、出力端子６には受信データが出力され
る。
る。
以上本実施例によれば、混合器３．４、局部発振器５、
及び９０°位相器６で構成される直交検波器のベース・
バンド帯域制限を最大周波数偏移ｆｄ、 （Ｈｚ）を中
心周波数とする帯域通過フィルタ７．８により行なうこ
とで、雑音帯域を小さくするとともに、位相検波器１１
の出力のパルス数を比較することにより受信の感度向上
を計るものである。
及び９０°位相器６で構成される直交検波器のベース・
バンド帯域制限を最大周波数偏移ｆｄ、 （Ｈｚ）を中
心周波数とする帯域通過フィルタ７．８により行なうこ
とで、雑音帯域を小さくするとともに、位相検波器１１
の出力のパルス数を比較することにより受信の感度向上
を計るものである。
発明の効果
本発明は以上説明したように、直交検波回路のベース・
バンド帯域制限を最大周波数偏移ｆｄ（Ｈｚ）を中心周
波数とする帯域通過のフィルタにより行なうことで、雑
音帯域を小さくするとともに、位相検波回路の出力のパ
ルス数を比較ｊることにより受信の感度向上を計ること
ができる。また従来のスーパーへテロダイン方式に比較
して、小形化、ＩＣ化に適しており、その効果は太きい
。
バンド帯域制限を最大周波数偏移ｆｄ（Ｈｚ）を中心周
波数とする帯域通過のフィルタにより行なうことで、雑
音帯域を小さくするとともに、位相検波回路の出力のパ
ルス数を比較ｊることにより受信の感度向上を計ること
ができる。また従来のスーパーへテロダイン方式に比較
して、小形化、ＩＣ化に適しており、その効果は太きい
。
第１図は本発明の一実施例におけるＦＳＫ受信機のブロ
ック結線図、第２図は同ＦＳＫ受信機の各部波形図であ
る。 １・・・入力端子、２・・・ＲＦ増幅器、３．４・・・
混合器、訃・・局部発振器、６・・・９０°位相器、７
．８・・・帯域通過フィルタ、９．１０・・・増幅器、
１１・・・位相検出器、１２・・・ビット同期回路、１
３．１４・・・パルス・カウンタ、１５・・・識別判定
器、１６・・・出力端子。
ック結線図、第２図は同ＦＳＫ受信機の各部波形図であ
る。 １・・・入力端子、２・・・ＲＦ増幅器、３．４・・・
混合器、訃・・局部発振器、６・・・９０°位相器、７
．８・・・帯域通過フィルタ、９．１０・・・増幅器、
１１・・・位相検出器、１２・・・ビット同期回路、１
３．１４・・・パルス・カウンタ、１５・・・識別判定
器、１６・・・出力端子。
Claims (1)
- 受信ＦＳＫ信号のキャリア周波数とほぼ同一の周波数で
発振する局部発振器により前記受信ＦＳＫ信号を直交検
波する直交検波回路と、前記直交検波回路の第１、第２
の検波出力を前記受信ＦＳＫ信号の最大周波数偏移の周
波数を中心とするベース・バンド帯で帯域通過させる第
１、第２のフィルタと、前記第１、第２のフィルタの出
力を増幅し、位相検波する位相検波回路と、前記位相検
波回路の出力の正、負のパルス数をビット同期クロック
の１サイクル間に比較し、パルス数が多いほうを受信デ
ータ出力と識別する識別回路とを具備するＦＳＫ受信機
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3307587A JPS63200652A (ja) | 1987-02-16 | 1987-02-16 | Ｆｓｋ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3307587A JPS63200652A (ja) | 1987-02-16 | 1987-02-16 | Ｆｓｋ受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63200652A true JPS63200652A (ja) | 1988-08-18 |
Family
ID=12376597
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3307587A Pending JPS63200652A (ja) | 1987-02-16 | 1987-02-16 | Ｆｓｋ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63200652A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0258948A (ja) * | 1988-08-24 | 1990-02-28 | Fujitsu Ltd | 零１ｆ受信機 |
| JPH04310037A (ja) * | 1991-04-09 | 1992-11-02 | Nec Corp | Ｆｓｋ受信機 |
| JPH05236037A (ja) * | 1992-02-24 | 1993-09-10 | Nec Corp | Ｍｓｋクロック抽出回路 |
| US5789991A (en) * | 1995-12-27 | 1998-08-04 | Nippon Steel Corporation | FSK modulating and demodulating apparatus wherein each binary data is represented by same number of cycles of modulated signal |
| US5974096A (en) * | 1996-09-12 | 1999-10-26 | Pacific Communications Research Corporation | Digital quadrature detection circuit |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6028352A (ja) * | 1983-07-27 | 1985-02-13 | Toshiba Corp | 符号識別器 |
-
1987
- 1987-02-16 JP JP3307587A patent/JPS63200652A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6028352A (ja) * | 1983-07-27 | 1985-02-13 | Toshiba Corp | 符号識別器 |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0258948A (ja) * | 1988-08-24 | 1990-02-28 | Fujitsu Ltd | 零１ｆ受信機 |
| JPH04310037A (ja) * | 1991-04-09 | 1992-11-02 | Nec Corp | Ｆｓｋ受信機 |
| JPH05236037A (ja) * | 1992-02-24 | 1993-09-10 | Nec Corp | Ｍｓｋクロック抽出回路 |
| US5789991A (en) * | 1995-12-27 | 1998-08-04 | Nippon Steel Corporation | FSK modulating and demodulating apparatus wherein each binary data is represented by same number of cycles of modulated signal |
| US5974096A (en) * | 1996-09-12 | 1999-10-26 | Pacific Communications Research Corporation | Digital quadrature detection circuit |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7088763B2 (en) | Digital demodulation | |
| US6195400B1 (en) | Two-mode demodulating apparatus | |
| JPS61171207A (ja) | 受信機 | |
| JP2861631B2 (ja) | Ｆｓｋ受信機 | |
| US5081650A (en) | Data receiver | |
| JPS63200652A (ja) | Ｆｓｋ受信機 | |
| JP4717309B2 (ja) | 多相受信機における改良、又は多相受信機に関する改良 | |
| US6985541B1 (en) | FM demodulator for a low IF receiver | |
| EP0508401A2 (en) | Direct-conversion FSK receiver with orthogonal demodulation | |
| JPH06268694A (ja) | 直接変換受信機用ｆｓｋ復調器 | |
| JP2004297137A (ja) | 受信装置 | |
| US5539776A (en) | All digital if-to-baseband signal converter | |
| KR20030027956A (ko) | 무선 송수신 장치 | |
| JP3178277B2 (ja) | 直接変換受信機 | |
| JP2006148627A (ja) | 周波数変調信号の復調器、および周波数変調信号の復調方法 | |
| JPH04269041A (ja) | 受信機 | |
| EP1236271B1 (en) | Fm demodulator using monostables | |
| US7317768B2 (en) | Demodulator and demodulation method for demodulating received signals | |
| EP0098665A2 (en) | Data demodulator for a direct frequency modulated signal | |
| EP1150436B1 (en) | Method and arrangement for receiving a frequency modulated signal | |
| JPH0591151A (ja) | Ｆｓｋデータ受信機 | |
| JP2551261B2 (ja) | スペクトル拡散無線伝送における受信回路 | |
| KR0164352B1 (ko) | 데이타 복원회로 | |
| JPH04267656A (ja) | Ｆｓｋ信号受信回路 | |
| JPH07107127A (ja) | Ｆｓｋ復調器 |