JPH0797779B2 - ９０度移相器とデータ受信機 - Google Patents
９０度移相器とデータ受信機Info
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- JPH0797779B2 JPH0797779B2 JP1218824A JP21882489A JPH0797779B2 JP H0797779 B2 JPH0797779 B2 JP H0797779B2 JP 1218824 A JP1218824 A JP 1218824A JP 21882489 A JP21882489 A JP 21882489A JP H0797779 B2 JPH0797779 B2 JP H0797779B2
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
- H04L27/152—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements
- H04L27/1525—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements using quadrature demodulation
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、主として直接変換受信に適用される90度移相
器とデータ受信機に関するものである。
器とデータ受信機に関するものである。
従来の技術 最近、無線周波搬送波上の周波数偏移変調（FSK）信号
を用いた直接変換受信機が集積回路化に適したデータ受
信機の構成として検討されている。
を用いた直接変換受信機が集積回路化に適したデータ受
信機の構成として検討されている。
例えば特開昭58−19038号公報に記載されている構成が
知られている。以下、第５図を参照して従来のデータ受
信機について簡単に説明する。第５図において搬送波周
波数をfc及びFSK変調周波数偏移をδとした場合、周波
数fc±δの受信RF信号が直接第１のミキサ回路21、及び
移相器23を通して第２のミキサ回路22に印加される。移
相器23は搬送波周波数fcにおいて90度位相を偏移させ
る。搬送波周波数fcで作動する局部発振器24は２つのミ
キサ回路21及び22に供給する出力を有する。ミキサ回路
21及び22の出力はローパスフィルタ25及び26のそれぞれ
を通過する。同フィルタ25及び26の出力は入力信号と局
部発振器間の周波数差がある。それからローパスフィル
タ26の出力は第２の移相器27により低周波出力信号にお
いて90度位相を偏移される。両者の信号は、それぞれ振
幅制限増幅器28及び29に印加される。これらの増幅器2
8,29の出力はディジタル信号として取り扱われ、ディジ
タル論理網30において処理される。
知られている。以下、第５図を参照して従来のデータ受
信機について簡単に説明する。第５図において搬送波周
波数をfc及びFSK変調周波数偏移をδとした場合、周波
数fc±δの受信RF信号が直接第１のミキサ回路21、及び
移相器23を通して第２のミキサ回路22に印加される。移
相器23は搬送波周波数fcにおいて90度位相を偏移させ
る。搬送波周波数fcで作動する局部発振器24は２つのミ
キサ回路21及び22に供給する出力を有する。ミキサ回路
21及び22の出力はローパスフィルタ25及び26のそれぞれ
を通過する。同フィルタ25及び26の出力は入力信号と局
部発振器間の周波数差がある。それからローパスフィル
タ26の出力は第２の移相器27により低周波出力信号にお
いて90度位相を偏移される。両者の信号は、それぞれ振
幅制限増幅器28及び29に印加される。これらの増幅器2
8,29の出力はディジタル信号として取り扱われ、ディジ
タル論理網30において処理される。
発明が解決しようとする課題 しかし、以上のような構成では、局部発振周波数と変調
を受ける搬送波の周波数ずれがあると、正負の変調周波
数との差に応じて一方の直交位相変換後の低周波出力周
波数は高くなるが、もう一方の低周波出力周波数は低く
なるため第１にベースバンドでの広帯域な90度移相器27
を必要とする。また第２に特にその周波数の低くなった
側の原因によるデータ復調の誤り率の劣化が大きくなる
という課題を有していた。
を受ける搬送波の周波数ずれがあると、正負の変調周波
数との差に応じて一方の直交位相変換後の低周波出力周
波数は高くなるが、もう一方の低周波出力周波数は低く
なるため第１にベースバンドでの広帯域な90度移相器27
を必要とする。また第２に特にその周波数の低くなった
側の原因によるデータ復調の誤り率の劣化が大きくなる
という課題を有していた。
本発明は上記課題を解決するもので、第一の目的はベー
スバンドでの広帯域な90度移相器を実現する事である。
また第２の目的は局部発振周波数と正負の変調を受ける
搬送波との周波数の許容差を増すものであり、局部発振
周波数帯での90度移相器の位相誤差による誤差要因の排
除も可能として、周波数安定度が不利となる高い周波数
帯においても良好なデータ受信を可能とすることを目的
とするものである。
スバンドでの広帯域な90度移相器を実現する事である。
また第２の目的は局部発振周波数と正負の変調を受ける
搬送波との周波数の許容差を増すものであり、局部発振
周波数帯での90度移相器の位相誤差による誤差要因の排
除も可能として、周波数安定度が不利となる高い周波数
帯においても良好なデータ受信を可能とすることを目的
とするものである。
課題を解決するための手段 上記目的を達成するため、本発明の技術的解決手段は、
第１に、２つの直交位相の低周波出力信号の位相差を利
用して90度移相器を構成するものである。第２に、２つ
の直交位相の低周波出力信号の排他的論理演算を行った
出力信号及び、一方の低周波出力信号とそれを90度移相
した信号との排他的論理演算を行った出力信号とから、
データに応じてお互いに同相あるいは逆相の関係となる
データ復調用信号が得られることを用いたものである。
第１に、２つの直交位相の低周波出力信号の位相差を利
用して90度移相器を構成するものである。第２に、２つ
の直交位相の低周波出力信号の排他的論理演算を行った
出力信号及び、一方の低周波出力信号とそれを90度移相
した信号との排他的論理演算を行った出力信号とから、
データに応じてお互いに同相あるいは逆相の関係となる
データ復調用信号が得られることを用いたものである。
作 用 本発明は、直交位相の低周波信号を利用し、排他的論理
演算器とＤ形フリップフロップとから成る90度移相器を
構成することにより、低周波で広帯域な90度移相器を実
現するものである。また、変調周波数を復調時に高くで
きれば、局部発振周波数の周波数ずれに対する許容幅が
大きくなることを利用するために、２つの直交位相の低
周波出力信号の排他的論理和演算により変調周波数の正
負に対応する位相反転情報を保有した２倍の変調周波数
の信号を得ると共に、一方の低周波出力信号とそれを90
度移相した信号との排他的論理演算を行うことにより変
調周波数の正負による位相反転のない２倍の変調周波数
の信号を得て、しかもそれら２つの出力信号が、データ
に応じてお互いに同相あるいは逆相の関係となるので元
のデータを復調することが可能となるものである。さら
に、排他的論理演算器とＤ形フリップフロップとから成
る90度移相器を用いた復調の場合、局部発振周波数帯で
の90度移相器の位相誤差が復調の誤差要因とならずに単
に２つの直交位相の低周波信号から作られるパルスのデ
ューティ比の変化に効くだけとなる。
演算器とＤ形フリップフロップとから成る90度移相器を
構成することにより、低周波で広帯域な90度移相器を実
現するものである。また、変調周波数を復調時に高くで
きれば、局部発振周波数の周波数ずれに対する許容幅が
大きくなることを利用するために、２つの直交位相の低
周波出力信号の排他的論理和演算により変調周波数の正
負に対応する位相反転情報を保有した２倍の変調周波数
の信号を得ると共に、一方の低周波出力信号とそれを90
度移相した信号との排他的論理演算を行うことにより変
調周波数の正負による位相反転のない２倍の変調周波数
の信号を得て、しかもそれら２つの出力信号が、データ
に応じてお互いに同相あるいは逆相の関係となるので元
のデータを復調することが可能となるものである。さら
に、排他的論理演算器とＤ形フリップフロップとから成
る90度移相器を用いた復調の場合、局部発振周波数帯で
の90度移相器の位相誤差が復調の誤差要因とならずに単
に２つの直交位相の低周波信号から作られるパルスのデ
ューティ比の変化に効くだけとなる。
実施例 以下、第１図を参照しながら本発明の第１の実施例につ
いて説明する。第１図は本発明の一実施例における90度
移相器の構成図である。第１図において、101は直交復
調器、１は０度または180度の位相信号分配器、２は90
度位相信号分配器、３及び４はミキサ、５及び６はそれ
ぞれ高周波（RF）入力端子及び局部発振信号（Lo）入力
端子、７及び８はローパスフィルタ、９及び10は振幅制
限増幅器、11は両エッジ検出回路、12はＤ形フリップフ
ロップである。
いて説明する。第１図は本発明の一実施例における90度
移相器の構成図である。第１図において、101は直交復
調器、１は０度または180度の位相信号分配器、２は90
度位相信号分配器、３及び４はミキサ、５及び６はそれ
ぞれ高周波（RF）入力端子及び局部発振信号（Lo）入力
端子、７及び８はローパスフィルタ、９及び10は振幅制
限増幅器、11は両エッジ検出回路、12はＤ形フリップフ
ロップである。
上記構成において、動作、及びその効果について説明す
る。搬送周波数をfc及び変調周波数偏移をδとした場
合、受信RF信号は周波数がfc±δHzでRF入力端子５より
入力され、位相信号分配器１により第１のミキサ３と第
２のミキサ４に供給される。搬送波周波数fcで作動する
局部発振器（図示せず）の出力は局部発振信号入力端子
６より入力され、90度位相信号分配器２により一方が第
１のミキサ３に供給され、他方は局部発振周波数帯にお
いて位相を90度偏移して第２のミキサ４に供給される。
ミキサ３の出力は第１のローパスフィルタ７を通過し、
同相（In phase）の低周波出力信号（Ｉ信号）となり、
ミキサ４の出力は第２のローパスフィルタ８を通過し、
直交位相（Quadrature phase）の低周波出力信号（Ｑ信
号）となる。搬送波と局部発振器の周波数誤差を△ｆ、
位相誤差をθ１、局部発振周波数帯の90度移相器の位相
誤差をθ２とすると、入力信号のfc＋δ及びfc−δに応
じて、 と表される。Ｉ信号は変調周波数の正負による位相反転
のない信号であり、Ｑ信号は変調周波数の正負、つまり
送信データに対応する位相反転情報を保有した信号で、
Ｉ信号とＱ信号との位相関係はお互いに直交している。
このＩ信号とＱ信号とを、それぞれ振幅制限増幅器９及
び10により一定振幅とし、両エッジ検出回路11によりＱ
信号出力の両エッジを取り出し、Ｄ形フリップフロップ
12のクロック入力とすると共にＩ信号出力をＤ形フリッ
プフロップ12のデータ入力とする。Ｄ形フリップフロッ
プ12の出力はＩ信号とＱ信号との関係より、常にＩ信号
の90度遅れとなり、広帯域90度移相器を構成することが
出来る。一般にベースバンドでの90度移相器は、微分回
路、積分回路、時間遅延回路等により実現されている
が、移相器の比帯域を大きく取ることは困難で、いくつ
かの移相器を切り替えて使用するのが一般的であるが、
本発明による90度移相器は、直交信号を作る高周波回路
部での90度移相器の性能によって決まり、高周波部での
比帯域は小さく済むため、容易に実現が可能である。
る。搬送周波数をfc及び変調周波数偏移をδとした場
合、受信RF信号は周波数がfc±δHzでRF入力端子５より
入力され、位相信号分配器１により第１のミキサ３と第
２のミキサ４に供給される。搬送波周波数fcで作動する
局部発振器（図示せず）の出力は局部発振信号入力端子
６より入力され、90度位相信号分配器２により一方が第
１のミキサ３に供給され、他方は局部発振周波数帯にお
いて位相を90度偏移して第２のミキサ４に供給される。
ミキサ３の出力は第１のローパスフィルタ７を通過し、
同相（In phase）の低周波出力信号（Ｉ信号）となり、
ミキサ４の出力は第２のローパスフィルタ８を通過し、
直交位相（Quadrature phase）の低周波出力信号（Ｑ信
号）となる。搬送波と局部発振器の周波数誤差を△ｆ、
位相誤差をθ１、局部発振周波数帯の90度移相器の位相
誤差をθ２とすると、入力信号のfc＋δ及びfc−δに応
じて、 と表される。Ｉ信号は変調周波数の正負による位相反転
のない信号であり、Ｑ信号は変調周波数の正負、つまり
送信データに対応する位相反転情報を保有した信号で、
Ｉ信号とＱ信号との位相関係はお互いに直交している。
このＩ信号とＱ信号とを、それぞれ振幅制限増幅器９及
び10により一定振幅とし、両エッジ検出回路11によりＱ
信号出力の両エッジを取り出し、Ｄ形フリップフロップ
12のクロック入力とすると共にＩ信号出力をＤ形フリッ
プフロップ12のデータ入力とする。Ｄ形フリップフロッ
プ12の出力はＩ信号とＱ信号との関係より、常にＩ信号
の90度遅れとなり、広帯域90度移相器を構成することが
出来る。一般にベースバンドでの90度移相器は、微分回
路、積分回路、時間遅延回路等により実現されている
が、移相器の比帯域を大きく取ることは困難で、いくつ
かの移相器を切り替えて使用するのが一般的であるが、
本発明による90度移相器は、直交信号を作る高周波回路
部での90度移相器の性能によって決まり、高周波部での
比帯域は小さく済むため、容易に実現が可能である。
以下、第２図を参照しながら本発明の第２の実施例につ
いて説明する。第２図は本発明におけるもうひとつの90
度移相器の構成図である。第２図において、９及び10は
振幅制限増幅器、11は両エッジ検出回路、12はＤ形フリ
ップフロップである。
いて説明する。第２図は本発明におけるもうひとつの90
度移相器の構成図である。第２図において、９及び10は
振幅制限増幅器、11は両エッジ検出回路、12はＤ形フリ
ップフロップである。
上記構成において、その動作及びその効果について説明
する。基本的には第１図と同様な構成であるが両エッジ
検出回路11の配置が変わり、Ｉ信号を入力とする振幅制
限増幅器９の出力を入力とするようにしている。そして
第１図の構成の動作と同様なものとなるが、第１の実施
例ではデータ変化点のデータの一部が欠落するが、第２
の実施例ではデータの欠落はなく、完全な90度移相器動
作となる。
する。基本的には第１図と同様な構成であるが両エッジ
検出回路11の配置が変わり、Ｉ信号を入力とする振幅制
限増幅器９の出力を入力とするようにしている。そして
第１図の構成の動作と同様なものとなるが、第１の実施
例ではデータ変化点のデータの一部が欠落するが、第２
の実施例ではデータの欠落はなく、完全な90度移相器動
作となる。
以下、第３図を参照しながら本発明の第３の実施例につ
いて説明する。第３図は本発明の第３の実施例における
データ受信機のデータ復調部の構成図である。第３図に
おいて、９及び10は振幅制限増幅器、11及び13は両エッ
ジ検出回路、12及び14はＤ形フリップフロップ、15・16
・17・18及び19は排他的論理和回路、20は復号波形合成
回路である。
いて説明する。第３図は本発明の第３の実施例における
データ受信機のデータ復調部の構成図である。第３図に
おいて、９及び10は振幅制限増幅器、11及び13は両エッ
ジ検出回路、12及び14はＤ形フリップフロップ、15・16
・17・18及び19は排他的論理和回路、20は復号波形合成
回路である。
上記構成において、動作、及びその効果について説明す
る。なお第４図に各部の動作波形を示す。Ｉ信号は変調
回路周波数の正負による位相反転のない信号であり、Ｑ
信号は変調周波数の正負つまり送信データに対応する位
相反転情報を保有した信号で、Ｉ信号とＱ信号との位相
関係はお互いに直交している。振幅制限増幅器９及び10
にＩ信号とＱ信号とを入力とすることにより、第４図
（ａ），（ｂ）に示す出力を得る。ここでＩ信号及びＱ
信号とＩ信号及びＱ信号を両エッジ検出回路11及び13、
Ｄ形フリップフロップ12及び14からなる低周波広帯域90
゜移相回路に通した出力信号（第４図（ｃ），（ｄ））
とを第１及び第２の排他的論理和回路15及び16に供給
し、Ｉ信号とＱ信号を第３の排他的論理和回路17に供給
する。排他的論理和回路15及び16の出力として、変調周
波数δの正負による位相反転のない２倍の変調周波数の
出力信号（第４図（ｆ），（ｇ））を得て、排他的論理
和回路17の出力として変調周波数δの正負に対応する位
相反転情報を保有した２倍の変調周波数の出力信号（第
４図（ｅ））を得ることができるので、特に低周波出力
信号において低い周波数側での原因によるデータ復調の
誤り率の劣化が問題となるのであるが、従来のδ−△ｆ
の場合よりも周波数が２倍高く、２（δ−△ｆ）となり
データ復調において１つのデータに含まれる変調信号の
量が増したことになりはるかに有利な復調形式となる。
る。なお第４図に各部の動作波形を示す。Ｉ信号は変調
回路周波数の正負による位相反転のない信号であり、Ｑ
信号は変調周波数の正負つまり送信データに対応する位
相反転情報を保有した信号で、Ｉ信号とＱ信号との位相
関係はお互いに直交している。振幅制限増幅器９及び10
にＩ信号とＱ信号とを入力とすることにより、第４図
（ａ），（ｂ）に示す出力を得る。ここでＩ信号及びＱ
信号とＩ信号及びＱ信号を両エッジ検出回路11及び13、
Ｄ形フリップフロップ12及び14からなる低周波広帯域90
゜移相回路に通した出力信号（第４図（ｃ），（ｄ））
とを第１及び第２の排他的論理和回路15及び16に供給
し、Ｉ信号とＱ信号を第３の排他的論理和回路17に供給
する。排他的論理和回路15及び16の出力として、変調周
波数δの正負による位相反転のない２倍の変調周波数の
出力信号（第４図（ｆ），（ｇ））を得て、排他的論理
和回路17の出力として変調周波数δの正負に対応する位
相反転情報を保有した２倍の変調周波数の出力信号（第
４図（ｅ））を得ることができるので、特に低周波出力
信号において低い周波数側での原因によるデータ復調の
誤り率の劣化が問題となるのであるが、従来のδ−△ｆ
の場合よりも周波数が２倍高く、２（δ−△ｆ）となり
データ復調において１つのデータに含まれる変調信号の
量が増したことになりはるかに有利な復調形式となる。
しかもそれら２つの出力信号については、データに応じ
てお互いの位相関係が同相あるいは逆相となる信号が得
られているので容易に元のデータの復調出力信号を得る
ことが可能となる。一実施例として、排他的論理和回路
15及び16の出力と排他的論理和回路17の出力とを入力と
する排他的論理和回路18及び19の出力（第４図（ｈ），
（ｉ））、及び排他的論理和回路18及び19の出力と入力
とする復号波形合成回路20で容易に元のデータの復調出
力信号を得られる。
てお互いの位相関係が同相あるいは逆相となる信号が得
られているので容易に元のデータの復調出力信号を得る
ことが可能となる。一実施例として、排他的論理和回路
15及び16の出力と排他的論理和回路17の出力とを入力と
する排他的論理和回路18及び19の出力（第４図（ｈ），
（ｉ））、及び排他的論理和回路18及び19の出力と入力
とする復号波形合成回路20で容易に元のデータの復調出
力信号を得られる。
以上の説明から明かなように本実施例によれば搬送波と
局部発振周波数との周波数の許容差を増し、周波数安定
度が不利となる高い周波数帯において良好なデータ受信
を可能とすることができる。
局部発振周波数との周波数の許容差を増し、周波数安定
度が不利となる高い周波数帯において良好なデータ受信
を可能とすることができる。
なお本実施例で示したようにＩ信号またはＱ信号どちら
かに90度の位相処理を施し、排他的論理和回路15,17及
び18または、排他的論理和回路16,17及び19だけで構成
しても同様の動作を行い復調用出力信号が得られる。
かに90度の位相処理を施し、排他的論理和回路15,17及
び18または、排他的論理和回路16,17及び19だけで構成
しても同様の動作を行い復調用出力信号が得られる。
また、本実施例で示した回路構成は、容易に集積回路化
が可能である。
が可能である。
発明の効果 以上のように本発明の効果としては、高周波部での90度
位相情報を利用することにより、復調部での広帯域な90
度移相器を容易に構成することが出来る。また、局部発
振周波数と正負の変調を受けている搬送波の周波数ずれ
に対する許容幅を大きくすることができる。それによ
り、周波数安定度が不利となる高い周波数帯において
も、良好なデータ受信を可能とすることができ、特性向
上と集積回路に対する適合性から、その工業的な効果は
大きい。
位相情報を利用することにより、復調部での広帯域な90
度移相器を容易に構成することが出来る。また、局部発
振周波数と正負の変調を受けている搬送波の周波数ずれ
に対する許容幅を大きくすることができる。それによ
り、周波数安定度が不利となる高い周波数帯において
も、良好なデータ受信を可能とすることができ、特性向
上と集積回路に対する適合性から、その工業的な効果は
大きい。
第１図は本発明の第１の実施例における90度移相器のブ
ロック結線図、第２図は本発明の第２の実施例における
90度移相器のブロック結線図、第３図は本発明の第３の
実施例におけるデータ受信機の要部であるデータ復調部
のブロック結線図、第４図は第３図に示したデータ受信
機のデータ復調部の要部動作波形図、第５図は従来のデ
ータ受信機のブロック結線図である。 101……直交復調器、１……０度または180度の位相信号
分配器、２……90度位相信号分配器、3,4……ミキサ、
５……高周波（RF）入力端子、６……局部発振信号入力
端子、7,8……ローパスフィルタ、9,10……振幅制限増
幅器、11,13……両エッジ検出回路、12,14……Ｄ形フリ
ップフロップ、15,16,17,18,19……排他的論理和回路、
20……復号波形合成回路。
ロック結線図、第２図は本発明の第２の実施例における
90度移相器のブロック結線図、第３図は本発明の第３の
実施例におけるデータ受信機の要部であるデータ復調部
のブロック結線図、第４図は第３図に示したデータ受信
機のデータ復調部の要部動作波形図、第５図は従来のデ
ータ受信機のブロック結線図である。 101……直交復調器、１……０度または180度の位相信号
分配器、２……90度位相信号分配器、3,4……ミキサ、
５……高周波（RF）入力端子、６……局部発振信号入力
端子、7,8……ローパスフィルタ、9,10……振幅制限増
幅器、11,13……両エッジ検出回路、12,14……Ｄ形フリ
ップフロップ、15,16,17,18,19……排他的論理和回路、
20……復号波形合成回路。
Claims (7)
- 【請求項１】周波数変調された入力信号を入力とする０
度位相分配、または180度位相分配する第１の信号分配
器の出力を一方の入力とし、局部発振信号を入力して90
度位相分配する第２の信号分配器の出力を他方の入力と
する第１、第２のミキサと、前記第１、第２のミキサの
お互いに直交位相関係にある第１の低周波出力信号と第
２の低周波出力信号をそれぞれ入力して振幅制限を行な
う第１、第２の振幅制限増幅器と、前記第２の振幅制限
増幅器の出力を入力してパルスエッジを検出するパルス
エッジ検出回路と、前記第１の振幅制限増幅器の出力を
Ｄ入力に、また前記パルスエッジ検出回路の出力をクロ
ック入力とするＤ形フリップフロップとを有する90度移
相器。 - 【請求項２】周波数変調された入力信号を入力とする０
度位相分配、または180度位相分配する第１の信号分配
器の出力を一方の入力とし、局部発振信号を入力して90
度位相分配する第２の信号分配器の出力を他方の入力と
する第１、第２のミキサと、前記第１、第２のミキサの
お互いに直交位相関係にある第１の低周波出力信号と第
２の低周波出力信号をそれぞれ入力して振幅制限を行な
う第１、第２の振幅制限増幅器と、前記第１の振幅制限
増幅器の出力を入力してパルスエッジを検出するパルス
エッジ検出回路と、前記第２の振幅制限増幅器の出力を
Ｄ入力に、また前記パルスエッジ検出回路の出力をクロ
ック入力とするＤ形フリップフロップとを有する90度移
相器。 - 【請求項３】周波数変調された入力信号を入力とする０
度位相分配、または180度位相分配する第１の信号分配
器の出力を一方の入力とし、局部発振信号を入力して90
度位相分配する第２の信号分配器の出力を他方の入力と
する第１、第２のミキサ、前記第１、第２のミキサのお
互いに直交位相関係にある第１の低周波出力信号と第２
の低周波出力信号をそれぞれ入力して振幅制限を行なう
第１、第２の振幅制限増幅器、前記第２の振幅制限増幅
器の出力を入力してパルスエッジを検出するパルスエッ
ジ検出回路と、前記第１の振幅制限増幅器の出力をＤ入
力に、また前記パルスエッジ検出回路の出力をクロック
入力とするＤ形フリップフロップとを有する90度移相器
と、 前記90度移相器における前記第１、第２の振幅制限増幅
器の出力から排他的論理和演算を行なう第１の排他的論
理和演算器と、 前記90度移相器における前記Ｄ形フリップフロップの出
力と前記第１の振幅制限増幅器の出力とから排他的論理
和演算を行なう第２の排他的論理和演算器と、 前記第１の排他的論理和演算器の出力と、前記第２の排
他的論理和演算器の出力とを用いてデータ復調を行なう
データ復調手段と を具備することを特徴とするデータ受信機。 - 【請求項４】データ復調手段は、排他的論理和演算器で
あることを特徴とする請求項３記載のデータ受信機。 - 【請求項５】周波数変調された入力信号を入力とする０
度位相分配、または180度位相分配する第１の信号分配
器の出力を一方の入力とし、局部発振信号を入力して90
度位相分配する第２の信号分配器の出力を他方の入力と
する第１、第２のミキサ、前記第１、第２のミキサのお
互いに直交位相関係にある第１の低周波出力信号と第２
の低周波出力信号をそれぞれ入力して振幅制限を行なう
第１、第２の振幅制限増幅器と、前記第１の振幅制限増
幅器の出力を入力してパルスエッジを検出するパルスエ
ッジ検出回路、前記第２の振幅制限増幅器の出力をＤ入
力に、また前記パルスエッジ検出回路の出力をクロック
入力とするＤ形フリップフロップとを有する90度移相器
と、 前記90度移相器における前記第１、第２の振幅制限増幅
器の出力から排他的論理和演算を行なう第１の排他的論
理和演算器と、 前記90度移相器における前記Ｄ形フリップフロップの出
力と前記第２の振幅制限増幅器の出力とから排他的論理
和演算を行なう第３の排他的論理和演算器と、 前記第１の排他的論理和演算器の出力と、前記第３の排
他的論理和演算器の出力とを用いてデータ復調を行なう
データ復調手段と を具備することを特徴とするデータ受信機。 - 【請求項６】データ復調手段は、排他的論理和演算器で
あることを特徴とする請求項５記載のデータ受信機。 - 【請求項７】周波数変調された入力信号を入力とする０
度位相分配、または180度位相分配する第１の信号分配
器の出力を一方の入力とし、局部発振信号を入力して90
度位相分配する第２の信号分配器の出力を他方の入力と
する第１、第２のミキサ、前記第１、第２のミキサのお
互いに直交位相関係にある第１の低周波出力信号と第２
の低周波出力信号をそれぞれ入力して振幅制限を行なう
第１、第２の振幅制限増幅器と、前記第２の振幅制限増
幅器の出力を入力してパルスエッジを検出する第１のパ
ルスエッジ検出回路、前記第１の振幅制限増幅器の出力
を入力してパルスエッジを検出する第２のパルスエッジ
検出回路、前記第１の振幅制限増幅器の出力をＤ入力
に、また前記第１のパルスエッジ検出回路の出力をクロ
ック入力とする第１のＤ形フリップフロップ、前記第２
の振幅制限増幅器の出力をＤ入力に、また前記第２のパ
ルスエッジ検出回路の出力をクロック入力とする第２の
Ｄ形フリップフロップを有する90度移相器と、 前記90度移相器における前記第１、第２の振幅制限増幅
器の出力から排出他的論理和演算を行なう第１の排他的
論理和演算器と、 前記90度移相器における前記第１のＤ形フリップフロッ
プの出力と前記第１の振幅制限増幅器の出力とから排他
的論理和演算を行なう第２の排他的論理和演算器と、 前記90度移相器における前記第２のＤ形フリップフロッ
プの出力と前記第２の振幅制限増幅器の出力とから排他
的論理和演算を行なう第３の排他的論理和演算器と、 前記第１、第２の排他的論理和演算器の出力とから排他
的論理和演算を行なう第４の排他的論理和演算器と、 前記第１、第３の排他的論理和演算器の出力とから排他
的論理和演算を行なう第５の排他的論理和演算器と、 前記第４、第５の排他的論理和演算器の出力を波形合成
することによりデータ復調を行なうデータ復調手段と を具備することを特徴とするデータ受信機。
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|---|---|---|---|
| JP1218824A JPH0797779B2 (ja) | 1989-08-25 | 1989-08-25 | ９０度移相器とデータ受信機 |
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Applications Claiming Priority (1)
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| JP1218824A JPH0797779B2 (ja) | 1989-08-25 | 1989-08-25 | ９０度移相器とデータ受信機 |
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