JP3226561B2

JP3226561B2 - Ｆｓｋ信号受信回路

Info

Publication number: JP3226561B2
Application number: JP09711691A
Authority: JP
Inventors: 幹雄林原; 博史鶴見; 洋谷本
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1991-02-22
Filing date: 1991-04-26
Publication date: 2001-11-05
Anticipated expiration: 2016-11-05
Also published as: JPH04313939A; US5373533A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば移動無線通信シ
ステムや光通信システムで使用される通信装置におい
て、受信ＦＳＫ信号を受信し復調するために用いられる
ＦＳＫ信号受信回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】例えば移動無線通信システムでは、ディ
ジタル信号の変調方式として例えばＦＳＫ（Frequency
Shift Keying）方式が多く使用されている。図１８は従
来より使用されているＦＳＫ信号受信回路の一例を示す
ものである。

【０００３】同図において、アンテナ１で受信されたＦ
ＳＫ信号は、高周波増幅器２で増幅されたのち二分岐さ
れてそれぞれ混合回路３Ｉ，３Ｑに入力される。これら
の混合回路３Ｉ，３Ｑではそれぞれ上記受信ＦＳＫ信号
が、局部発振器４から発生された局部発振信号およびこ
の局部発振信号を移相器５でπ／２移相した局部発振信
号と混合され周波数変換される。ここで、上記局部発振
信号の周波数は上記受信ＦＳＫ信号の搬送波周波数と略
等しく設定されている。このため、上記混合回路３Ｉ，
３Ｑからは中間周波信号ではなくベースバンド信号がそ
のまま出力される。すなわち、混合回路３Ｉ，３Ｑでは
ダイレクトコンバージョン方式による復調がなされる。
そして、上記混合回路３Ｉ，３Ｑにより得られた各ＦＳ
Ｋ復調信号は、それぞれ低域通過フィルタ６Ｉ，６Ｑで
高周波成分が除去され、しかるのち低周波増幅器７Ｉ，
７Ｑで増幅されたのち振幅制限器８Ｉ，８Ｑで振幅が制
限されて検波回路９に入力される。尚、振幅制限器８
Ｉ，８Ｑを用いる理由は、移動無線通信システムで使用
した場合、電波の伝播状態の変化や伝送データの符号パ
ターンの変化によって受信ＦＳＫ信号の包絡線が変動す
るので、この包絡線の変動の影響を抑圧するためであ
る。

【０００４】検波回路９は、例えば図１９に示す如く４
個のＤフリップフロップ９１ａ〜９１ｄと、加算器９２
と、２個の反転回路９３ａ，９３ｂとから構成される。
そして、Ｄフリップフロップ９１ａ，９１ｂにより、上
記振幅制限器８Ｉの出力信号ＩＳおよびその反転信号を
トリガ信号として、上記振幅制限器８Ｑの出力信号ＱＳ
の信号レベルをそれぞれ判定する。また、Ｄフリップフ
ロップ９１ｃ，９１ｄにより、上記振幅制限器８Ｑの出
力信号ＱＳおよびその反転信号をトリガ信号として、上
記振幅制限器８Ｉの出力信号ＩＳの信号レベルをそれぞ
れ判定する。そして、これらのＤフリップフロップ９１
ａ〜９１ｄの判定出力を加算器９２で相互に加算するこ
とにより検波出力ＲＳを得ている。

【０００５】この様な構成であるから、いま仮に図２０
のスペクトラム特性に示したように搬送波周波数がｆc
、ディジタル信号の２値に対応する周波数偏移が±δ
に設定されたＦＳＫ信号が受信されたとする。そうする
と、局部発振信号の周波数ｆLは予め上記搬送波周波数
ｆc と等しく設定されており、かつ混合回路３Ｉ，３Ｑ
に供給される局部発振信号にはπ／２の位相差が与えら
れているため、低域通過フィルタ６Ｉ，６Ｑからは周波
数が上記周波数偏移δに等しくかつ位相が互いに直交し
た２つのベースバンド信号がそれぞれ得られる。これら
のベースバンド信号はそれぞれａ(t) cos(２πδｔ) ａ(t) cos(２πδｔ＋π／２）＝−ａ(t) sin(２πδｔ）で表される。尚、ａ(t) は、受信回路への入力電圧、高
周波増幅器２の利得、混合回路３Ｉ，３Ｑおよび低域通
過フィルタ６Ｉ，６Ｑの特性により決まる振幅である。

【０００６】上記低域通過フィルタ６Ｉ，６Ｑから出力
された各ベースバンド信号は、それぞれ低周波増幅器７
Ｉ，７Ｑおよび振幅制限器８Ｉ，８Ｑで波形整形された
のち、検波回路９に供給される。そして、この検波回路
９において、一方のベースバンド信号の信号レベルを他
方のベースバンド信号のエッジに同期してサンプリング
することにより、両ベースバンド信号ＩＳ，ＱＳ間の位
相関係が判定され、この位相関係から周波数偏移δの正
負が識別される。例えば、いま図２１（ａ）に示すよう
なベースバンド信号ＩＳ，ＱＳが検波回路９に入力され
たとすれば、ベースバンド信号ＱＳの立ち上がりエッジ
でベースバンド信号ＩＳの信号レベルを検出することに
より、ベースバンド信号ＩＳに対しベースバンド信号Ｑ
Ｓは遅れていると判定され、この位相関係から例えば周
波数偏移δは正であると識別される。一方、図２１の
（ｂ）に示すようなベースバンド信号ＩＳ，ＱＳが入力
されれば、ベースバンド信号ＩＳに対しベースバンド信
号ＱＳは進んでいると判定され、この位相関係から例え
ば周波数偏移δは負であると識別される。

【０００７】すなわち、この受信回路は位相が相互にπ
／２ずれた２つのベースバンド信号の零交差点（立ち上
がりエッジまたは立ち下がりエッジ）を利用して周波数
偏移δの正負を識別するようにしている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところが、このような
従来のＦＳＫ信号受信回路には、次のような改善すべき
課題があった。すなわち、従来の受信回路は周波数偏移
δの正負を識別するために、２つのベースバンド信号Ｉ
Ｓ，ＱＳの零交差点を利用している。このため、識別タ
イミングは零交差点の位置に限られることになり、その
他の位置では識別を行なえないことになる。したがっ
て、偏移周波数に比べてデータ伝送速度が大きく、特に
データの１スロットが偏移周波数の１／２以下となるよ
うに場合には、ベースバンド信号ＩＳ，ＱＳの次の零交
差点が来る前にデータスロットが次のスロットに遷移し
てしまい、この結果受信データの符号が変化してもこの
符号変化が検出できなくなることがあった。つまり、高
速度の伝送データに対して受信データの欠落を生じるこ
とがあり、この結果データの伝送速度を制限せざるを得
なかった。

【０００９】また、高速度の伝送データに対応するため
には、変調波周波数ｆm （受信ＦＳＫ信号の周波数偏移
を＋δと−δとの間で転換させる周波数で、データ伝送
速度の１／２に相当する）に比べて周波数偏移δを大き
く設定する必要がある。しかし、このようにすると伝送
帯域が広帯域化してしまう欠点があった。

【００１０】そこで本発明の目的は、データ伝送速度に
比較して小さい偏移周波数で変調されたＦＳＫ信号に対
しても、データ欠落を生じることなく常に安定に復調を
行なうことができ、これによりデータ伝送速度の高速化
および伝送帯域の狭帯域化に容易に対応することができ
るＦＳＫ信号受信回路を提供することである。

【００１１】また本発明の他の目的は、データ伝送速度
に比較して小さい偏移周波数で変調されたＦＳＫ信号に
対しても、データ欠落を生じることなく常に安定に復調
を行なえるようにして、データ伝送速度の高速化および
伝送帯域の狭帯域化に容易に対応することができ、さら
に検波信号の信号対雑音比を高めて高品質の受信データ
を得ることができるＦＳＫ信号受信回路を提供すること
である。

【００１２】さらに本発明の別の目的は、ベースバンド
信号に対しばらつきのない高精度の位相推移を与えるこ
とができるようにして再現性および信頼性を高め、かつ
集積化による小形化が容易なＦＳＫ信号受信回路を提供
することである。

【００１３】さらに本発明のその他の目的は、ベースバ
ンド信号に対しばらつきのない高精度の位相推移を与え
ることができ、かつ回路構成をより一層簡単化して小形
化を図り、しかも消費電力を低減することができるＦＳ
Ｋ信号受信回路を提供することである。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記目的及び上記別の目
的をそれぞれ達成するために本発明は、位相が互いに直
交する第１および第２の受信ベースバンド信号のうち、
第１のベースバンド信号を位相推移に相当する遅延時間
を有するディジタル遅延回路に通すことでこの第１のベ
ースバンド信号に対し所定の第１の位相推移を与えた第
３のベースバンド信号とこの信号に対し位相が直交する
第４のベースバンド信号とをそれぞれ得るとともに、上
記第２のベースバンド信号を位相推移に相当する遅延時
間を有するディジタル遅延回路に通すことでこの第２の
ベースバンド信号に上記第１の位相推移を与えた第５の
受信ベースバンド信号を得、上記第３のベースバンド信
号と第４のベースバンド信号とを掛け合わせるととも
に、第３のベースバンド信号と第５のベースバンド信号
とを掛け合わせ、さらにこれらの掛け合わせにより得ら
れた二つの信号どうしを掛け合わせてその出力を検波信
号とするようにしたものである。

【００１５】また、上記他の目的を達成するために他の
本発明は、位相が互いに直交する第１および第２の受信
ベースバンド信号のうち、第１のベースバンド信号を基
に、この第１のベースバンド信号に対し所定の第１の位
相推移を与えた第３のベースバンド信号およびこの信号
に対し位相が直交する第４のベースバンド信号それぞれ
得るとともに、上記第２のベースバンド信号を基に、こ
の信号に対し上記第１の位相推移を与えた第５のベース
バンド信号およびこの信号に対し位相が直交する第６の
ベースバンド信号をそれぞれ得る。そして、上記第３の
ベースバンド信号と第４のベースバンド信号とを掛け合
わせて第１の乗算信号を得るとともに、上記第５のベー
スバンド信号と第６のベースバンド信号とを掛け合わせ
て第２の乗算信号を得、さらに上記第３のベースバンド
信号と第５のベースバンド信号とを掛け合わせて第３の
乗算信号を得、かつこの第３の乗算信号と上記第１の乗
算信号とを掛け合わせて第４の乗算信号を得るととも
に、第３の乗算信号と上記第２の乗算信号とを掛け合わ
せて第５の乗算信号を得、これにより得られた第４の乗
算信号と第５の乗算信号とを相互に合成して、その出力
を検波信号とするようにしたものである。

【００１６】さらに上記別の目的を達成するために本発
明は、第１および第２の信号移相手段に、それぞれ位相
推移に相当する遅延時間を有するディジタル遅延回路を
設け、このディジタル遅延回路により入力ベースバンド
信号に対し位相推移を与えるようにしたものである。

【００１７】さらに上記その他の目的を達成するために
本発明は、第１および第２の信号移相手段を、それぞれ
入力ベースバンド信号を、波形整形回路により波形整形
して２値信号に変換し、この２値信号を位相推移に相当
する遅延時間を有するディジタル遅延回路で遅延して出
力するように構成したものである。

【００１８】

【作用】この結果本発明によれば、ベースバンド信号の
零交差点を用いてデータを識別するのではなく、ベース
バンド信号の波形全体で連続的にデータの識別が行なわ
れるので、ＦＳＫ信号の変調周波数が周波数偏移に対し
十分に小さくない場合でも、つまりデータ伝送速度に比
較して偏移周波数が十分に小さくない場合でも、データ
欠落を生じることなく常に正確に安定な復調を行なうこ
とができる。したがって、周波数帯域幅を高帯域にする
ことなく高速データを安定に伝送することが可能にな
る。また本発明によれば、上記第１及び第２の信号移相
回路としてディジタル遅延回路を使用し、このディジタ
ル遅延回路により入力ベースバンド信号に対し位相推移
を与えるようにしているので、アナログ移相器を使用す
る場合に比べて、入力ベースバンド信号に対しばらつき
の少ない移相推移を与えることができ、しかも例えばＣ
ＭＯＳプロセスによる集積化を容易に行なうことができ
るので、回路規模の小形化および低消費電力化を図るこ
とができる。

【００１９】また他の本発明によれば、第１のベースバ
ンド信号系で得られた検波出力つまり第４の乗算信号
と、第２のベースバンド信号系で得られた検波出力つま
り第５の乗算信号とが加算合成されて、その出力が検波
出力として用いられるので、一方の検波出力をそのまま
使用する場合に比べて、雑音レベルはそれ程増加しない
が信号レベルは倍増された検波出力を得ることができ
る。すなわち本発明によれば、上記発明と同様にデータ
伝送速度に比較して偏移周波数が十分に小さくない場合
でも、データ欠落を生じることなく常に正確に安定な復
調を行なうことができ、さらに検波出力の信号対雑音比
を高めることができるＦＳＫ信号受信回路を提供するこ
とができる。

【００２０】さらに本発明によれば、移相回路としてデ
ィジタル遅延回路を使用し、このディジタル遅延回路に
より入力ベースバンド信号に対し位相推移を与えるよう
にしているので、アナログ移相器を使用する場合に比べ
て、入力ベースバンド信号に対しばらつきの少ない移相
推移を与えることができ、しかも例えばＣＭＯＳプロセ
スによる集積化を容易に行なうことができるので、回路
規模の小形化および低消費電力化を図ることができる。

【００２１】また本発明によれば、アナログベースバン
ド信号をディジタル信号に変換するための回路として、
入力信号を二値化する波形成形回路を用いることによ
り、Ａ／Ｄ変換器を不要にすることができ、これにより
回路構成をより一層簡単化し、かつ低消費電力かを図る
ことができる。

【００２２】

【実施例】

［第１の実施例］図１は、本発明の第１の実施例におけ
るＦＳＫ受信回路の構成を示す回路ブロック図である。
尚、同図において前記図９と同一部分には同一符号を付
して詳しい説明は省略する。

【００２３】低域通過フィルタ６Ｉ，６Ｑから出力され
た第１および第２のベースバンド信号ＫＩ，ＫＱは、そ
れぞれ検波回路１０に入力される。この検波回路１０
は、上記第１のベースバンド信号ＫＩに対し所定の位相
推移を与える第１の信号移相部と、上記第２のベースバ
ンド信号ＫＱに対し所定の位相推移を与える第２の信号
移相部と、乗算部とから構成される。

【００２４】先ず第１の信号移相部では、上記第１のベ
ースバンド信号ＫＩが二分岐され、その一方は第１の移
相器１１Ｉａに入力されて、この第１の移相器１１Ｉａ
で位相推移φ1 が与えられる。そして、この位相推移φ
1 が与えられた第１の分岐ベースバンド信号ＡＩａは、
低周波増幅器１２Ｉａおよび振幅制限器１３Ｉａにより
矩形波に波形整形される。また上記二分岐された第１の
ベースバンド信号ＫＩの他方は、第２の移相器１１Ｉｂ
に入力され、この第２の移相器１１Ｉｂで位相推移φ2
が与えられる。そして、この位相推移φ2 が与えられた
第１の分岐ベースバンド信号ＡＩｂは、低周波増幅器１
２Ｉｂおよび振幅制限器１３Ｉｂにより矩形波に波形整
形される。

【００２５】次に第２の信号移相部では、前記第２のベ
ースバンド信号ＫＱが第３の移相器１１Ｑに入力され、
この第３の移相器１１Ｑで位相推移φ3 が与えられる。
そして、この位相推移φ3 が与えられた第２のベースバ
ンド信号ＡＱは、低周波増幅器１２Ｑおよび振幅制限器
１３Ｑにより矩形波に波形整形される。

【００２６】尚、上記各移相器１１Ｉａ，１１Ｉｂ，１
１Ｑは、コンデンサと抵抗とをＬ形接続したアナログ移
相器により構成される。また、上記位相推移量φ1 ，φ
2 ，φ3 は、｜φ1 −φ2 ｜＝π／２｜φ2 −φ3 ｜＝０ …(1) なる関係に設定される。

【００２７】一方乗算部は、乗算器として３個の排他的
論理和回路１４，１５，１６を有している。排他的論理
和回路１４では、上記振幅制限器１３Ｉａ，１３Ｉｂか
ら出力された各信号ＢＩａ，ＢＩｂの排他的論理和がと
られる。また、排他的論理和回路１５では、上記振幅制
限器１３Ｉｂ，１３Ｑから出力された各信号の排他的論
理和がとられる。さらに排他的論理和回路１６では、上
記各排他的論理和回路１４，１５から出力された各信号
の排他的論理和がとられ、その出力が検波信号ＥＳとし
て出力される。

【００２８】次に以上のように構成された受信回路の動
作を説明する。局部発振器４から発生される局部発振信
号周波数ｆL は受信ＦＳＫ信号の搬送波周波数ｆc と略
等しく設定されているため、低域通過フィルタ６Ｉ，６
Ｑからは基本波周波数として周波数偏移δの成分のみを
含むベースバンド信号ＫＩ，ＫＱが得られる。これらの
ベースバンド信号ＫＩ，ＫＱは、ＫＩ＝cos(２πδｔ) ＫＱ＝±sin(２πδｔ） …(2) のように表される。ここで、上記第２のベースバンド信
号ＫＱの正負は、送信データの符号が“０”のときに正
（＋）、送信データの符号が“１”のときに負（−）に
それぞれ対応するものと仮定する。尚、上記(2) 式では
説明の簡単のためベースバンド信号の振幅係数は省略し
ている。

【００２９】これらのベースバンド信号ＫＩ，ＫＱは、
それぞれ検波回路１０の移相器１１Ｉａ，１１Ｉｂ，１
１Ｑで所定の位相推移φ1 ，φ2 ，φ3 が与えられ、ＡＩａ＝cos(２πδｔ＋φ1) ＡＩｂ＝cos(２πδｔ＋φ2) ＡＱ＝±sin(２πδｔ＋φ3) …(3) で表されるベースバンド信号ＡＩａ，ＡＩｂ，ＡＱとな
って出力される。ここで(1) 式から φ3 ＝φ2 ＝π／２＋φ1 …(4) であるので、上記各ベースバンド信号ＡＩａ，ＡＩｂ，
ＡＱはＡＩａ＝cos(２πδｔ＋φ1) ＡＩｂ＝cos(２πδｔ＋π／２＋φ1) ＝−sin(２πδｔ＋φ1) ＡＱ＝±sin(２πδｔ＋π／２＋φ1) ＝±cos(２πδｔ＋φ1) …(5) のようにも表される。

【００３０】いま例えば、送信局から図２のＴＤに示す
ような送信データをＦＳＫ変調して送信したとする。そ
うすると、各移相器１１Ｉａ，１１Ｉｂ，１１Ｑからは
上記(5) 式から明らかなように図２に示すような波形の
ベースバンド信号ＡＩａ，ＡＩｂ，ＡＱが出力される。
これらのベースバンド信号ＡＩａ，ＡＩｂ，ＡＱは、そ
れぞれ低周波増幅器および振幅制限器により波形整形さ
れて図２のＢＩａ，ＢＩｂ，ＢＱに示すように矩形波と
なる。そして、これらの矩形波となったベースバンド信
号ＢＩａ，ＢＩｂ，ＢＱは、排他的論理和回路１４，１
５でそれぞれＢＩａとＢＩｂとの間およびＢＩｂとＢＱ
との間の排他的論理和がとられて図２のＣＩ，ＤＳのよ
うな波形の信号となり、さらに排他的論理和回路１６に
てこれらの信号ＣＩ，ＤＳ間の排他的論理和がとられ
る。その結果、図２のＥＳに示すような受信データが得
られる。

【００３１】このように本実施例のＦＳＫ信号受信回路
は、位相が互いに直交する２つのベースバンド信号Ｋ
Ｉ，ＫＱのうち、ＫＩを二分岐してその各分岐信号に対
しπ／２の位相差を有する位相推移φ1 ，φ2 を与え、
かつ上記ベースバンド信号ＫＱに対しても上記位相推移
φ2 と同量の位相推移φ3 を与える。そして、その上で
上記位相推移が与えられたベースバンド信号ＢＩａ，Ｂ
Ｉｂ，ＢＱのうち、ＢＩａ，ＢＩｂ相互間およびＢＩ
ｂ，ＢＱ相互間でそれぞれ排他的論理和をとり、さらに
その排他的論理和出力相互間の排他的論理和をとること
により、検波信号ＥＳを得ている。このため、受信ベー
スバンド信号の波形全体を使用して伝送データの検波が
行なわれることになり、これにより周波数偏移δに比べ
て変調波周波数ｆm （受信ＦＳＫ信号の周波数偏移を＋
δと−δとの間で転換させる周波数で、データ伝送速度
の１／２に相当する）が高い場合でも、データ抜けを生
じることなく常に安定に検波を行なうことができる。し
たがって、従来の零交差点を使用する回路では検波を行
なえなかった伝送速度が高速のシステムにおいても、十
分に使用することができる。また、周波数偏移量δを大
きくする必要もないので、広帯域の伝送帯域を使用する
必要もない。これらの効果は、近年の加入者の増大に対
応するために、伝送速度の高速化および無線チャネル間
隔の狭帯域化が課題になっている自動車・携帯無線電話
システム等の移動無線通信システムにあっては、極めて
有効である。

【００３２】また、本実施例のＦＳＫ信号受信回路によ
れば次のような効果を得ることもできる。すなわち、上
記説明では各移相器１１Ｉａ，１１Ｉｂ，１１Ｑによる
移相量が正確に設定され、かつ低周波増幅器１２Ｉａ，
１２Ｉｂ，１２Ｑおよび振幅制限器１３Ｉａ，１３Ｉ
ｂ，１３Ｑの特性が全く等しいものとして説明を行なっ
たが、実際には上記移相量および特性には多少のずれが
ある。このため、排他的論理和回路１４，１５から出力
されるベースバンド信号ＣＩ，ＤＳ相互間には、例えば
図３に示すごとく位相のずれが生じ、このずれが排他的
論理和回路１６から出力される検波出力ＥＳに図３に示
すようにインパルス状の雑音となって現れる。しかし、
本実施例の回路では、検波直前のベースバンド信号Ｃ
Ｉ，ＤＳの基本周波数が２δになっているため、検波出
力ＥＳに現れる上記インパルス状の雑音の基本周波数は
４δと比較的高いものとなる。したがって、この雑音は
後段に設けられた高周波成分除去用の低域通過フィルタ
（図示せず）により比較的容易にしかも効果的に除去さ
れる。

【００３３】ちなみに、本実施例の回路に類似した回路
として、例えば図５に示すように混合回路３Ｉ，３Ｑお
よび低域通過フィルタ６Ｉ，６Ｑにより基本周波数が周
波数偏移δと等しいベースバンド信号ＫＩ，ＫＱを得、
これらのベースバンド信号ＫＩ，ＫＱに移相器１１Ｉ，
１１Ｑでπ／２の移相差を与えたのち、両信号を波形整
形して排他的論理和回路１５により処理することにより
検波出力を得る回路が考えられている。しかし、このよ
うな回路では、検波直前のベースバンド信号ＢＩ，ＢＱ
の基本周波数が周波数偏移δと等しくなっているため、
検波出力ＤＳには例えば図４に示す如く基本周波数が２
δのインパルス状の雑音が現れる。この雑音は低周波で
あるため、後段の低域通過フィルタにおいて除去し難
く、このため検波出力のＳ／Ｎが劣化する。

【００３４】［第２の実施例］図６は、本発明の第２の
実施例におけるＦＳＫ信号受信回路の構成を示す回路ブ
ロック図である。尚、同図において前記図１と同一部分
には同一符号を付して詳しい説明は省略する。

【００３５】この第２の実施例の受信回路が前記第１の
実施例の受信回路と構成を異にするところは、検波回路
２０において、第１のベースバンド信号系と同様に、第
２のベースバンド信号系についてもその信号ＫＱを二分
岐して各々所定の位相推移を与えたのち排他的論理和処
理し、この第２のベースバンド信号系で得られた検波信
号と、第１のベースバンド信号系で得られた検波出力と
を合成することにより検波信号を得るようにした点であ
る。

【００３６】すなわち、低域通過フィルタ６Ｑから出力
された第２のベースバンド信号ＫＱは、二分岐されて第
３および第４の移相器１１Ｑａ，１１Ｑｂにそれぞれ入
力される。これら第３および第４の移相器１１Ｑａ，１
１Ｑｂは、第１および第２の移相器１１Ｉａ，１１Ｉｂ
と同様、コンデンサと抵抗とをＬ形接続したアナログ移
相器により構成される。上記第３および第４の移相器１
１Ｑａ，１１Ｑｂでは、上記第２のベースバンド信号Ｋ
Ｑに対し各々位相推移φ3 ，φ4 が与えられる。ここ
で、これらの位相推移量φ3 ，φ4 と、第１および第２
の移相器１１Ｉａ，１１Ｉｂにおいて第１のベースバン
ド信号に与えられる位相推移量φ1 ，φ2との関係は、｜φ1 −φ2 ｜＝π／２｜φ2 −φ3 ｜＝０｜φ3 −φ4 ｜＝π／２ …(6) のように設定されている。上記第３および第４の各移相
器１１Ｑａ，１１Ｑｂから出力された信号ＡＱａ，ＡＱ
ｂは、それぞれ低周波増幅器１２Ｑａ，１２Ｑｂおよび
振幅制限器１３Ｑａ，１３Ｑｂからなる回路により波形
整形されて矩形波となる。

【００３７】また検波回路２０は乗算部を構成する５個
の排他的論理和回路１４〜１８と、１個の減算器１９と
を有している。上記各排他的論理和回路１４〜１８のう
ち、先ず排他的論理和回路１４では、振幅制限器１３Ｉ
ａ，１３Ｉｂから出力された各信号ＢＩａ，ＢＩｂの排
他的論理和がとられる。また、排他的論理和回路１５で
は、上記振幅制限器１３Ｉｂ，１３Ｑから出力された各
信号の排他的論理和がとられる。さらに排他的論理和回
路１６では、上記各排他的論理和回路１４，１５から出
力された各信号の排他的論理和がとられ、その出力が第
１のベースバンド信号系の検波信号ＥＳとして出力され
る。一方排他的論理和回路１７では、上記振幅制限器１
３Ｑａ，１３Ｑｂから出力された各信号ＢＱａ，ＢＱｂ
の排他的論理和がとられる。また排他的論理和回路１８
では、上記排他的論理和回路１７から出力された信号
と、排他的論理和回路１５から出力されたＢＩｂとＢＱ
ａとの排他的論理和信号との排他的論理和がとられ、そ
の出力が第２のベースバンド信号系の検波信号ＦＳとし
て出力される。

【００３８】減算器１９では、上記排他的論理和回路１
６から出力された検波信号ＥＳから上記排他的論理和回
路１８から出力された検波信号ＦＳが減算される。そし
て、この減算器１９から出力された信号は、低域通過フ
ィルタ２１で低周波成分のみが抽出されたのち、低周波
増幅器２２および振幅制限器２３からなる波形整形回路
により矩形波に波形整形され、その出力信号が本実施例
の受信回路の検波信号ＨＳとして出力される。

【００３９】このような構成であるから、局部発振器４
から発生される局部発振信号周波数ｆL は受信ＦＳＫ信
号の搬送波周波数ｆc と略等しく設定されているため、
低域通過フィルタ６Ｉ，６Ｑからは基本波周波数として
周波数偏移δの成分のみを含むベースバンド信号ＫＩ，
ＫＱが得られる。これらのベースバンド信号ＫＩ，ＫＱ
は、前記(2) 式で既に示したようにＫＩ＝cos(２πδｔ) ＫＱ＝±sin(２πδｔ）のように表される。

【００４０】これらのベースバンド信号ＫＩ，ＫＱは、
検波回路１０で各々二分岐されて、移相器１１Ｉａ，１
１Ｉｂ，１１Ｑａ，１１Ｑｂによりそれぞれ所定の位相
推移φ1 ，φ2 ，φ3 ，φ4 が与えられる。このため、
移相器１１Ｉａ，１１Ｉｂ，１１Ｑａ，１１ＱｂからはＡＩａ＝cos(２πδｔ＋φ1) ＡＩｂ＝cos(２πδｔ＋φ2) ＡＱａ＝±sin(２πδｔ＋φ3) ＡＱｂ＝±sin(２πδｔ＋φ4) …(7) のように表されるベースバンド信号ＡＩａ，ＡＩｂ，Ａ
Ｑａ，ＡＱｂが出力される。ここで上記(6) 式から各位
相推移量φ1 ，φ2 ，φ3 ，φ4 は φ3 ＝φ2 φ4 ＝φ1 φ2 ＝π／２＋φ1 …(8) であるから、上記各ベースバンド信号ＡＩａ，ＡＩｂ，
ＡＱａ，ＡＱｂはＡＩａ＝cos(２πδｔ＋φ1) ＡＩｂ＝−sin(２πδｔ＋φ1) ＡＱａ＝±cos(２πδｔ＋φ1) ＡＱｂ＝±sin(２πδｔ＋φ1) …(9) のようになる。

【００４１】いま例えば、送信局から図７のＴＤに示す
ような送信データをＦＳＫ変調して送信したとする。そ
うすると、各移相器１１Ｉａ，１１Ｉｂ，１１Ｑａ，１
１Ｑｂからは図２および図７に示すような波形のベース
バンド信号ＡＩａ，ＡＩｂ，ＡＱａ，ＡＱｂが出力され
る。これらのベースバンド信号ＡＩａ，ＡＩｂ，ＡＱ
ａ，ＡＱｂは、それぞれ低周波増幅器および振幅制限器
により波形整形されて図２および図７のＢＩａ，ＢＩ
ｂ，ＢＱａ，ＢＱｂに示すように矩形波となる。そし
て、これらの矩形波となったベースバンド信号ＢＩａ，
ＢＩｂ，ＢＱａ，ＢＱｂは、排他的論理和回路１４，１
５，１７でそれぞれＢＩａとＢＩｂとの間、ＢＩｂとＢ
Ｑａとの間およびＢＱａとＢＱｂとの間の排他的論理和
がとられて図２および図７のＣＩ，ＤＳ，ＣＱのような
波形の信号となり、さらに排他的論理和回路１６，１８
にてＣＩとＤＳとの間およびＣＱとＤＳとの間の排他的
論理和がとられる。この結果、図２および図７のＥＳ，
ＦＳに示すような検波信号が得られる。そして、これら
の検波信号ＥＳ，ＦＳは減算器１９で相互に減算処理さ
れる。このとき、上記検波信号ＥＳ，ＦＳは極性が互い
に反転しているため、上記減算処理により相互に加算さ
れたことになり、この結果図７のＧＳに示す如く信号レ
ベルが２倍の検波信号となって出力される。そして、こ
の検波信号ＧＳは、低域通過フィルタ２１で不要な高周
波成分が除去されたのち、低周波増幅器２２および振幅
制限器２３により波形整形され、この波形整形後の信号
が本実施例の受信回路の検波信号ＨＳとして出力され
る。

【００４２】このように本実施例のＦＳＫ信号受信回路
は、位相が互いに直交する２つのベースバンド信号Ｋ
Ｉ，ＫＱを各々二分岐して、その各分岐信号に対しπ／
２の位相差を有する位相推移φ1 ，φ2 およびφ3 ，φ
4 を与え、これらの位相推移が与えられたベースバンド
信号ＢＩａ，ＢＩｂ，ＢＱａ，ＢＱｂのうち、ＢＩａ，
ＢＩｂ相互間、ＢＩｂ，ＢＱａ相互間およびＢＱａ，Ｂ
Ｑｂ相互間でそれぞれ排他的論理和をとる。そして、こ
れらの排他的論理和出力ＣＩ，ＤＳ，ＣＱのうち、Ｃ
Ｉ，ＤＳ相互間およびＣＱ，ＤＳ相互間の排他的論理和
をそれぞれとり、さらにこれらの排他的論理和出力Ｅ
Ｓ，ＦＳを減算器１９で減算することにより検波信号Ｇ
Ｓを得ている。

【００４３】このため、本実施例においても、前記第１
の実施例と同様に受信ベースバンド信号の波形全体を使
用して伝送データの検波が行なわれることになり、これ
により周波数偏移δに比べて変調波周波数ｆm が高い場
合でも、データ抜けを生じることなく常に安定に検波を
行なうことができる。したがって、従来の零交差点を使
用する回路では検波を行なえなかった伝送速度が高速の
システムにおいても、十分に使用することができる。ま
た、周波数偏移量δを大きくする必要もないので、広帯
域の伝送帯域を使用する必要もない。

【００４４】さらに本実施例であれば、第１のベースバ
ンド信号系で得られた検波信号ＥＳから第２のベースバ
ンド信号系で得られた検波信号ＦＳを減算し、これらの
減算出力を検波信号ＧＳとしているので、単独の検波信
号ＥＳ，ＦＳに比べて検波信号の振幅を２倍にすること
ができる。この場合、検波信号ＥＳ，ＦＳに含まれてい
る雑音間には相関がないので、上記減算処理により雑音
レベルが２倍になることはない。したがって、上記減算
処理により得られた検波信号ＧＳは、単独の検波信号Ｅ
Ｓ，ＦＳに比べて信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）の高いものと
なり、これにより高品質の受信データを得ることができ
る。

【００４５】図８は上記第１および第２の各実施例にお
ける受信回路の有効性を証明するために、シュミレーシ
ョンにより計算した受信誤り率特性を示したものであ
り、図中イが第１の実施例の受信回路（図１）による受
信誤り率特性を、またロが第２の実施例の受信回路（図
６）による受信誤り率特性をそれぞれ示している。ちな
みに、従来の受信回路（図１８）による受信誤り率特性
は図中ハのようになる。この特性から明らかなように、
本発明の各実施例の受信回路であれば従来の回路に比べ
て良好な検波特性を得ることができる。

【００４６】［第３の実施例］図９は、本発明の第３の
実施例におけるＦＳＫ信号受信回路の構成を示す回路ブ
ロック図である。尚、同図において前記図１と同一部分
には同一符号を付して詳しい説明は省略する。本実施例
の受信回路の前記図１の受信回路と構成を異にするとこ
ろは、検波回路３０の各信号移相部を、アナログ・ディ
ジタル変換器（Ａ／Ｄ）およびシフトレジスタを使用し
たディジタル遅延回路により構成した点である。

【００４７】すなわち、低域通過フィルタ６Ｉから出力
された第１のベースバンド信号ＫＩは、二分岐されたの
ち各々低周波増幅器３１Ｉａ，３１Ｉｂを介してＡ／Ｄ
変換器３２Ｉａ，３２Ｉｂに入力される。そして、これ
らの入力信号は、Ａ／Ｄ変換器３２Ｉａ，３２Ｉｂでデ
ィジタル信号に変換されたのちシフトレジスタ（ＳＲ）
３３Ｉａ，３３Ｉｂで予め固定的に設定された所定時間
だけ遅延され、しかるのちその極性情報がディジタル比
較器３４Ｉａ，３４Ｉｂにより検出される。尚、低域通
過フィルタ６Ｑから出力された第２のベースバンド信号
ＫＱも、同様に低周波増幅器３１Ｑを介してＡ／Ｄ変換
器３２Ｑでディジタル信号に変換されたのち、シフトレ
ジスタ（ＳＲ）３３Ｑで予め固定的に設定された所定時
間だけ遅延され、しかるのちその極性情報がディジタル
比較器３４Ｑにより検出される。

【００４８】ここで、上記シフトレジスタ３３Ｉａ，３
３Ｉｂ，３３Ｑは、それぞれ例えばＤフリップフロップ
をＮ段縦続接続したものからなり、上記遅延時間はこの
接続段数Ｎおよびシフトレジスタ３３Ｉａ，３３Ｉｂ，
３３Ｑへのシフトクロック信号ＣＫの周期Ｔにより決定
される。例えば、低域通過フィルタ６Ｉ，６Ｑから出力
される信号の平均的な周波数がｆであるとすると、上記
シフトレジスタ３３Ｉａ，３３Ｉｂ，３３Ｑの接続段数
Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３はＮ１−Ｎ２＝１／４ｆＴＮ２−Ｎ３＝０のように設定される。尚、Ｔは１／Ｔが低域通過フィル
タ６Ｉ，６Ｑから出力される信号に含まれる最高周波数
の２倍以上になるように設定する。

【００４９】このような構成であれば、各信号移相部が
Ａ／Ｄ変換器およびシフトレジスタを用いた、遅延量が
固定されたディジタル遅延回路により構成されているの
で、各信号移相部間の位相推移量のばらつきが少なくな
り、これにより再現性および信頼性の高い検波回路を構
成することができる。また、特にディジタル回路である
ためＣＭＯＳを使用した高集積化が可能であり、これに
より消費電力が極めて低い回路を実現することができ
る。

【００５０】ちなみに、コンデンサおよび抵抗を使用し
たアナログの移相器は、遮断周波数の等しい高域通過フ
ィルタ（ＨＰＦ）と低域通過フィルタ（ＬＰＦ）との位
相差がπ／２であることを利用しているので、入力信号
が受ける減衰量が周波数によって異なる。このため、減
衰量の大きい周波数帯域の信号を元の信号レベル以上に
増幅する必要が生じ、増幅段数の増加を招く。しかも、
この増幅は移相器の移相量に影響を与えるほどの移相特
性を持ってはならないので、その利得特性は平坦なもの
にせざるを得ず、減衰量の少ない周波数帯域の信号は必
要以上の増幅を受け、増幅器が飽和するといった別の不
具合が発生することがある。振幅制限器よりも前段で増
幅器が飽和すると、歪みによるオフセットなどが発生し
て正しい振幅制限が行なえなくなる。また、減衰の大き
い周波数帯域の信号を元の信号レベル以上に増幅するた
めに、Ｓ／Ｎの劣化を生じる。さらに、集積回路中で実
現可能な抵抗およびコンデンサの素子は絶対精度が数十
％であり、位相推移量に大きなばらつきが生じやすい。

【００５１】尚、本実施例の検波回路３０は次のような
変形が可能である。図１０はその構成の一例を示すもの
である。この検波回路３０′は、低域通過フィルタ６Ｉ
から出力されたベースバンド信号ＫＩを、低周波増幅器
３１Ｉを介してＡ／Ｄ変換器３２Ｉでディジタル信号に
変換したのち、二分岐してその一方をシフトレジスタ３
３Ｉａに、他方をシフトレジスタ３３Ｉｂにそれぞれ入
力するように構成したものである。このように構成する
と、低周波増幅器およびＡ／Ｄ変換器を図９の回路に比
べてそれぞれ１個減らすことができ、その分回路構成を
簡単化することができる。

【００５２】［第４の実施例］図１１は、本発明の第４
の実施例におけるＦＳＫ信号受信回路の構成を示す回路
ブロック図であり、前記図１０と同一部分には同一符号
を付してある。

【００５３】この第４の実施例の検波回路４０は、移相
器の出力を増幅したのち振幅制限器で振幅制限を行なっ
ても、また振幅制限を行なった後に移相器を通しても得
られる情報は同じであり、さらに振幅制限器の出力信号
は２値信号として取り扱える点に着目したもので、低周
波増幅器および振幅制限器からなる波形整形回路の後段
にシフトレジスタにより構成される移相器を配設したも
のである。

【００５４】すなわち、低域通過フィルタ６Ｉから出力
された第１のベースバンド信号ＫＩは、二分岐されたの
ち各々検波回路４０の低周波増幅器４１Ｉａ，４１Ｉｂ
および振幅制限器４２Ｉａ，４２Ｉｂからなる波形整形
回路により２値信号に波形整形される。また、低域通過
フィルタ６Ｑから出力された第２のベースバンド信号Ｋ
Ｑは、低周波増幅器４１Ｑおよび振幅制限器４２Ｑから
なる波形整形回路により２値信号に波形整形される。そ
して、これらのうち振幅制限器４２Ｉａから出力された
信号のみは、シフトレジスタ（ＳＲ）４３Ｉａに入力さ
れ、このシフトレジスタ４３Ｉａで一定時間の遅延を受
ける。

【００５５】ここで、上記シフトレジスタ４３Ｉａは例
えばＤフリップフロップをＮ段縦続接続したものからな
り、上記遅延時間はこの接続段数Ｎおよびシフトクロッ
ク信号ＣＫの周期により決定される。例えば、いま低域
通過フィルタ６Ｉから出力されたベースバンド信号ＫＩ
の平均的な周波数がｆである場合に、この周波数ｆの信
号に対し移相量π／２に相当する遅延を与えるには、シ
フトクロックＣＫの周期をＴとすると、Ｄフリップフロ
ップの接続段数ＮをＮ＝１／４ｆＴとなるように設定すればよい。尚、シフトクロックＣＫ
の周期Ｔは、１ビットＡ／Ｄ変換器のサンプリング周期
に相当するので、１／Ｔが低域通過フィルタ６Ｉの出力
信号に含まれる最高周波数の２倍以上に設定する必要が
ある。

【００５６】このような構成であれば、第１のベースバ
ンド信号ＫＩのうちの一つは、低周波増幅器４１Ｉａお
よび振幅制限器４２Ｉａにより波形整形されて２値信号
に変換されたのち、シフトレジスタ４３Ｉａにより上記
Ｎ＝１／４ｆＴに相当する時間だけ遅延される。このた
め、第１のベースバンド信号ＫＩは、π／２移相された
ことと等価になる。したがって、排他的論理和回路１
４，１５，１６には前記図２に示した各信号ＢＩａ，Ｂ
Ｉｂ，ＢＱと同じ信号が入力されることになり、この結
果受信ベースバンド信号の波形全体を使用した伝送デー
タの検波が行なわれる。

【００５７】尚、本実施例の回路では、入力ベースバン
ド信号の全周波数成分のうちｆ以外の成分に対してはπ
／２からずれた移相量が与えられることになるが、誤り
率に対する影響は小さい。このため、コンデンサおよび
抵抗からなるアナログ移相器を使用した場合に比べて、
ばらつきが少なく高品質の検波を行なうことができる。

【００５８】また、移相器としてしシフトレジスタを使
用しているので、集積化を格段に容易に行なうことがで
き、また低消費電力化を図ることができる。さらに、Ａ
／Ｄ変換器の機能を２値信号を得るように構成した振幅
制限器、つまり単なる振幅比較器で代用しているので、
Ａ／Ｄ変換器を不要にすることができ、これにより前記
第３の実施例と比較して回路規模を格段に簡単かつ小形
化することができる。また、回路の精度に対する要求も
著しく緩和され、これによりＣＭＯＳ等のように高い精
度を比較的得難い製造プロセスを採用した場合でも、再
現性、信頼性の高い検波回路を構成することができる。

【００５９】ところで、上記第３および第４の実施例で
は、移相器を一定の遅延時間を与えるディジタル遅延回
路により構成したが、このような回路を用いた場合に
は、遅延量が一定であるため入力信号の周波数が所望周
波数から偏差を生じたときに、本来必要としている移相
特性が得られなくなることが考えられる。所望周波数か
らの周波数偏差が生じる原因としては、主として局部発
振器の周波数オフセットにより周波数変換後のベースバ
ンド信号が所望周波数からオフセットすることが考えら
れる。しかし、この様な周波数偏差がある場合でも、前
記第３および第４の受信回路は実用的には何ら支障なく
使用することが可能である。

【００６０】すなわち、コンデンサおよび抵抗からなる
アナログ移相器を用いた場合と、一定の遅延時間を有す
るディジタル移相器を用いた場合とで、それぞれ局部発
振器４の周波数オフセットと所定の受信誤り率（10^-2）
を得るためのＥb ／Ｎo との関係を数値計算により求
め、これを図示するとそれぞれ図１２のニ，ホのように
なる。通常、局部発振器の温度特性等によって生じる周
波数偏差はＶＨＦ帯の受信機で５ppm 程度である。そこ
で、図１２をみると、周波数偏差が５ppm 程度では、一
定の遅延時間を有するディジタル遅延回路を使用した場
合でも、アナログ移相器を使用した場合に比べて検波感
度の劣化はほとんどないことが分かる。したがって、前
記第３および第４の実施例の受信回路（図９および図１
１）のように、一定の遅延時間を有するディジタル遅延
回路を移相器として使用したとしても、ＦＳＫ信号を良
好に検波することができる。

【００６１】尚、本実施例の検波回路４０は次のような
変形が可能である。すなわち、図１３に示す如く低域通
過フィルタ６Ｉから出力されたベースバンド信号ＫＩ
は、低周波増幅器４１Ｉおよび振幅制限器４２Ｉで波形
整形されたのち、二分岐されてシフトレジスタ４３Ｉ
ａ，４３Ｉｂにそれぞれ入力される。そして、これらの
シフトレジスタ４３Ｉａ，４３Ｉｂで各々位相が所定量
遅延されたのち、排他的論理和回路１４により排他的論
理和処理される。一方、低域通過フィルタ６Ｑから出力
されたベースバンド信号ＫＱは、低周波増幅器４１Ｑお
よび振幅制限器４２Ｑで波形整形されたのち、シフトレ
ジスタ４３Ｑに入力される。そして、このシフトレジス
タ４３Ｑで位相が所定量遅延されたのち排他的論理和回
路４３Ｑに入力され、ここで上記シフトレジスタ４３Ｉ
ｂから出力された信号との排他的論理和がとられる。そ
して、上記排他的論理和回路１４から出力された信号と
上記排他的論理和回路１５から出力された信号とは、排
他的論理和回路１６で排他的論理和処理されて検波信号
ＥＳとなり、この検波信号ＥＳは反転回路２１で論理反
転されて出力される。

【００６２】このような構成であれば、第１のベースバ
ンド信号系における波形整形回路、つまり低周波増幅器
および振幅制限器を２回路から１回路に減らすことがで
き、これにより回路構成を簡単化することができる。ま
た、各信号系に各々シフトレジスタ４３Ｉａ，４３Ｉ
ｂ，４３Ｑを設けたので、各ベースバンド信号に対する
遅延量の設定に自由度を持たせることができる。

【００６３】［第５の実施例］図１４および図１５は、
本発明の第５の実施例におけるＦＳＫ信号受信回路の構
成を示す回路ブロック図である。尚、同図において前記
図１３と同一部分には同一符号を付して詳しい説明は省
略する。

【００６４】この第５の実施例の受信回路が前記第４の
実施例の受信回路と構成を異にするところは、検波回路
５０において、第１のベースバンド信号系と同様に、第
２のベースバンド信号系についてもその信号ＫＱを二分
岐して各々所定の遅延を行なったのち排他的論理和処理
し、この第２のベースバンド信号系で得られた検波信号
と、第１のベースバンド信号系で得られた検波出力とを
合成することにより検波信号を得るようにした点であ
る。

【００６５】すなわち、低域通過フィルタ６Ｉから出力
された第１のベースバンド信号ＫＩは、低周波増幅器４
１Ｉ，４１Ｑおよび振幅制限器４２Ｉ，４２Ｑで波形整
形されたのち、二分岐されて第１および第２のシフトレ
ジスタ４３Ｉａ，４３Ｉｂにそれぞれ入力される。ま
た、同様に低域通過フィルタ６Ｑから出力された第２の
ベースバンド信号ＫＱは、低周波増幅器４１Ｉ，４１Ｑ
および振幅制限器４２Ｉ，４２Ｑで波形整形されたの
ち、二分岐されて第３および第４のシフトレジスタ４３
Ｑａ，４３Ｑｂにそれぞれ入力される。これら第１〜第
４の各シフトレジスタ４３Ｉａ，４３Ｉｂ，４３Ｑａ，
４３Ｑｂの接続段数Ｎ１〜Ｎ４はＮ１−Ｎ２＝１／４ｆＴＮ２−Ｎ３＝０Ｎ４−Ｎ３＝１／４ｆＴなる関係に設定される。

【００６６】そして、上記シフトレジスタ４３Ｉａ，４
３Ｉｂから出力されたベースバンド信号は、排他的論理
和回路１４で排他的論理和処理されたのち排他的論理和
回路１６に入力され、またシフトレジスタ４３Ｑａ，４
３Ｑｂから出力されたベースバンド信号は、排他的論理
和回路１７で排他的論理和処理されたのち排他的論理和
回路１８に入力される。さらに、上記シフトレジスタ４
３Ｉｂおよび４３Ｑａから出力されたベースバンド信号
は、排他的論理和回路１５で排他的論理和処理されたの
ち、排他的論理和回路１６，１８にそれぞれ入力され
る。このうち排他的論理和回路１６では、上記排他的論
理和回路１４の出力信号と上記排他的論理和回路１５の
出力信号との排他的論理和が行なわれ、その出力信号Ｅ
Ｓは反転回路２１で論理反転されたのち加算回路２２に
供給される。一方、排他的論理和回路１８では、上記排
他的論理和回路１７の出力信号と上記排他的論理和回路
１５の出力信号との排他的論理和が行なわれ、その出力
信号ＦＳはそのまま加算回路２２に供給される。

【００６７】加算回路２２は、図１５に示す如く１ビッ
トのディジタル加算器２２ａと、２ビットのディジタル
加算器２２ｂとから構成される。１ビットのディジタル
加算器２２ａでは、上記反転回路２１から供給された信
号ＥＳと上記排他的論理和回路１８の出力信号ＦＳとが
加算されて、２ビットの加算データとなって出力され
る。２ビットのディジタル加算器２２ｂでは、上記１ビ
ットのディジタル加算器２２ａから出力された加算デー
タに２ビットのデータ“１１”が加算され、これにより
上記加算データは２の補数変換されて正負の値を持つ２
ビットのデータとなる。そして、このデータはディジタ
ルフィルタ２５に入力される。

【００６８】ディジタルフィルタ２５は、２ビット単位
遅延回路をＬ段縦続接続したシフトレジスタ２３と、低
域ろ波特性を有する積和演算回路２４とからなる。そし
て、加算回路２２から供給されたデータのうちの低周波
成分を、積和演算回路２４のｍビット出力のうちの最上
位ビットｂｍから取り出し、これを検波信号として出力
する。２ビット単位の遅延回路は、例えば図１６のよう
に２個のＤフリップフロップにより構成される。尚、図
１７は以上のような上記ディジタルフィルタ２５により
得られる低域ろ波特性の一例を示すものである。

【００６９】この様な構成の受信回路であれば、前記第
２の実施例で述べた受信回路（図６）と同様に、振幅レ
ベルが２倍の検波信号を得ることができる。これに対
し、雑音成分の振幅レベルは加算しても２^1/2 （＝1.41
42135 …）倍にしかならない。このため、検波信号のＳ
／Ｎを高めることができ、これによりビット誤り率を低
減することができる。

【００７０】また、本実施例であれば、検波回路５０か
らその後段の低域通過フィルタまでの全ての回路をディ
ジタル回路で構成することができる。したがって、受信
回路の大半をＣＭＯＳプロセスにより集積回路化するこ
とができ、これにより極めて小形でかつ低消費電力の回
路を提供することができる。

【００７１】尚、本発明は上記各実施例に限定されるも
のではない。例えば、前記各実施例では受信ＦＳＫ信号
を直接ベースバンド信号に周波数変換するいわゆるダイ
レクトコンバージョン方式を用いた場合について説明し
たが、受信ＦＳＫ信号を一旦中間周波信号に変換したの
ちベースバンド信号に変換する方式を用いた場合にも同
様に実施することができる。その他、信号移相手段の構
成や位相推移量、波形整形回路の構成、乗算手段の構
成、信号合成手段の構成、ディジタルフィルタの構成、
適用するシステムの種類等についても、本発明の要旨を
逸脱しない範囲で種々変形して実施できる。

【００７２】

【発明の効果】以上詳述したように本発明は、位相が互
いに直交する第１および第２の受信ベースバンド信号の
うち、第１のベースバンド信号を位相推移に相当する遅
延時間を有するディジタル遅延回路に通すことで、この
信号に対し所定の第１の位相推移を与えた第３のベース
バンド信号とこの信号に対し位相が直交する第４のベー
スバンド信号とをそれぞれ得るとともに、上記第２のベ
ースバンド信号を位相推移に相当する遅延時間を有する
ディジタル遅延回路に通すことでこの第２のベースバン
ド信号に対し上記第１の位相推移を与えた第５の受信ベ
ースバンド信号を得、上記第３のベースバンド信号と第
４のベースバンド信号とを掛け合わせるとともに、第３
のベースバンド信号と第５のベースバンド信号とを掛け
合わせ、さらにこれらの掛け合わせにより得られた二つ
の信号どうしを掛け合わせてその出力を検波出力とする
ようにしたものである。

【００７３】したがって本発明によれば、データ伝送速
度に比較して小さい偏移周波数で変調されたＦＳＫ信号
に対しても、データ欠落を生じることなく常に安定に復
調を行なうことができ、これによりデータ伝送速度の高
速化および伝送帯域の狭帯域化に容易に対応することが
できるＦＳＫ信号受信回路を提供することができる。ま
た本発明によれば、ディジタル遅延回路を用いて入力ベ
ースバンド信号に位相推移を与えるようにしているの
で、アナログ移相器を使用する場合に比べて、入力ベー
スバンド信号に対しばらつきの少ない移相推移を与える
ことができ、しかも例えばＣＭＯＳプロセスによる集積
化を容易に行なうことができ、これにより回路規模の小
形化および低消費電力化を図り得るＦＳＫ信号受信回路
を提供することができる。

【００７４】また他の本発明は、位相が互いに直交する
第１および第２の受信ベースバンド信号のうち、第１の
ベースバンド信号を基に、この第１のベースバンド信号
に対し所定の第１の位相推移を与えた第３のベースバン
ド信号およびこの信号に対し位相が直交する第４のベー
スバンド信号それぞれ得るとともに、上記第２のベース
バンド信号を基に、この信号に対し上記第１の位相推移
を与えた第５のベースバンド信号およびこの信号に対し
位相が直交する第６のベースバンド信号をそれぞれ得
る。そして、上記第３のベースバンド信号と第４のベー
スバンド信号とを掛け合わせて第１の乗算信号を得ると
ともに、上記第５のベースバンド信号と第６のベースバ
ンド信号とを掛け合わせて第２の乗算信号を得、さらに
上記第３のベースバンド信号と第５のベースバンド信号
とを掛け合わせて第３の乗算信号を得、かつこの第３の
乗算信号と上記第１の乗算信号とを掛け合わせて第４の
乗算信号を得るとともに、第３の乗算信号と上記第２の
乗算信号とを掛け合わせて第５の乗算信号を得、これに
より得られた第４の乗算信号と第５の乗算信号とを相互
に合成して、その出力を検波出力とするようにしたもの
である。

【００７５】したがって本発明によれば、データ伝送速
度に比較して小さい偏移周波数で変調されたＦＳＫ信号
に対しても、データ欠落を生じることなく常に安定に復
調を行なうことができ、データ伝送速度の高速化および
伝送帯域の狭帯域化に容易に対応することができ、さら
に検波信号の信号対雑音比を高めて高品質の受信データ
を得ることができるＦＳＫ信号受信回路を提供すること
ができる。

【００７６】さらに本発明は、第１および第２の信号移
相手段に、それぞれ第１の位相推移に相当する遅延時間
を有するディジタル遅延回路を設け、このディジタル遅
延回路により入力ベースバンド信号に対し位相推移を与
えるようにしたことによって、アナログ移相器を使用す
る場合に比べて、入力ベースバンド信号に対しばらつき
の少ない移相推移を与えることができ、しかも例えばＣ
ＭＯＳプロセスによる集積化を容易に行なうことがで
き、これにより回路規模の小形化および低消費電力化を
図り得るＦＳＫ信号受信回路を提供することができる。

【００７７】さらに本発明は、第１および第２の信号移
相手段を、それぞれ入力ベースバンド信号を、波形整形
回路により波形整形して２値信号に変換し、この２値信
号を第１の位相推移に相当する遅延時間を有するディジ
タル遅延回路で遅延して出力するように構成したことに
よって、ベースバンド信号に対しばらつきのない高精度
の位相推移を与えることができ、かつ回路構成をより一
層簡単化して小形化を図り、しかも消費電力を低減する
ことができるＦＳＫ信号受信回路を提供することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例におけるＦＳＫ信号受信
回路の構成を示す回路ブロック図。

【図２】図１に示した受信回路の動作説明に使用するた
めの信号波形図。

【図３】図１に示した受信回路の効果を説明するための
信号波形図。

【図４】図１に示した受信回路の効果を説明するための
信号波形図。

【図５】従来より考えられているＦＳＫ信号受信回路の
構成の一例を示す回路ブロック図。

【図６】本発明の第２の実施例におけるＦＳＫ信号受信
回路の構成を示す回路ブロック図。

【図７】図６に示した受信回路の動作説明に使用するた
めの信号波形図。

【図８】図１および図６に示した受信回路の受信誤り率
特性を示す図。

【図９】本発明の第３の実施例におけるＦＳＫ信号受信
回路の構成を示す回路ブロック図。

【図１０】図９に示した受信回路の変形例を示す回路ブ
ロック図。

【図１１】本発明の第４の実施例におけるＦＳＫ信号受
信回路の構成を示す回路ブロック図。

【図１２】局部発振器の周波数オフセットと所用受信誤
り率を得るためのＥb／Ｎo との関係を示す図。

【図１３】図１１に示した受信回路の変形例を示す回路
ブロック図。

【図１４】本発明の第５の実施例におけるＦＳＫ信号受
信回路の前段部分の構成を示す回路ブロック図。

【図１５】本発明の第５の実施例におけるＦＳＫ信号受
信回路の後段部分の構成を示す回路ブロック図。

【図１６】図１５に示した受信回路中の２ビット単位遅
延回路の構成の一例を示す回路ブロック図。

【図１７】図１５に示した受信回路中のディジタルフィ
ルタの低域ろ波特性を示す図。

【図１８】従来のＦＳＫ信号受信回路の構成の一例を示
す回路ブロック図。

【図１９】従来の検波回路の構成を示す回路ブロック
図。

【図２０】ＦＳＫ信号の搬送波周波数と周波数偏移との
関係を示す周波数スペクトラム図。

【図２１】図１８に示した受信回路の動作説明に使用す
るタイミング図。

【符号の説明】

１…アンテナ、２…高周波増幅器、３Ｉ，３Ｑ…混合回
路、４…局部発振器、５…π／２移相器、６Ｉ，６Ｑ，
２１…低域通過フィルタ、１０，２０，３０，３０′，
４０，４０′，５０…検波回路、１１Ｉａ，１１Ｉｂ，
１１Ｑａ，１１Ｑｂ…移相器、１２Ｉａ，１２Ｉｂ，１
２Ｑａ，１２Ｑｂ，２２，３１Ｉａ，３１Ｉｂ，３１
Ｑ，４１Ｉａ，４１Ｉｂ，４１Ｑ…低周波増幅器、１３
Ｉａ，１３Ｉｂ，１３Ｑａ，１３Ｑｂ，２３，３４Ｉ
ａ，３４Ｉｂ，３４Ｑ，４２Ｉａ，４２Ｉｂ，４２Ｑ…
振幅制限器、１４〜１８…排他的論理和回路、１９…減
算器、２１…反転回路、２２…加算回路、２２ａ…１ビ
ットディジタル加算器、２２ｂ…２ビットディジタル加
算器、２３…シフトレジスタ、２３１〜２３ｌ…２ビッ
ト単位遅延回路、２４…積和演算回路、２５…ディジタ
ルフィルタ、３２Ｉ，３２Ｉａ，３２Ｉｂ，３２Ｑ…Ａ
／Ｄ変換器、３３Ｉａ，３３Ｉｂ，３３Ｑ，４３Ｉａ，
４３Ｉｂ，４３Ｑ，４３Ｑａ，４３Ｑｂ…シフトレジス
タ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平３−44246（ＪＰ，Ａ) 特開昭59−168752（ＪＰ，Ａ) 特開平４−267656（ＪＰ，Ａ) 特開平１−231463（ＪＰ，Ａ) 特開昭60−146558（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】受信ＦＳＫ信号を周波数変換して位相が
相互に直交する第１および第２のベースバンド信号を得
るためのベースバンド信号再生手段と、位相推移に相当する遅延時間を有するディジタル遅延回
路を備え、このディジタル遅延回路により前記第１のベ
ースバンド信号に対し所定の第１の位相推移を与えた第
３のベースバンド信号およびこの第３のベースバンド信
号に対し位相が直交する第４のベースバンド信号をそれ
ぞれ得るための第１の信号移相手段と、位相推移に相当する遅延時間を有するディジタル遅延回
路を備え、このディジタル遅延回路により前記第２のベ
ースバンド信号に対し前記第１の位相推移を与えた第５
のベースバンド信号を得るための第２の信号移相手段
と、前記第３のベースバンド信号と前記第４のベースバンド
信号とを掛け合わせるとともに、前記第３のベースバン
ド信号と前記第５のベースバンド信号とを掛け合わせ、
さらにこれらの掛け合わせにより得られた二つの信号ど
うしを掛け合わせてその出力を検波信号とする乗算手段
とを具備したことを特徴とするＦＳＫ信号受信回路。
【請求項２】前記第１および第２の信号移相手段は、
それぞれ入力ベースバンド信号を、アナログ・ディジタ
ル変換器でディジタル信号に変換し、このディジタル化
されたベースバンド信号を位相推移に相当する遅延時間
を有するディジタル遅延回路で遅延し、この遅延された
信号の極性を表わす情報を比較器で検出するものである
ことを特徴とする請求項１記載のＦＳＫ信号受信回路。
【請求項３】前記第１および第２の信号移相手段は、
それぞれ入力ベースバンド信号を、波形整形回路により
波形整形して２値信号に変換し、この２値信号をそれぞ
れ位相推移に相当する遅延時間を有するディジタル遅延
回路で遅延して出力するものであることを特徴とする請
求項１記載のＦＳＫ信号受信回路。
【請求項４】受信ＦＳＫ信号を周波数変換して位相が
相互に直交する第１および第２のベースバンド信号を得
るためのベースバンド信号再生手段と、前記第１のベースバンド信号を基に、この第１のベース
バンド信号に対し所定の第１の位相推移を与えた第３の
ベースバンド信号およびこの第３のベースバンド信号に
対し位相が直交する第４のベースバンド信号それぞれ得
るための第１の信号移相手段と、前記第２のベースバンド信号を基に、この第２のベース
バンド信号に対し前記第１の位相推移を与えた第５のベ
ースバンド信号およびこの第５のベースバンド信号に対
し位相が直交する第６のベースバンド信号をそれぞれ得
るための第２の信号移相手段と、前記第３のベースバンド信号と前記第４のベースバンド
信号とを掛け合わせて第１の乗算信号を得るとともに、
前記第５のベースバンド信号と前記第６のベースバンド
信号とを掛け合わせて第２の乗算信号を得、さらに前記
第３のベースバンド信号と前記第５のベースバンド信号
とを掛け合わせて第３の乗算信号を得、かつこの第３の
乗算信号と前記第１の乗算信号とを掛け合わせて第４の
乗算信号を得るとともに、第３の乗算信号と前記第２の
乗算信号とを掛け合わせて第５の乗算信号を得る乗算手
段と、この乗算手段により得られた前記第４の乗算信号と前記
第５の乗算信号とを相互に合成し、その出力を検波信号
とする信号合成手段とを具備したことを特徴とするＦＳ
Ｋ信号受信回路。
【請求項５】第１および第２の信号移相手段は、それ
ぞれ位相推移に相当する遅延時間を有するディジタル遅
延回路を備え、このディジタル遅延回路により入力ベー
スバンド信号に対し位相推移を与えるものであることを
特徴とする請求項４記載のＦＳＫ信号受信回路。
【請求項６】第１および第２の信号移相手段は、それ
ぞれ入力ベースバンド信号を、アナログ・ディジタル変
換器でディジタル信号に変換し、このディジタル化され
たベースバンド信号を位相推移に相当する遅延時間を有
するディジタル遅延回路で遅延し、この遅延された信号
の極性を表わす情報を比較器で検出するものであること
を特徴とする請求項５記載のＦＳＫ信号受信回路。
【請求項７】第１および第２の信号移相手段は、それ
ぞれ入力ベースバンド信号を、波形整形回路により波形
整形して２値信号に変換し、この２値信号をそれぞれ位
相推移に相当する遅延時間を有するディジタル遅延回路
で遅延して出力するものであることを特徴とする請求項
５に記載のＦＳＫ信号受信回路。
【請求項８】信号合成手段は、第４の乗算信号と前記
第５の乗算信号とを相互に加算或いは減算するディジタ
ル演算回路と、このディジタル演算回路から出力された
ディジタル検波信号の不要周波数成分を除去するディジ
タルフィルタとを備えたことを特徴とする請求項５記載
のＦＳＫ信号受信回路。