JP2861631B2 - Ｆｓｋ受信機 - Google Patents
Ｆｓｋ受信機Info
- Publication number
- JP2861631B2 JP2861631B2 JP4140954A JP14095492A JP2861631B2 JP 2861631 B2 JP2861631 B2 JP 2861631B2 JP 4140954 A JP4140954 A JP 4140954A JP 14095492 A JP14095492 A JP 14095492A JP 2861631 B2 JP2861631 B2 JP 2861631B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- circuit
- fsk receiver
- mixer
- control means
- Prior art date
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
- H04L27/152—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements
- H04L27/1525—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements using quadrature demodulation
Description
【０００１】
【技術分野】本発明はＦＳＫ（Frequency Shift Keyin
g）受信機に関し、特に２値ディジタル信号によりＦＳ
Ｋ変調方式で周波数変調された変調波を直交検波方式に
より受信するＦＳＫ受信機に関する。
g）受信機に関し、特に２値ディジタル信号によりＦＳ
Ｋ変調方式で周波数変調された変調波を直交検波方式に
より受信するＦＳＫ受信機に関する。
【０００２】
【従来技術】近年、集積回路技術の進歩によって受信機
の小型化が進んでいるが、無線通信分野においては、回
路の基本方式が同じであるために、集積化が不可能かあ
るいは集積化が困難な素子の存在により、小型化の限界
に近づいているのが現状である。例えば、スーパヘテロ
ダイン受信機においては、高周波フィルタや中間周波フ
ィルタ等が大きな面積を占めことになる。
の小型化が進んでいるが、無線通信分野においては、回
路の基本方式が同じであるために、集積化が不可能かあ
るいは集積化が困難な素子の存在により、小型化の限界
に近づいているのが現状である。例えば、スーパヘテロ
ダイン受信機においては、高周波フィルタや中間周波フ
ィルタ等が大きな面積を占めことになる。
【０００３】そこで、回路の基本方式を全く変えて、こ
れ等占有面積が大きな高周波フィルタや中間周波フィル
タ等を用いない様な回路方式が提案されてきている。Ｆ
ＳＫ受信機における直交検波受信方式がその例にあげら
れる。この直交検波受信方式は回線周波数と局部発振周
波数とを等しくしてミキサによって受信周波数と局部発
振周波数とのビート成分を生成し、ローパスフィルタに
よりベースバンド信号のみ抽出し、このビート成分をリ
ミッタにより振幅制限した後、復調処理を行う方式であ
る。
れ等占有面積が大きな高周波フィルタや中間周波フィル
タ等を用いない様な回路方式が提案されてきている。Ｆ
ＳＫ受信機における直交検波受信方式がその例にあげら
れる。この直交検波受信方式は回線周波数と局部発振周
波数とを等しくしてミキサによって受信周波数と局部発
振周波数とのビート成分を生成し、ローパスフィルタに
よりベースバンド信号のみ抽出し、このビート成分をリ
ミッタにより振幅制限した後、復調処理を行う方式であ
る。
【０００４】この様に、直交検波受信方式では、回線周
波数と局部発振周波数とが一致しているので、中間周波
数は零となってイメージ周波数も存在しない点が特徴と
なっている。このことは、高周波増幅器及び中間周波増
幅器においてイメージ周波数を減衰させるための選択性
の良好なフィルタを全く必要としないということを意味
し、よって直交検波受信方式を用いたＦＳＫ受信機はそ
れだけ小型軽量化となるのである。
波数と局部発振周波数とが一致しているので、中間周波
数は零となってイメージ周波数も存在しない点が特徴と
なっている。このことは、高周波増幅器及び中間周波増
幅器においてイメージ周波数を減衰させるための選択性
の良好なフィルタを全く必要としないということを意味
し、よって直交検波受信方式を用いたＦＳＫ受信機はそ
れだけ小型軽量化となるのである。
【０００５】また、隣接チャンネル妨害波を減衰させる
ためのチャネルフィルタについては、中間周波数が零で
あることから低周波のアクティブフィルタで構成するこ
とができ、よってまた集積回路の実現にとっては有利と
なるのである。
ためのチャネルフィルタについては、中間周波数が零で
あることから低周波のアクティブフィルタで構成するこ
とができ、よってまた集積回路の実現にとっては有利と
なるのである。
【０００６】この様に、直交検波受信方式を採用するこ
とで、高周波フィルタや中間周波フィルタ等が不要とな
るので、ＦＳＫ受信機の小型軽量化が可能となってい
る。しかしながら、従来の直交検波受信方式では、互い
に直交するベースバンド信号を用いているので、ミキサ
回路をシングルバランス型の回路構成とする必要があ
る。
とで、高周波フィルタや中間周波フィルタ等が不要とな
るので、ＦＳＫ受信機の小型軽量化が可能となってい
る。しかしながら、従来の直交検波受信方式では、互い
に直交するベースバンド信号を用いているので、ミキサ
回路をシングルバランス型の回路構成とする必要があ
る。
【０００７】このシングルバランス型の回路は、電界強
度が大になると飽和動作し易く、特に使用電源電圧が低
い場合には、この飽和動作は顕著になる。飽和動作が生
じれば、相互変調が起り易くなって回路特性が劣化して
しまう。特に、最近の通信市場の活性化により、電波の
使用頻度が大となり、場所によっては電界強度が大とな
って、結果的に相互変調が起り易くなっている。
度が大になると飽和動作し易く、特に使用電源電圧が低
い場合には、この飽和動作は顕著になる。飽和動作が生
じれば、相互変調が起り易くなって回路特性が劣化して
しまう。特に、最近の通信市場の活性化により、電波の
使用頻度が大となり、場所によっては電界強度が大とな
って、結果的に相互変調が起り易くなっている。
【０００８】
【発明の目的】本発明の目的は、電界強度が大になって
もシングルバランス型ミキサ回路の飽和動作を防止して
相互堅調特性を向上可能としたＦＳＫ受信機を提供する
ことである。
もシングルバランス型ミキサ回路の飽和動作を防止して
相互堅調特性を向上可能としたＦＳＫ受信機を提供する
ことである。
【０００９】
【発明の構成】本発明によれば、２値ディジタル信号に
より周波数変調された変調波を受信するＦＳＫ受信機で
あって、前記変調波を増幅する増幅手段と、前記増幅手
段の増幅出力をベースバンド信号に変換すべく前記増幅
出力と局部発振周波数とを混合するミキサ手段と、前記
ミキサ手段の電源電流を検出する電流検出手段と、この
検出電流値に応じて前記増幅手段の利得を制御する制御
手段とを含むことを特徴とするＦＳＫ受信機が得られ
る。
より周波数変調された変調波を受信するＦＳＫ受信機で
あって、前記変調波を増幅する増幅手段と、前記増幅手
段の増幅出力をベースバンド信号に変換すべく前記増幅
出力と局部発振周波数とを混合するミキサ手段と、前記
ミキサ手段の電源電流を検出する電流検出手段と、この
検出電流値に応じて前記増幅手段の利得を制御する制御
手段とを含むことを特徴とするＦＳＫ受信機が得られ
る。
【００１０】
【実施例】以下、図面を用いて本発明の実施例につき説
明する。
明する。
【００１１】図１は本発明の実施例のブロック図であ
る。マークあるいはスペースの２値ディジタル信号によ
り周波数変調された受信波は、高周波増幅器１にて増幅
され、２分割されてミキサ回路２，３へ夫々入力され
る。各ミキサ回路２，３の他方の入力は、局部発振回路
４からの局部発振周波数が９０°移相器５によって＋４
５°，−４５°づつ夫々移相された周波数信号である。
る。マークあるいはスペースの２値ディジタル信号によ
り周波数変調された受信波は、高周波増幅器１にて増幅
され、２分割されてミキサ回路２，３へ夫々入力され
る。各ミキサ回路２，３の他方の入力は、局部発振回路
４からの局部発振周波数が９０°移相器５によって＋４
５°，−４５°づつ夫々移相された周波数信号である。
【００１２】こうすることにより、各ミキサ回路２，３
から互いに９０°位相がずれたベースバンド信号が得ら
れる。この場合、前述した如く回線周波数と局部発振周
波数とは同一であるので、ベースバンド信号はビート周
波数を有することになる。ローパスフィルタ６，７はこ
れ等ベースバンド信号成分のみを抽出し、また雑音帯域
の制限を行う。
から互いに９０°位相がずれたベースバンド信号が得ら
れる。この場合、前述した如く回線周波数と局部発振周
波数とは同一であるので、ベースバンド信号はビート周
波数を有することになる。ローパスフィルタ６，７はこ
れ等ベースバンド信号成分のみを抽出し、また雑音帯域
の制限を行う。
【００１３】これ等抽出されたベースバンド信号はリミ
ッタ回路８，９へ夫々入力され、２値化されたＩ信号
（Inphase 信号成分）とＱ信号（Quadrant信号成分）と
が得られる。これ等Ｉ信号、Ｑ信号はＤタイプフリップ
フロップからなる復調器１０へ入力されて復調される。
ッタ回路８，９へ夫々入力され、２値化されたＩ信号
（Inphase 信号成分）とＱ信号（Quadrant信号成分）と
が得られる。これ等Ｉ信号、Ｑ信号はＤタイプフリップ
フロップからなる復調器１０へ入力されて復調される。
【００１４】この復調器１０のＤタイプフリップフロッ
プのデータ入力ＤにＱ信号を、クロック入力ＣＬにＩ信
号を入力し、Ｉ信号の立上りによりＱ信号を取込む様に
すれば、図２に示す様な復調出力Ｌがフリップフロップ
のＱ出力に得られる。この復調出力は雑音除去のための
ローパスフィルタ１１を介してコンパレータ１２へ入力
されて２値化され、２値ディジタル信号として導出され
る。
プのデータ入力ＤにＱ信号を、クロック入力ＣＬにＩ信
号を入力し、Ｉ信号の立上りによりＱ信号を取込む様に
すれば、図２に示す様な復調出力Ｌがフリップフロップ
のＱ出力に得られる。この復調出力は雑音除去のための
ローパスフィルタ１１を介してコンパレータ１２へ入力
されて２値化され、２値ディジタル信号として導出され
る。
【００１５】以上の構成は周知のものであるが、本発明
では、ミキサ回路の相互変調特性を良好とすべく、飽和
防止を行うために、ＡＧＣ回路１３を付加している。こ
のＡＧＣ回路１３はミキサ回路２に流れる電流を検出し
て、この検出電流に応じて高周波増幅器１の利得を制御
するものである。
では、ミキサ回路の相互変調特性を良好とすべく、飽和
防止を行うために、ＡＧＣ回路１３を付加している。こ
のＡＧＣ回路１３はミキサ回路２に流れる電流を検出し
て、この検出電流に応じて高周波増幅器１の利得を制御
するものである。
【００１６】図３は本発明の実施例におけるミキサ回路
２とＡＧＣ回路１３との具体例を示す図である。ミキサ
回路２はシングルバランス型の回路であり、エミッタ結
合された差動トランジスタＱ1 ，Ｑ2 と、電流源トラン
ジスタＱ3 と、抵抗Ｒ1 〜Ｒ4 とからなる。トランジス
タＱ3 のベースにＲＦ（高周波）信号が印加され、トラ
ンジスタＱ1 のベースに局部発振信号が印加され、トラ
ンジスタＱ2 のコレクタからビート成分が導出される。
２とＡＧＣ回路１３との具体例を示す図である。ミキサ
回路２はシングルバランス型の回路であり、エミッタ結
合された差動トランジスタＱ1 ，Ｑ2 と、電流源トラン
ジスタＱ3 と、抵抗Ｒ1 〜Ｒ4 とからなる。トランジス
タＱ3 のベースにＲＦ（高周波）信号が印加され、トラ
ンジスタＱ1 のベースに局部発振信号が印加され、トラ
ンジスタＱ2 のコレクタからビート成分が導出される。
【００１７】ＡＧＣ回路１３は、ミキサ回路２の電源11
3 の供給ラインに直列に挿入された抵抗112 と、この抵
抗112 の両端電圧を差動入力とする差動アンプ111 とか
らなる。
3 の供給ラインに直列に挿入された抵抗112 と、この抵
抗112 の両端電圧を差動入力とする差動アンプ111 とか
らなる。
【００１８】強電界エリアにて受信動作がなされると、
大振幅ＲＦ信号によりミキサ回路２は飽和動作となる。
そのために、ミキサ回路２の平均電流（電源電流）が増
加するので、これを抵抗112 により検出してその両端電
圧に変換する。こうして差動アンプ111 からＡＧＣ電圧
がミキサ回路２の平均電流に応じて生成されることにな
る。
大振幅ＲＦ信号によりミキサ回路２は飽和動作となる。
そのために、ミキサ回路２の平均電流（電源電流）が増
加するので、これを抵抗112 により検出してその両端電
圧に変換する。こうして差動アンプ111 からＡＧＣ電圧
がミキサ回路２の平均電流に応じて生成されることにな
る。
【００１９】尚、ＡＧＣ回路１３を差動アンプ111 によ
り構成して、ミキサ回路２の動作平均電流の値に比例し
てＡＧＣ電圧を生成するようにしているが、差動アンプ
の代りにコンパレータにより構成して、ミキサ回路の動
作平均電流の値が予め定められた値よりも大となったと
きに初めてＡＧＣ電圧を生成する様にしても良い。
り構成して、ミキサ回路２の動作平均電流の値に比例し
てＡＧＣ電圧を生成するようにしているが、差動アンプ
の代りにコンパレータにより構成して、ミキサ回路の動
作平均電流の値が予め定められた値よりも大となったと
きに初めてＡＧＣ電圧を生成する様にしても良い。
【００２０】図４はＡＧＣ回路の他の例を示す図であ
り、図３と同等部分は同一符号により示されている。ミ
キサ回路２が飽和すると回路電流が増加するので、ミキ
サ回路の出力端子（トランジスタＱ2 のコレクタ端子）
のバイアス電圧が低下する。よって、本例ではこのバイ
アス電圧の変化をコンパレータ111 で検出し、ＡＧＣ電
圧を生成する。
り、図３と同等部分は同一符号により示されている。ミ
キサ回路２が飽和すると回路電流が増加するので、ミキ
サ回路の出力端子（トランジスタＱ2 のコレクタ端子）
のバイアス電圧が低下する。よって、本例ではこのバイ
アス電圧の変化をコンパレータ111 で検出し、ＡＧＣ電
圧を生成する。
【００２１】具体的には、ミキサ回路出力電圧を抵抗Ｒ
7 ，コンデンサＣ2 により積分して平均値を得てコンパ
レータ111 の一入力とする。他入力である基準電圧に
は、抵抗Ｒ5 による電源電圧のドロップ電圧を用いてい
る。この抵抗Ｒ5 は抵抗Ｒ2 と同一の抵抗値とし、この
抵抗Ｒ5 に、無信号時にトランジスタＱ2 のコレクタに
流れる電流と等しい電流を流すようにする。
7 ，コンデンサＣ2 により積分して平均値を得てコンパ
レータ111 の一入力とする。他入力である基準電圧に
は、抵抗Ｒ5 による電源電圧のドロップ電圧を用いてい
る。この抵抗Ｒ5 は抵抗Ｒ2 と同一の抵抗値とし、この
抵抗Ｒ5 に、無信号時にトランジスタＱ2 のコレクタに
流れる電流と等しい電流を流すようにする。
【００２２】そのために、電流源トランジスタＱ3 の電
流に対して１／２の電流が流れるトランジスタＱ4 を設
け、この電流を抵抗Ｒ5 へ供給して無信号時の電流値と
等しく設定することにより、コンパレータ111 の基準電
圧を生成している。
流に対して１／２の電流が流れるトランジスタＱ4 を設
け、この電流を抵抗Ｒ5 へ供給して無信号時の電流値と
等しく設定することにより、コンパレータ111 の基準電
圧を生成している。
【００２３】尚、抵抗Ｒ6 とコンデンサＣ1 とは電流源
トランジスタＱ4 の電流に高周波信号が混入しないよう
にするための積分回路である。
トランジスタＱ4 の電流に高周波信号が混入しないよう
にするための積分回路である。
【００２４】本実施例でも、コンパレータ111 の代りに
差動アンプを用いて差動入力の差に応じたＡＧＣ電圧を
発生するよう構成しても良い。
差動アンプを用いて差動入力の差に応じたＡＧＣ電圧を
発生するよう構成しても良い。
【００２５】図３，４にて示したＡＧＣ電圧を用いた高
周波増幅器１のＡＧＣ動作について説明する。図５を参
照すると、高周波増幅器１はエミッタ接地型トランジス
タＱ6 と、ベース接地型トランジスタＱ7 と、ＬＣタン
ク回路からなり、このＬＣタンク回路によりＲＦ信号が
選択的に出力される。回路電源ＶccがトランジスタＱ7
のベース抵抗Ｒ9 ，Ｒ10を介して供給されている。尚、
コンデンサＣ3 はノイズ除去用コンデンサである。
周波増幅器１のＡＧＣ動作について説明する。図５を参
照すると、高周波増幅器１はエミッタ接地型トランジス
タＱ6 と、ベース接地型トランジスタＱ7 と、ＬＣタン
ク回路からなり、このＬＣタンク回路によりＲＦ信号が
選択的に出力される。回路電源ＶccがトランジスタＱ7
のベース抵抗Ｒ9 ，Ｒ10を介して供給されている。尚、
コンデンサＣ3 はノイズ除去用コンデンサである。
【００２６】本例では、電源供給ラインに直列に設けら
れている抵抗Ｒ9 の両端にＰＮＰトランジスタＱ5 を接
続し、このトランジスタＱ5 のベースにＡＧＣ電圧を抵
抗Ｒ8 を介して印加する構成としている。例えば、ＡＧ
Ｃ電圧が強電界時にはハイレベルになり、弱電界時には
ローレベルになるとすると、弱電界時にはトランジスタ
Ｑ5 はオンとなり、抵抗Ｒ9 がショートされ、電源電流
は制限を受けない。強電界時には、抵抗Ｒ9 が電源ライ
ンに挿入されるので、電源電流が制限を受け利得が減少
するのである。
れている抵抗Ｒ9 の両端にＰＮＰトランジスタＱ5 を接
続し、このトランジスタＱ5 のベースにＡＧＣ電圧を抵
抗Ｒ8 を介して印加する構成としている。例えば、ＡＧ
Ｃ電圧が強電界時にはハイレベルになり、弱電界時には
ローレベルになるとすると、弱電界時にはトランジスタ
Ｑ5 はオンとなり、抵抗Ｒ9 がショートされ、電源電流
は制限を受けない。強電界時には、抵抗Ｒ9 が電源ライ
ンに挿入されるので、電源電流が制限を受け利得が減少
するのである。
【００２７】ＡＧＣ電圧が強電界になるに従って徐々に
増大するような電圧であれば、トランジスタＱ5 のイン
ピーダンスがそれに応じて徐々に増大するようにして、
抵抗Ｒ9 による電流制限を徐々に行って、利得を制御す
ることができる。
増大するような電圧であれば、トランジスタＱ5 のイン
ピーダンスがそれに応じて徐々に増大するようにして、
抵抗Ｒ9 による電流制限を徐々に行って、利得を制御す
ることができる。
【００２８】図６の例では、出力回路であるＬＣタンク
回路113 に並列にＰＮＰトランジスタＱ5 を接続し、そ
のベースにインバータ112 ，抵抗Ｒ8 を介してＡＧＣ電
圧を印加するものである。強電界時にＡＧＣ電圧がハイ
レベルになると、トランジスタＱ5 はオンとなってＬＣ
タンク回路が略短絡状態となってそのインピーダンスが
低下し、よって回路利得を減少させるようになってい
る。
回路113 に並列にＰＮＰトランジスタＱ5 を接続し、そ
のベースにインバータ112 ，抵抗Ｒ8 を介してＡＧＣ電
圧を印加するものである。強電界時にＡＧＣ電圧がハイ
レベルになると、トランジスタＱ5 はオンとなってＬＣ
タンク回路が略短絡状態となってそのインピーダンスが
低下し、よって回路利得を減少させるようになってい
る。
【００２９】本例でも、電界強度に応じて徐々にＡＧＣ
電圧が変化するようにして、トランジスタＱ5 のインピ
ーダンスを徐々に変えてＬＣタンク回路のインピーダン
スを制御するようにしても良い。
電圧が変化するようにして、トランジスタＱ5 のインピ
ーダンスを徐々に変えてＬＣタンク回路のインピーダン
スを制御するようにしても良い。
【００３０】更に別の例として、高周波増幅器１のＲＦ
出力ライン（トランジスタＱ7 のコレクタ出力ライン）
に直列に抵抗を挿入しておき、この抵抗の両端にトラン
ジスタＱ5 を接続し、ＡＧＣ電圧に応じてトランジスタ
Ｑ5 のインピーダンス制御を行うようにしても良いこと
は明らかであり、種々の変形が可能である。
出力ライン（トランジスタＱ7 のコレクタ出力ライン）
に直列に抵抗を挿入しておき、この抵抗の両端にトラン
ジスタＱ5 を接続し、ＡＧＣ電圧に応じてトランジスタ
Ｑ5 のインピーダンス制御を行うようにしても良いこと
は明らかであり、種々の変形が可能である。
【００３１】
【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、強
電界においてミキサ回路の飽和動作を防止することがで
きるので、相互変調特性が改善可能となるという効果が
ある。
電界においてミキサ回路の飽和動作を防止することがで
きるので、相互変調特性が改善可能となるという効果が
ある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例のブロック図である。
【図２】図１のブロックの復調回路１０の動作を示すタ
イミングチャートである。
イミングチャートである。
【図３】本発明の実施例のＡＧＣ回路１３の例を示す回
路図である。
路図である。
【図４】本発明の実施例のＡＧＣ回路１３の他の例を示
す回路図である。
す回路図である。
【図５】本発明のＡＧＣ動作を説明するための高周波増
幅器１の一例の回路図である。
幅器１の一例の回路図である。
【図６】本発明のＡＧＣ動作を説明するための高周波増
幅器１の別の例の回路図である。
幅器１の別の例の回路図である。
１ 高周波増幅器 ２，３ ミキサ回路 ４ 局部発振回路 ５ 移相器 ６，７，１１ ローパスフィルタ ８，９ リミッタ回路 １０ 復調回路（Ｄタイプフリップフロップ） １２ コンパレータ １３ ＡＧＣ回路
Claims (6)
- 【請求項１】 ２値ディジタル信号により周波数変調さ
れた変調波を受信するＦＳＫ受信機であって、前記変調
波を増幅する増幅手段と、前記増幅手段の増幅出力をベ
ースバンド信号に変換すべく前記増幅出力と局部発振周
波数とを混合するミキサ手段と、前記ミキサ手段の電源
電流を検出する電流検出手段と、この検出電流値に応じ
て前記増幅手段の利得を制御する制御手段とを含むこと
を特徴とするＦＳＫ受信機。 - 【請求項２】 前記電流検出手段は前記ミキサ手段の電
源ラインに直列に挿入された検出抵抗を有し、前記制御
手段は前記検出抵抗の両端電圧に応じて前記増幅手段の
利得を制御するよう構成されていることを特徴とする請
求項１記載のＦＳＫ受信機。 - 【請求項３】 前記電流検出手段は前記ミキサ手段の動
作平均電流を検出する手段を有し、前記制御手段はこの
検出電流に応じて前記増幅手段の利得を制御するよう構
成されていることを特徴とする請求項１記載のＦＳＫ受
信機。 - 【請求項４】 前記制御手段は前記検出電流に応じて前
記増幅手段のバイアス電流を制御するバイアス電流制御
手段を有することを特徴とする請求項１〜３いずれか記
載のＦＳＫ受信機。 - 【請求項５】 前記制御手段は前記検出電流に応じて前
記増幅手段の出力回路のインピーダンスを制御するイン
ピーダンス制御手段を有することを特徴とする請求項１
〜３いずれか記載のＦＳＫ受信機。 - 【請求項６】 前記出力回路は並列共振回路であり、前
記制御手段は前記検出電流に応じて前記並列共振回路の
インピーダンスを制御するよう構成されていることを特
徴とする請求項５記載のＦＳＫ受信機。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4140954A JP2861631B2 (ja) | 1992-05-06 | 1992-05-06 | Ｆｓｋ受信機 |
| DE69330808T DE69330808T2 (de) | 1992-05-06 | 1993-04-30 | FSK-Empfänger |
| EP93107066A EP0568939B1 (en) | 1992-05-06 | 1993-04-30 | FSK receiver |
| US08/054,257 US5436931A (en) | 1992-05-06 | 1993-04-30 | FSK receiver |
| CN93105351.XA CN1047707C (zh) | 1992-05-06 | 1993-05-06 | 移频键控接收机 |
| HK98109201A HK1008377A1 (en) | 1992-05-06 | 1998-07-16 | Fsk receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4140954A JP2861631B2 (ja) | 1992-05-06 | 1992-05-06 | Ｆｓｋ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05316153A JPH05316153A (ja) | 1993-11-26 |
| JP2861631B2 true JP2861631B2 (ja) | 1999-02-24 |
Family
ID=15280682
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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