JPS60100859A - 周波数検波器 - Google Patents
周波数検波器Info
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- JPS60100859A JPS60100859A JP58209313A JP20931383A JPS60100859A JP S60100859 A JPS60100859 A JP S60100859A JP 58209313 A JP58209313 A JP 58209313A JP 20931383 A JP20931383 A JP 20931383A JP S60100859 A JPS60100859 A JP S60100859A
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
- H04L27/152—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements
- H04L27/1525—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements using quadrature demodulation
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- Physics & Mathematics (AREA)
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、２値ディジタル信号で周波数変調された信号
を検波する周波数検波器で、・特に集積回路化に適した
周波数検波器に関する。
を検波する周波数検波器で、・特に集積回路化に適した
周波数検波器に関する。
周波数検波器を集積回路によって実現する方法として、
いわゆるダイレクトコンバージ１ン方式が知られている
。この方法は、受信波を直接ベースバンドに周波数変換
するので、フィルタリングやその他の処理をベースバン
ドで行うことができる特長がある。ペースベンドにおけ
る信号処理の方法として、従来知られている微分と乗算
による方法は、アナログ信号で変調された信号をも復調
できる利点がある反面、自動利得調整および回路のバラ
ンスを必要とするだめ、回路実現がかなり困難であると
いう欠点があった。
いわゆるダイレクトコンバージ１ン方式が知られている
。この方法は、受信波を直接ベースバンドに周波数変換
するので、フィルタリングやその他の処理をベースバン
ドで行うことができる特長がある。ペースベンドにおけ
る信号処理の方法として、従来知られている微分と乗算
による方法は、アナログ信号で変調された信号をも復調
できる利点がある反面、自動利得調整および回路のバラ
ンスを必要とするだめ、回路実現がかなり困難であると
いう欠点があった。
本発明の目的は、このような欠点を除き、集積回路によ
る実現が容易な２値ディジタル信号で変調された周波数
の検波器を提供するととＫある。
る実現が容易な２値ディジタル信号で変調された周波数
の検波器を提供するととＫある。
本発明によれば、２値ディジタル信号によって周波数変
調された信号（変調信号）を入力として、該変調信号の
中心周波数にほぼ等しい周波数を有する局部発振器を少
くとも含み、位相が互いに異なる２Ｎ個くことでＮｅ：
を正の整数）のベースバンド信号を出力する周波数変換
手段と、前記２Ｎ個のベースバンド信号を２値化して得
られる２Ｎ個の２値化信号を作る手段と、該２値化信号
を入力とする排他的論理和回路と、とれより得られる信
号を第１の信号とし、前記２Ｎ個の２値化信号をその位
相が１８０°を法とする順番になるように並べたとき、
これらの信号を順に１個おきにとった信号の全体を第１
の信号グループとし、残りの２値化信号を第２の信号グ
ループとし、第１の信号グループに含まれる信号のいず
れかの信号の状態が変化するたびＫ、前記第１の信号の
状態の変化時刻よシも先に６るいは遅れて、パルスを発
生する第１のパルス発生回路と、第２の信号グループに
含まれる信号のいずれかの信号の状態が変化するたびに
、前記第１の信号の状態の変化時刻よシも先にあるいは
遅れて、パルスを発生する第２のパルス発生回路と、第
１のパルス発生回路の出力パルスが発生される時刻にお
いて、第１の信号の状態が論理的にｌｌ１ｌｌであるか
、あるいは第２と、２値論理状態のうち一方の状態を選
択し、第１のパルス発生回路の出力パルスが発生される
時刻において第１の信号の状態が論理的にｎｏｌ＋であ
るか、あるいは第２のパルス発生回路の出力パルスが発
生される時刻において、第１の信号の状態が論理的にｎ
ＩＩ＋であると、前記２値論理状態の他方の状態を選択
して出力する信号選択回路とを有し、該信号選択回路の
出力信号から得られる信号を検波出力信号とすることを
特徴とする周波数検波器が得られる。
調された信号（変調信号）を入力として、該変調信号の
中心周波数にほぼ等しい周波数を有する局部発振器を少
くとも含み、位相が互いに異なる２Ｎ個くことでＮｅ：
を正の整数）のベースバンド信号を出力する周波数変換
手段と、前記２Ｎ個のベースバンド信号を２値化して得
られる２Ｎ個の２値化信号を作る手段と、該２値化信号
を入力とする排他的論理和回路と、とれより得られる信
号を第１の信号とし、前記２Ｎ個の２値化信号をその位
相が１８０°を法とする順番になるように並べたとき、
これらの信号を順に１個おきにとった信号の全体を第１
の信号グループとし、残りの２値化信号を第２の信号グ
ループとし、第１の信号グループに含まれる信号のいず
れかの信号の状態が変化するたびＫ、前記第１の信号の
状態の変化時刻よシも先に６るいは遅れて、パルスを発
生する第１のパルス発生回路と、第２の信号グループに
含まれる信号のいずれかの信号の状態が変化するたびに
、前記第１の信号の状態の変化時刻よシも先にあるいは
遅れて、パルスを発生する第２のパルス発生回路と、第
１のパルス発生回路の出力パルスが発生される時刻にお
いて、第１の信号の状態が論理的にｌｌ１ｌｌであるか
、あるいは第２と、２値論理状態のうち一方の状態を選
択し、第１のパルス発生回路の出力パルスが発生される
時刻において第１の信号の状態が論理的にｎｏｌ＋であ
るか、あるいは第２のパルス発生回路の出力パルスが発
生される時刻において、第１の信号の状態が論理的にｎ
ＩＩ＋であると、前記２値論理状態の他方の状態を選択
して出力する信号選択回路とを有し、該信号選択回路の
出力信号から得られる信号を検波出力信号とすることを
特徴とする周波数検波器が得られる。
以下、図面を用いて詳しい説明を行う。第１図は本発明
の第１の実施例を示すブロック図である。
の第１の実施例を示すブロック図である。
マークあるいはスペースの２値ディジタル信号で周波数
変調された受信波は、入力端子１１に入力されると、そ
の中心周波数にほぼ等しい発振周波数を有する局部発振
器３ｏの出方を二分岐し、９ｏ０移相器３５によって二
分岐した信号の間に９００の位相差を与えて得られる信
号を局部発振信号として、ミクサ２１，２２によυベー
スバンドへ周波数変換される。低域通過フィルタ４１．
４２は希望チャンネルのベースバンド信号をのみ取り出
すことと雑音の帯域制限を行うものである。ベースバン
ド信号は各々２値化回路５１．５２に入力され、２値化
された信号Ｉ、Ｑが得られる。入力される変調信号と局
部発振信号の位相差がミクサ２１．２２においては９０
’だけ異なることにょシ、信号ＩとＱの閘の位相差も９
０’となる。この信号波形は例えば第３図に示すように
なる。ここで実線は変調信号がマークの場合を、破線は
スペースの場合を示す。信号Ｉ、Ｑを排他的論理和回路
７０に入力することＫよシ、第３図に示したような信号
ＩＱが得られる。信号ＩおよびＱはそれぞれ遅煩パルス
発生回路６２．６１に人力され、信号工。
変調された受信波は、入力端子１１に入力されると、そ
の中心周波数にほぼ等しい発振周波数を有する局部発振
器３ｏの出方を二分岐し、９ｏ０移相器３５によって二
分岐した信号の間に９００の位相差を与えて得られる信
号を局部発振信号として、ミクサ２１，２２によυベー
スバンドへ周波数変換される。低域通過フィルタ４１．
４２は希望チャンネルのベースバンド信号をのみ取り出
すことと雑音の帯域制限を行うものである。ベースバン
ド信号は各々２値化回路５１．５２に入力され、２値化
された信号Ｉ、Ｑが得られる。入力される変調信号と局
部発振信号の位相差がミクサ２１．２２においては９０
’だけ異なることにょシ、信号ＩとＱの閘の位相差も９
０’となる。この信号波形は例えば第３図に示すように
なる。ここで実線は変調信号がマークの場合を、破線は
スペースの場合を示す。信号Ｉ、Ｑを排他的論理和回路
７０に入力することＫよシ、第３図に示したような信号
ＩＱが得られる。信号ＩおよびＱはそれぞれ遅煩パルス
発生回路６２．６１に人力され、信号工。
Ｑの状態変化時刻から時間ΔＴだけ遅れて発生するパル
ス信号１） Ｉ 、、ＤＱが得られる。パルス信号ＤＩ
はもし信号ＩＱが論理的に１１１１＋であれば、ＡＮＤ
ゲート７２およびＯＲゲート８２を通ってセットリセッ
トフリップフロップ回路７９をセットし、また、もし信
号ＩＱが論理的にｌｌ０１１であれば、したがって反転
回路７５の出力が論理的に”１１１であれば、ＡＮＤゲ
ート９１およびＯＲゲート８１を通ってセットリセット
回路７９をリセットさせる。一方、パルス信号ＤＱはも
し信号ＩＱが論理的に１１１１であれば、ＡＮＩ）ゲー
ト７１およびＯＲゲート８１を通ってセットリセットフ
リップフロップ回路７９をリセットし、また、もし、信
号ＩＱが論理的にＩＯＩ＋であれば、したがって、反転
回路７５の出力が論理的に１１１１１であればＡ Ｎ
Ｉ）ゲート９２０Ｒゲート８２を通りてセットリセット
回路８２をセットする。したがって、第３図の信号ＩＱ
、ＤＩ、ＤＱの波形図から分るように、変調信号がマー
クであればセットリセット回路７９はセットされ、スペ
ースであればセットリセット回路７９はりセットされ、
セットリセット回路７９の出力端子１２には検波出力が
得られる。
ス信号１） Ｉ 、、ＤＱが得られる。パルス信号ＤＩ
はもし信号ＩＱが論理的に１１１１＋であれば、ＡＮＤ
ゲート７２およびＯＲゲート８２を通ってセットリセッ
トフリップフロップ回路７９をセットし、また、もし信
号ＩＱが論理的にｌｌ０１１であれば、したがって反転
回路７５の出力が論理的に”１１１であれば、ＡＮＤゲ
ート９１およびＯＲゲート８１を通ってセットリセット
回路７９をリセットさせる。一方、パルス信号ＤＱはも
し信号ＩＱが論理的に１１１１であれば、ＡＮＩ）ゲー
ト７１およびＯＲゲート８１を通ってセットリセットフ
リップフロップ回路７９をリセットし、また、もし、信
号ＩＱが論理的にＩＯＩ＋であれば、したがって、反転
回路７５の出力が論理的に１１１１１であればＡ Ｎ
Ｉ）ゲート９２０Ｒゲート８２を通りてセットリセット
回路８２をセットする。したがって、第３図の信号ＩＱ
、ＤＩ、ＤＱの波形図から分るように、変調信号がマー
クであればセットリセット回路７９はセットされ、スペ
ースであればセットリセット回路７９はりセットされ、
セットリセット回路７９の出力端子１２には検波出力が
得られる。
ここで、遅延パルス発生回路６１．６２は例えば、第２
図に示したような回路で実現できる。入力端子２１１か
も入力される信号を二分岐して、一方を遅延回路２２０
に入力した後、双方を排他的論理和回路２３０に入力す
ることによυ、入力信号の変化点においてパルス信号を
発生させることができることはよく知られている。ここ
では、このパルス信号をさらに、遅延回路２４０に入力
することＫよシ、出力端子２１２には、信号（Ｑ）の変
化点からΔＴだけ遅れて発生する信号ＤＩ（ＤＱ）が得
られる。ここで、遅延回路２４０によって、信号を遅ら
せる理由は、信号ＩＱの変化点付近を避けて動作を安定
にするためである。したがって、遅延回路２４０は信号
ＩＱ側に挿入してもよく、このときには、検波出力の符
号が反転するだけであるから、さらに反転回路を付加す
るか、または、セットリセット回路７９０セツト入力と
リセット入力を入ｔＬ撓えればよい。また、信号Ｉ。
図に示したような回路で実現できる。入力端子２１１か
も入力される信号を二分岐して、一方を遅延回路２２０
に入力した後、双方を排他的論理和回路２３０に入力す
ることによυ、入力信号の変化点においてパルス信号を
発生させることができることはよく知られている。ここ
では、このパルス信号をさらに、遅延回路２４０に入力
することＫよシ、出力端子２１２には、信号（Ｑ）の変
化点からΔＴだけ遅れて発生する信号ＤＩ（ＤＱ）が得
られる。ここで、遅延回路２４０によって、信号を遅ら
せる理由は、信号ＩＱの変化点付近を避けて動作を安定
にするためである。したがって、遅延回路２４０は信号
ＩＱ側に挿入してもよく、このときには、検波出力の符
号が反転するだけであるから、さらに反転回路を付加す
るか、または、セットリセット回路７９０セツト入力と
リセット入力を入ｔＬ撓えればよい。また、信号Ｉ。
Ｑの間の位相差は９０°に限るものでなく、零以外の・
任意の値でよいことは、第３図のような波形図を描いて
みれば容易に理解できる。さらに、信号Ｉ、Ｑの間に位
相差を与える代わりに、二つのミクサに入力される変調
信号の間に位相差を与えてもよい。
任意の値でよいことは、第３図のような波形図を描いて
みれば容易に理解できる。さらに、信号Ｉ、Ｑの間に位
相差を与える代わりに、二つのミクサに入力される変調
信号の間に位相差を与えてもよい。
本発明の第２の実施例を第４図に示しその動作を第５図
の波形図を用いて説明する。入力端子１１に入力された
周波数変調信号は、その中心周波数Ｋｌ”ｌぼ等しい発
掘周波数を有する局部発振器３０の出力信号に、Ｏｏ、
４５ｅ′、９０°、１３５°ノ位相差を与える位相差分
離回路３４０４つの出力信号を局部発振信号とするミク
サ２１，２２，２３゜２４に工りベースバンドへ周波数
変換される。これらの信号を低域通過フィルタ４１，４
２，４３゜４４に通したのち、２値化回路５１，５２，
５３゜５４に通して得られる信号をＱｌ、工ｚ＋Ｑ１
ｐ Ｉ、としよう。これらの信号波形は例えば第５図に
示したように、各々位相が異なったものとなる。ここで
、７０に入力され、その出力信号ＩＱは第古図に示した
ようになる。さらに、信号ＩＩ Ｔ Ｑ４は排他的論理
和回路７６に、信号Ｘ２ ＊ Ｑ２ は排他的論理和回
路７５に入力され、各々、信号ＩＩ Ｑｌ ＊ Ｉ２
Ｑ２が得られる。信号ＩＩＱＩおよびｌ２Ｑ２をそれぞ
れ遅延パルス発生回路６１．６２に入力することにより
、パルス信号Ｄ Ｉ Ｉ Ｑｌ ＃ Ｄ Ｉ２ Ｑ２が
得られる。
の波形図を用いて説明する。入力端子１１に入力された
周波数変調信号は、その中心周波数Ｋｌ”ｌぼ等しい発
掘周波数を有する局部発振器３０の出力信号に、Ｏｏ、
４５ｅ′、９０°、１３５°ノ位相差を与える位相差分
離回路３４０４つの出力信号を局部発振信号とするミク
サ２１，２２，２３゜２４に工りベースバンドへ周波数
変換される。これらの信号を低域通過フィルタ４１，４
２，４３゜４４に通したのち、２値化回路５１，５２，
５３゜５４に通して得られる信号をＱｌ、工ｚ＋Ｑ１
ｐ Ｉ、としよう。これらの信号波形は例えば第５図に
示したように、各々位相が異なったものとなる。ここで
、７０に入力され、その出力信号ＩＱは第古図に示した
ようになる。さらに、信号ＩＩ Ｔ Ｑ４は排他的論理
和回路７６に、信号Ｘ２ ＊ Ｑ２ は排他的論理和回
路７５に入力され、各々、信号ＩＩ Ｑｌ ＊ Ｉ２
Ｑ２が得られる。信号ＩＩＱＩおよびｌ２Ｑ２をそれぞ
れ遅延パルス発生回路６１．６２に入力することにより
、パルス信号Ｄ Ｉ Ｉ Ｑｌ ＃ Ｄ Ｉ２ Ｑ２が
得られる。
パルス信号ＤＩＩ Ｑｌ ＋ Ｄ Ｉ２ Ｑ２ ＊およ
び信号ＩＱは論理回路９０に入力され、出力端子１２に
検波出力が得られる。ここで論理回路９０は、第１図の
破線で囲んだ部分と同じものである。その動作は、第４
図と第５図において、信号Ｄ１１Ｑ、１を信号ＤＩに、
信号ＤＩ２Ｑ、を信号ＤＱにみなせば、これらと信号Ｉ
Ｑの関係は第１の実施例と同じになることが示され、出
力端子１２に検波出力が得られることが理解できる。
び信号ＩＱは論理回路９０に入力され、出力端子１２に
検波出力が得られる。ここで論理回路９０は、第１図の
破線で囲んだ部分と同じものである。その動作は、第４
図と第５図において、信号Ｄ１１Ｑ、１を信号ＤＩに、
信号ＤＩ２Ｑ、を信号ＤＱにみなせば、これらと信号Ｉ
Ｑの関係は第１の実施例と同じになることが示され、出
力端子１２に検波出力が得られることが理解できる。
第２の実施例は第１の実施例に比べて構成は複雑である
けれども、データくりかえし周期あたりの位相の変化が
小さい変調波すなわち変調指数のより小さな変調波に適
用できる利点がある。
けれども、データくりかえし周期あたりの位相の変化が
小さい変調波すなわち変調指数のより小さな変調波に適
用できる利点がある。
第１および第２の実施例の動作から類推できるように、
ベースバンド信号の個数を２Ｎ個に増加させても同様な
検波動作を行わせることができる。
ベースバンド信号の個数を２Ｎ個に増加させても同様な
検波動作を行わせることができる。
ｔｉベースバンド信号の間の位相差が、等間隔でない場
合にも同様な動作が得られることは、容易に確かめるこ
とができる。動作を正しく行わせるために必要なことは
、排他的論理和回路に入力される多数のベースバンド信
号のうち一つの信号の状態が変化するたびに、（１号Ｉ
Ｑの状態が交互に論理状態ｌｌ１ｌＩ！−ＩＯＮを取る
ことから、ベースバンド信号を位相の順に並ぺたとき、
１つおきに選んだ信号のグループのうちいずれかの状態
が変化するたびに１信号ＩＱの状態を判定すればよい。
合にも同様な動作が得られることは、容易に確かめるこ
とができる。動作を正しく行わせるために必要なことは
、排他的論理和回路に入力される多数のベースバンド信
号のうち一つの信号の状態が変化するたびに、（１号Ｉ
Ｑの状態が交互に論理状態ｌｌ１ｌＩ！−ＩＯＮを取る
ことから、ベースバンド信号を位相の順に並ぺたとき、
１つおきに選んだ信号のグループのうちいずれかの状態
が変化するたびに１信号ＩＱの状態を判定すればよい。
ここで、注意しなければならないことは、信号の位相を
順に並べるとき、位相が１８０°を越えたものＫついて
は、１８０°を差し引いた位相の順番に並べること、・
すなわち、１８０°を法とする順番に並べることである
。このととは、信号波形図を描いてみれば容易に理解で
匙る。
順に並べるとき、位相が１８０°を越えたものＫついて
は、１８０°を差し引いた位相の順番に並べること、・
すなわち、１８０°を法とする順番に並べることである
。このととは、信号波形図を描いてみれば容易に理解で
匙る。
以上説明したように、ミクサ以降の回路はすべてベース
バンドで動作し、さらに、２値化回路以降はディジタル
回路で構成できるので、本発明は集積回路による実現が
容易となる効果がある。またベースバンド回路以降は一
旦デイジタル値に変換してから、マイクロプロセッサな
どを用いて、本発明で示した方法による信号処理を行う
ことによっても実現できる。
バンドで動作し、さらに、２値化回路以降はディジタル
回路で構成できるので、本発明は集積回路による実現が
容易となる効果がある。またベースバンド回路以降は一
旦デイジタル値に変換してから、マイクロプロセッサな
どを用いて、本発明で示した方法による信号処理を行う
ことによっても実現できる。
第１図は本発明の第１の実施例を示すブロック動作を説
明するための信号波形図、第４図は本発明の第２の実施
例を示すためのブロック図、第５図は、本発明の第２の
実施例の動作を説明するための信号波形図である。 図において、１１は変調信号入力端子、１２は検波出力
端子、２１，２２，２３．２４はミクサー３０は局部発
Ｗｅ器、３５は９０’移相器、３４は位相差分離回路、
４１，４２，４３．４４は低域通過７（ルタ、５１，５
２，５３．５４はｚ値化回路、６１．６２は遅延パルス
発生回路、７０゜７５．７６．２３０＃′ｉ排他的論理
和回路、７１゜７２．９１．９２はＡＮＤゲート、８１
．８２はＯＲゲート、７９はセットリセットフリップフ
ロップ回路、９０は論理回路、２２０，２４０は遅延回
路、２１１は入力端子、２１２は出力端子である。 ゴ オ １ 図 第２図 ３０ オ ３ 図 ■ Ｑ＝ ＋＋＋−＋− 第４図
明するための信号波形図、第４図は本発明の第２の実施
例を示すためのブロック図、第５図は、本発明の第２の
実施例の動作を説明するための信号波形図である。 図において、１１は変調信号入力端子、１２は検波出力
端子、２１，２２，２３．２４はミクサー３０は局部発
Ｗｅ器、３５は９０’移相器、３４は位相差分離回路、
４１，４２，４３．４４は低域通過７（ルタ、５１，５
２，５３．５４はｚ値化回路、６１．６２は遅延パルス
発生回路、７０゜７５．７６．２３０＃′ｉ排他的論理
和回路、７１゜７２．９１．９２はＡＮＤゲート、８１
．８２はＯＲゲート、７９はセットリセットフリップフ
ロップ回路、９０は論理回路、２２０，２４０は遅延回
路、２１１は入力端子、２１２は出力端子である。 ゴ オ １ 図 第２図 ３０ オ ３ 図 ■ Ｑ＝ ＋＋＋−＋− 第４図
Claims (1)
- ２値ディジタル信号によって周波数変調された信号（変
調信号）を入力として、該変調信号の中心周波数にほぼ
等しい周波数を有する局部発振器を少くとも含み、位相
が互いに異なる２Ｎ個（Ｎは正の整数）のベースバンド
信号を出力する周波数変換手段と、前記２Ｎ個のベース
バンド信号を２値化して得られる２Ｎ個の２値化信号を
作る手段と、該２Ｎ個の２値化信号を入力とする排他的
論理和回路と、これよシ得られる信号を第１の信号とし
、前記２Ｎ個の２値化信号をその位相が１８０°を法と
する順番になるように並べたとき、これらの信号を順に
１個おきにとった信号の全体を第１の信号グループとし
、残塾の２値化信号を第２の信号グループとし、第１の
信号グループに含まれる信号のいずれかの信号の状態が
変化するたびに、前記第１の信号の状態の変化時刻より
も先にあるいは遅れて、パルスを発生する第１のパルス
発生回路と、第２の信号グループに含まれる信号のいず
れかの信号の状態が変化するたびに、前記第１の信号の
状態の変化時刻よりも先にあるい杖遅れて、パルスを発
生する第２のパルス発生回路と、前記排他的論理和回路
と前記第１のパルス発生回路と前記第２のパルス発生回
路とに接続され第１のパルス発生回路の出力パルスが発
生される時刻において第１の信号の状態が論理的にＩＩ
ＩＩ′であるか、あるいは第２のパルス発生回路の出力
パルスが発生される時刻において第１の信号の状態が論
理的Ｋ”Ｏｌであると、２値論理状態のうち一方の状態
を選択し、第１のパルス発生回路の出力パルスが発生さ
れる時刻＜ｂいて第１の信号の状態が論理的にＩｏｌで
あるか、あるいは第２のパルス発生回路の出力パルスが
発生される時刻において第１の信号の状態が論理的Ｋ
”１”であると、前記２値論理状態の他方の状態を選択
して出力する信号選択回路とを有し、該信号選択回路の
出力信号から得られる信号を検波出力信号とすることを
特徴とする周波数検波器。
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