JPH1188452A - 受信装置および受信信号の復調方法 - Google Patents
受信装置および受信信号の復調方法Info
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- JPH1188452A JPH1188452A JP9236388A JP23638897A JPH1188452A JP H1188452 A JPH1188452 A JP H1188452A JP 9236388 A JP9236388 A JP 9236388A JP 23638897 A JP23638897 A JP 23638897A JP H1188452 A JPH1188452 A JP H1188452A
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 8
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 3
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 7
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 6
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 5
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 4
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 3
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ビット誤り率を向上させつつ、省電力を実現
する受信装置を提供する。 【解決手段】 受信機は、受信信号に基づき得られた中
間周波数信号を、ベースバンド信号に変換する直交検波
器12と、アナログフィルタである第１のLPF14を経たベ
ースバンド信号を二値化する比較器16と、比較器16から
出力された略矩形波のうち、その基本周波数の奇数倍の
周波数成分を通過させる第２のLPF（CICフィルタ）18
と、第２のLPF18の出力信号に基づきクロック再生回路2
2にて再生されたクロックにしたがって、当該出力信号
を復号するサンプラ20および比較器24とを備えている。
する受信装置を提供する。 【解決手段】 受信機は、受信信号に基づき得られた中
間周波数信号を、ベースバンド信号に変換する直交検波
器12と、アナログフィルタである第１のLPF14を経たベ
ースバンド信号を二値化する比較器16と、比較器16から
出力された略矩形波のうち、その基本周波数の奇数倍の
周波数成分を通過させる第２のLPF（CICフィルタ）18
と、第２のLPF18の出力信号に基づきクロック再生回路2
2にて再生されたクロックにしたがって、当該出力信号
を復号するサンプラ20および比較器24とを備えている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信用の受信
装置および受信信号の復調方法にかかり、特に、伝送速
度および変調方式が可変であるような無線通信方式に好
適な受信装置に関する。
装置および受信信号の復調方法にかかり、特に、伝送速
度および変調方式が可変であるような無線通信方式に好
適な受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】現在使用されている無線電話方式や無線
呼出システムには、伝送速度および変調方式が可変であ
るようなものが知られている。たとえば、無線呼出シス
テムの一つであるFLEX(登録商標)方式においては、３種
類の伝送速度（1600／3200／6400bps）および２種類の
変調方式（2FSK(Frequency Shift Keying)／4FSK）があ
り、かつ、２種類のシンボルレート（1600／3200sps）
が規定されている。
呼出システムには、伝送速度および変調方式が可変であ
るようなものが知られている。たとえば、無線呼出シス
テムの一つであるFLEX(登録商標)方式においては、３種
類の伝送速度（1600／3200／6400bps）および２種類の
変調方式（2FSK(Frequency Shift Keying)／4FSK）があ
り、かつ、２種類のシンボルレート（1600／3200sps）
が規定されている。
【０００３】このような無線呼出システムにおいて、雑
音帯域幅を最小化するために、直交検波後の信号路に配
置されたLPF（Low Pass Filter）の通過帯域幅を、シン
ボルレートにしたがって変更するのが好ましい。
音帯域幅を最小化するために、直交検波後の信号路に配
置されたLPF（Low Pass Filter）の通過帯域幅を、シン
ボルレートにしたがって変更するのが好ましい。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
受信機は、たとえば、上記LPFをアナログ回路により実
現した場合には、LPFを、シンボルレートが3200spsであ
るときに適合するように設計している。このため、シン
ボルレートが1600spsであるときには、より雑音の影響
を受けやすく、ビット誤り率（BER）が劣化するという
問題点があった。
受信機は、たとえば、上記LPFをアナログ回路により実
現した場合には、LPFを、シンボルレートが3200spsであ
るときに適合するように設計している。このため、シン
ボルレートが1600spsであるときには、より雑音の影響
を受けやすく、ビット誤り率（BER）が劣化するという
問題点があった。
【０００５】このような問題点を解決するために、上記
LPFの出力信号を二値化して、再びシンボルレートにし
たがって帯域を変更する移動平均型のディジタルLPFを
用いて、BERの劣化を軽減していた。
LPFの出力信号を二値化して、再びシンボルレートにし
たがって帯域を変更する移動平均型のディジタルLPFを
用いて、BERの劣化を軽減していた。
【０００６】しかしながら、移動平均型フィルタのシフ
トレジスタの段数が大きく、このため、回路規模は比較
的大きいため、消費電力が大きくなってしまうという問
題点があった。特に、近年の無線電話機やページャにお
いては、その消費電力を低減化し、通話時間や受信待ち
時間を長くすることが要求されているが、上述した移動
平均型フィルタを用いる場合には、その回路規模によ
り、通話時間や待ち時間の長時間化を達成することが困
難であった。
トレジスタの段数が大きく、このため、回路規模は比較
的大きいため、消費電力が大きくなってしまうという問
題点があった。特に、近年の無線電話機やページャにお
いては、その消費電力を低減化し、通話時間や受信待ち
時間を長くすることが要求されているが、上述した移動
平均型フィルタを用いる場合には、その回路規模によ
り、通話時間や待ち時間の長時間化を達成することが困
難であった。
【０００７】本発明の目的は、係る問題を解決するため
になされたもので、簡単な構成の回路によりビット誤り
率を向上させつつ、省電力を実現する受信装置を提供す
ることにある。
になされたもので、簡単な構成の回路によりビット誤り
率を向上させつつ、省電力を実現する受信装置を提供す
ることにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、受信信
号に基づき得られた中間周波数信号を、ベースバンド信
号に変換する検波回路と、前記ベースバンド信号を二値
化する二値化回路と、前記二値化回路の出力信号の信号
のうち、その基本周波数の奇数倍の周波数成分を通過さ
せるフィルタ回路と、前記フィルタ回路の出力信号に基
づき再生されたクロックにしたがって、当該出力信号を
復号する復号回路とを備えたことを特徴とする受信装置
により達成される。
号に基づき得られた中間周波数信号を、ベースバンド信
号に変換する検波回路と、前記ベースバンド信号を二値
化する二値化回路と、前記二値化回路の出力信号の信号
のうち、その基本周波数の奇数倍の周波数成分を通過さ
せるフィルタ回路と、前記フィルタ回路の出力信号に基
づき再生されたクロックにしたがって、当該出力信号を
復号する復号回路とを備えたことを特徴とする受信装置
により達成される。
【０００９】本発明によれば、二値化回路により二値化
され、略矩形波となった信号を、その基本周波数の奇数
倍の周波数成分を通過させるフィルタ回路にて濾波す
る。このため、雑音成分を適切に除去し、これにより、
ビット誤り率を向上させることが可能となる。
され、略矩形波となった信号を、その基本周波数の奇数
倍の周波数成分を通過させるフィルタ回路にて濾波す
る。このため、雑音成分を適切に除去し、これにより、
ビット誤り率を向上させることが可能となる。
【００１０】前記フィルタ回路は前記二値化回路の出力
信号から矩形波成分のみをろ波することを基本とする
が、必ずしもこれに限るものではない。例えば、奇数倍
の周波数成分のうち、5倍、７倍以降の周波数成分はさ
ほど重要ではなく、これらを通過させないものも適用可
能である。さらに、３倍波を通過させにくいもの、ある
いは通過させないものであってもよい。要するに、前記
二値化回路の出力信号の性質に応じて、この信号から所
望の成分を取り出すことができるフィルタであればよ
い。なお、前記二値化回路の前段に、前記直交検波回路
により得られた信号の搬送波周波数の2倍波成分を取り
除く低域ろ波器を備えてもよい。
信号から矩形波成分のみをろ波することを基本とする
が、必ずしもこれに限るものではない。例えば、奇数倍
の周波数成分のうち、5倍、７倍以降の周波数成分はさ
ほど重要ではなく、これらを通過させないものも適用可
能である。さらに、３倍波を通過させにくいもの、ある
いは通過させないものであってもよい。要するに、前記
二値化回路の出力信号の性質に応じて、この信号から所
望の成分を取り出すことができるフィルタであればよ
い。なお、前記二値化回路の前段に、前記直交検波回路
により得られた信号の搬送波周波数の2倍波成分を取り
除く低域ろ波器を備えてもよい。
【００１１】本発明の好ましい実施態様においては、前
記フィルタ回路が、ＣＩＣ(Cascaded Integrator Comb)
フィルタから構成されている。この実施態様によれば、
従来の移動平均型ディジタルフィルタと比較して、その
回路規模を小さくすることができ、これにより、消費電
力を低減することが可能となる。
記フィルタ回路が、ＣＩＣ(Cascaded Integrator Comb)
フィルタから構成されている。この実施態様によれば、
従来の移動平均型ディジタルフィルタと比較して、その
回路規模を小さくすることができ、これにより、消費電
力を低減することが可能となる。
【００１２】本発明のさらに好ましい実施態様において
は、前記受信装置が、複数のシンボルレートの信号を受
信し、前記フィルタ回路が、前記シンボルレートの変更
にしたがって、通過させる基本周波数の奇数倍の周波数
成分を変更するように構成されている。この実施態様に
よれば、FLEX（登録商標）方式など、複数のシンボルレ
ートを備えた受信方式にしたがった場合でも、適切に雑
音を除去することができ、これにより、ビット誤り率を
改善することが可能となる。
は、前記受信装置が、複数のシンボルレートの信号を受
信し、前記フィルタ回路が、前記シンボルレートの変更
にしたがって、通過させる基本周波数の奇数倍の周波数
成分を変更するように構成されている。この実施態様に
よれば、FLEX（登録商標）方式など、複数のシンボルレ
ートを備えた受信方式にしたがった場合でも、適切に雑
音を除去することができ、これにより、ビット誤り率を
改善することが可能となる。
【００１３】また、本発明の目的は、受信信号に基づき
得られた中間周波数信号を、ベースバンド信号に変換
し、前記ベースバンド信号を二値化し、二値化された矩
形波を構成する信号成分のうち、その基本周波数の奇数
倍の周波数成分を通過するように、二値化されたベース
バンド信号を濾波し、濾波された信号の出力信号に基づ
きクロックを再生し、再生されたクロックにしたがっ
て、前記出力信号を復調するように構成されたことを特
徴とする受信信号の復調方法によっても達成される。
得られた中間周波数信号を、ベースバンド信号に変換
し、前記ベースバンド信号を二値化し、二値化された矩
形波を構成する信号成分のうち、その基本周波数の奇数
倍の周波数成分を通過するように、二値化されたベース
バンド信号を濾波し、濾波された信号の出力信号に基づ
きクロックを再生し、再生されたクロックにしたがっ
て、前記出力信号を復調するように構成されたことを特
徴とする受信信号の復調方法によっても達成される。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明の実施の形態に付き説明を加える。この実施の形態に
おいて、受信機は、FLEX(登録商標)方式に基づく信号の
受信が可能なページャである。図１は、本発明の実施の
形態にかかる受信機の主要部の構成を示すブロックダイ
ヤグラムである。この受信機においては、受信アンテナ
（図示せず）により受信された信号が、フロントエンド
（図示せず）にて中間周波数信号IF Signalに変換され
る。図１に示すように、この受信機１０は、上述した、
受信アンテナやフロントエンドのほか、中間周波数信号
IF Signalを受け入れて、直交検波をする直交検波器(Qu
adrature detector)１２と、検波後の信号を濾波する第
１のLPF１４と、濾波された信号を二値化する比較器１
６と、二値化された信号（ディジタル信号）のうちの所
定の周波数成分を通過させる第２のLPF１８と、第２のL
PF１８の出力を、クロック再生回路２２から与えられる
クロックに基づきサンプリングするサンプラ２０と、第
２のLPF１８の出力に基づき同期捕捉および同期追従を
行い、必要なクロックを出力するクロック再生回路２２
と、サンプラ２０にてサンプリングされた出力信号を二
値化する比較器２４とを備えている。
明の実施の形態に付き説明を加える。この実施の形態に
おいて、受信機は、FLEX(登録商標)方式に基づく信号の
受信が可能なページャである。図１は、本発明の実施の
形態にかかる受信機の主要部の構成を示すブロックダイ
ヤグラムである。この受信機においては、受信アンテナ
（図示せず）により受信された信号が、フロントエンド
（図示せず）にて中間周波数信号IF Signalに変換され
る。図１に示すように、この受信機１０は、上述した、
受信アンテナやフロントエンドのほか、中間周波数信号
IF Signalを受け入れて、直交検波をする直交検波器(Qu
adrature detector)１２と、検波後の信号を濾波する第
１のLPF１４と、濾波された信号を二値化する比較器１
６と、二値化された信号（ディジタル信号）のうちの所
定の周波数成分を通過させる第２のLPF１８と、第２のL
PF１８の出力を、クロック再生回路２２から与えられる
クロックに基づきサンプリングするサンプラ２０と、第
２のLPF１８の出力に基づき同期捕捉および同期追従を
行い、必要なクロックを出力するクロック再生回路２２
と、サンプラ２０にてサンプリングされた出力信号を二
値化する比較器２４とを備えている。
【００１５】直交検波器１２、第１のLPF１４、比較器
１６、サンプラ２０、クロック再生回路２２および比較
器２４は、従来のものを使用することができる。すなわ
ち、第１のLPF１４は、シンボルレートが3200spsである
ときに適合するように設計されたアナログフィルタであ
り、たとえば、図６に示すような振幅特性を有してい
る。
１６、サンプラ２０、クロック再生回路２２および比較
器２４は、従来のものを使用することができる。すなわ
ち、第１のLPF１４は、シンボルレートが3200spsである
ときに適合するように設計されたアナログフィルタであ
り、たとえば、図６に示すような振幅特性を有してい
る。
【００１６】比較器１６は、第１のLPF１４により濾波
された信号を、所定の閾値を用いて二値化する。
された信号を、所定の閾値を用いて二値化する。
【００１７】この実施の形態においては、直交検波器１
２および第１のLPF１４を介した信号が、比較器１６に
て二値化される。すなわち、比較器１６からの出力は、
“１”或いは“０”からなる略矩形波となる。すなわ
ち、矩形波ｆ（ｔ）は、基本周波数の正弦波（sinｔ）
の奇数次数項の和として表わすことができる。
２および第１のLPF１４を介した信号が、比較器１６に
て二値化される。すなわち、比較器１６からの出力は、
“１”或いは“０”からなる略矩形波となる。すなわ
ち、矩形波ｆ（ｔ）は、基本周波数の正弦波（sinｔ）
の奇数次数項の和として表わすことができる。
【００１８】この実施の形態において、第２のLPF１８
には、CIC(Cascaded Integrator Comb)フィルタが用い
られている。図２は、この実施の形態にかかる第２のLP
F１８の構成を示す機能ブロック図である。図２に示す
ように、第２のLPF１８は、前段に配置されたコムフィ
ルタ(Comb Filter)２６と、後段に配置された積分回路
２８から構成されている。コムフィルタ２６は、サンプ
ル周期Ｔｓを所定の段数Ｎだけ遅延させる遅延手段（Ｎ
＊Ｔｓ ｄｅｌａｙ）と、この出力を入力から減算する
減算器とを備える。また、積分回路は、出力を１サンプ
ル周期Ｔｓだけ遅延させてフィードバックする遅延手段
（Ｔｓ ｄｅｌａｙ）と、この出力を現在の出力に加算
する加算器とを備える。この実施の形態において、前段
に配置されたコムフィルタ２６は、シンボルレートが16
00spsであるときに、段数N＝16、Ts＝１／25.6[msec]で
作動し、その一方、シンボルレートが3200spsであると
きに、段数N＝１２、Ts＝１／38.6[msec]で作動するよ
うになっている。すなわち、コムフィルタ２６は、シン
ボルレートによって、フィルタの段数を変化させ、その
振幅特性を変更できるように構成されている。また、積
分回路２８は、直流成分を通過させるために設けられて
いる。
には、CIC(Cascaded Integrator Comb)フィルタが用い
られている。図２は、この実施の形態にかかる第２のLP
F１８の構成を示す機能ブロック図である。図２に示す
ように、第２のLPF１８は、前段に配置されたコムフィ
ルタ(Comb Filter)２６と、後段に配置された積分回路
２８から構成されている。コムフィルタ２６は、サンプ
ル周期Ｔｓを所定の段数Ｎだけ遅延させる遅延手段（Ｎ
＊Ｔｓ ｄｅｌａｙ）と、この出力を入力から減算する
減算器とを備える。また、積分回路は、出力を１サンプ
ル周期Ｔｓだけ遅延させてフィードバックする遅延手段
（Ｔｓ ｄｅｌａｙ）と、この出力を現在の出力に加算
する加算器とを備える。この実施の形態において、前段
に配置されたコムフィルタ２６は、シンボルレートが16
00spsであるときに、段数N＝16、Ts＝１／25.6[msec]で
作動し、その一方、シンボルレートが3200spsであると
きに、段数N＝１２、Ts＝１／38.6[msec]で作動するよ
うになっている。すなわち、コムフィルタ２６は、シン
ボルレートによって、フィルタの段数を変化させ、その
振幅特性を変更できるように構成されている。また、積
分回路２８は、直流成分を通過させるために設けられて
いる。
【００１９】図３は、本実施の形態にかかる第２のLPF
１８の振幅特性を示す図である。この実施の形態におい
ては、コムフィルタ２６が、シンボルレートによりその
振幅特性を変更できるため、第２のLPF１８の振幅特性
も、シンボルレートにしたがって変化するようになって
いる。図３において、実線にて示す曲線３０１が、シン
ボルレートが1600spsであるときの振幅特性であり、そ
の一方、点線にて示す曲線３０２が、シンボルレートが
3200spsであるときの振幅特性である。図３に示すよう
に、シンボルレートが1600spsであるときには、800Hzの
奇数倍の周波数成分が、第２のLPF１８において通過で
き、その一方、シンボルレートが3200spsであるときに
は、1600Hzの奇数倍の周波数成分が、第２のLPF１８に
おいて通過できる。これは本受信機において直交検波後
のコンパレータ出力の信号成分が基本周波数の奇数次数
項の和であることに対応している。なお、従来の移動平
均型のフィルタでは、基本周波数の偶数次数（例えば、
1600spsのときの1600Hz）において、ＣＩＣフィルタの
ようにゲインが小さくならず、ゲインの低下はせいぜい
−20dB程度であり一定の利得を有していた。これに対し
て、ＣＩＣフィルタではゲインが非常に小さくなるので
ノイズ等の影響を受けにくくなり、後述のようにBERが
改善されるのである。なお、ＣＩＣフィルタと従来の移
動平均型のフィルタとを比較すると、前述のようにＣＩ
Ｃフィルタは2倍波に対しては移動平均型のフィルタよ
りも効果的である。
１８の振幅特性を示す図である。この実施の形態におい
ては、コムフィルタ２６が、シンボルレートによりその
振幅特性を変更できるため、第２のLPF１８の振幅特性
も、シンボルレートにしたがって変化するようになって
いる。図３において、実線にて示す曲線３０１が、シン
ボルレートが1600spsであるときの振幅特性であり、そ
の一方、点線にて示す曲線３０２が、シンボルレートが
3200spsであるときの振幅特性である。図３に示すよう
に、シンボルレートが1600spsであるときには、800Hzの
奇数倍の周波数成分が、第２のLPF１８において通過で
き、その一方、シンボルレートが3200spsであるときに
は、1600Hzの奇数倍の周波数成分が、第２のLPF１８に
おいて通過できる。これは本受信機において直交検波後
のコンパレータ出力の信号成分が基本周波数の奇数次数
項の和であることに対応している。なお、従来の移動平
均型のフィルタでは、基本周波数の偶数次数（例えば、
1600spsのときの1600Hz）において、ＣＩＣフィルタの
ようにゲインが小さくならず、ゲインの低下はせいぜい
−20dB程度であり一定の利得を有していた。これに対し
て、ＣＩＣフィルタではゲインが非常に小さくなるので
ノイズ等の影響を受けにくくなり、後述のようにBERが
改善されるのである。なお、ＣＩＣフィルタと従来の移
動平均型のフィルタとを比較すると、前述のようにＣＩ
Ｃフィルタは2倍波に対しては移動平均型のフィルタよ
りも効果的である。
【００２０】シンボルレートが1600spsの場合には、基
本周波数は800Hz、シンボルレートが3200spsの場合に
は、基本周波数は1600Hzである。したがって、本実施の
形態においては、上述したようにフィルタの振幅特性
を、シンボルレートにしたがって変更するようになって
いる。
本周波数は800Hz、シンボルレートが3200spsの場合に
は、基本周波数は1600Hzである。したがって、本実施の
形態においては、上述したようにフィルタの振幅特性
を、シンボルレートにしたがって変更するようになって
いる。
【００２１】第２のLPF１８を通過することにより、必
要な周波数成分を適切に通過させ、雑音の成分が除去さ
れた信号は、サンプラ２０およびクロック再生回路２２
に与えられる。クロック再生回路２２においては、第２
のLPF１８の出力信号にしたがって、サンプラ２０によ
るサンプリングに必要なクロックを再生して、これをサ
ンプラ２０に出力する。
要な周波数成分を適切に通過させ、雑音の成分が除去さ
れた信号は、サンプラ２０およびクロック再生回路２２
に与えられる。クロック再生回路２２においては、第２
のLPF１８の出力信号にしたがって、サンプラ２０によ
るサンプリングに必要なクロックを再生して、これをサ
ンプラ２０に出力する。
【００２２】サンプラ２０においては、クロック再生回
路２２から与えられたクロックにしたがって、第２のLP
F１８からの出力信号をサンプリングし、得られた信号
を、コンパレータ２４に出力する。コンパレータ２４に
おいては、上記クロックにしたがってサンプリングされ
た信号を二値化して、“１”および“０”からなるデー
タを作成して出力する。
路２２から与えられたクロックにしたがって、第２のLP
F１８からの出力信号をサンプリングし、得られた信号
を、コンパレータ２４に出力する。コンパレータ２４に
おいては、上記クロックにしたがってサンプリングされ
た信号を二値化して、“１”および“０”からなるデー
タを作成して出力する。
【００２３】最後に、本実施の形態にしたがって実行し
たシミュレーションの結果につき説明を加える。このシ
ミュレーションにおいては、ＡＷＧＮ（白色ガウス雑
音）環境下およびフェージング環境下で、シンボルレー
トが1600spsである場合のビット誤り率（BER）を計算し
た。図４は、ＡＷＧＮ環境下でのシミュレーション結果
を示す図である。図４において、正方形の点（□）をプ
ロットして、これを結んだ直線４０１は、第２のLPFを
配置しなかった場合のビット誤り率を示し、三角形の点
（△）をプロットして、これを結んだ直線４０２は、従
来の移動平均型のLPFを用いた場合のビット誤り率を示
す。さらに、黒丸の点（●）をプロットして、これを結
んだ直線４０３は、本実施の形態にかかるＣＩＣフィル
タを第２のLPFに適用した場合のビット誤り率を示す。
たシミュレーションの結果につき説明を加える。このシ
ミュレーションにおいては、ＡＷＧＮ（白色ガウス雑
音）環境下およびフェージング環境下で、シンボルレー
トが1600spsである場合のビット誤り率（BER）を計算し
た。図４は、ＡＷＧＮ環境下でのシミュレーション結果
を示す図である。図４において、正方形の点（□）をプ
ロットして、これを結んだ直線４０１は、第２のLPFを
配置しなかった場合のビット誤り率を示し、三角形の点
（△）をプロットして、これを結んだ直線４０２は、従
来の移動平均型のLPFを用いた場合のビット誤り率を示
す。さらに、黒丸の点（●）をプロットして、これを結
んだ直線４０３は、本実施の形態にかかるＣＩＣフィル
タを第２のLPFに適用した場合のビット誤り率を示す。
【００２４】図４から明らかなように、本実施の形態に
かかる第２のLPFを用いた場合のビット誤り率の方が、
従来の移動平均型のLPFを用いた場合のビット誤り率よ
りも小さいことがわかる。たとえば、BER＝１×１０-4
のときに、ビット誤り率（ＢＥＲ）は、１／２に改善で
きている。
かかる第２のLPFを用いた場合のビット誤り率の方が、
従来の移動平均型のLPFを用いた場合のビット誤り率よ
りも小さいことがわかる。たとえば、BER＝１×１０-4
のときに、ビット誤り率（ＢＥＲ）は、１／２に改善で
きている。
【００２５】また、図５は、フェージング環境下でのシ
ミュレーション結果を示す図である。図５において、点
線にて示す直線５０１は、従来の移動平均型のLPFを用
いた場合のビット誤り率を示し、実線にて示す直線５０
２は、本実施の形態にかかるＣＩＣフィルタを第２のLP
Fに適用した場合のビット誤り率を示す。また、細実線
にて示す直線５０３は、理論値を示す。
ミュレーション結果を示す図である。図５において、点
線にて示す直線５０１は、従来の移動平均型のLPFを用
いた場合のビット誤り率を示し、実線にて示す直線５０
２は、本実施の形態にかかるＣＩＣフィルタを第２のLP
Fに適用した場合のビット誤り率を示す。また、細実線
にて示す直線５０３は、理論値を示す。
【００２６】図５から理解できるように、本実施の形態
にかかる第２のLPFを使用した場合の特性は、同じＢＥ
Ｒで比較したとき理論値よりも約２ｄB劣るものの、従
来のものよりも、約１ｄB改善されている。このよう
に、本実施の形態の第２のLPFを用いると、特に、フェ
ージング環境下で使用する場合に好適であることが理解
できる。
にかかる第２のLPFを使用した場合の特性は、同じＢＥ
Ｒで比較したとき理論値よりも約２ｄB劣るものの、従
来のものよりも、約１ｄB改善されている。このよう
に、本実施の形態の第２のLPFを用いると、特に、フェ
ージング環境下で使用する場合に好適であることが理解
できる。
【００２７】さらに、従来の移動平均型のフィルタを、
シフトレジスタの段数で２１段で構成できるが、本実施
の形態においては、第２のLPFを、シフトレジスタの段
数で１６段で構成することができる。この点を考慮し
て、論理合成ツールを用いて、回路規模を比較した結
果、本実施の形態にかかる第２のLPFによれば、従来の
移動平均型フィルタと比較して、その回路規模を約３０
％削減できることがわかった。
シフトレジスタの段数で２１段で構成できるが、本実施
の形態においては、第２のLPFを、シフトレジスタの段
数で１６段で構成することができる。この点を考慮し
て、論理合成ツールを用いて、回路規模を比較した結
果、本実施の形態にかかる第２のLPFによれば、従来の
移動平均型フィルタと比較して、その回路規模を約３０
％削減できることがわかった。
【００２８】本実施の形態によれば、直交検波後に比較
器により二値化した信号を、基本周波数の奇数次数項の
周波数成分のみを通過させる第２のフィルタに通すよう
に構成し、これにより、ビット誤り率の改善および回路
規模の縮小を実現することが可能となる。
器により二値化した信号を、基本周波数の奇数次数項の
周波数成分のみを通過させる第２のフィルタに通すよう
に構成し、これにより、ビット誤り率の改善および回路
規模の縮小を実現することが可能となる。
【００２９】本発明は、以上の実施の形態に限定される
ことなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内
で、種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内
に包含されるものであることは言うまでもない。
ことなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内
で、種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内
に包含されるものであることは言うまでもない。
【００３０】たとえば、前記実施の形態においては、第
２のフィルタとして、コムフィルタおよび積分回路から
なるＣＩＣフィルタを用いているが、これに限定される
ものではなく、基本周波数の奇数次数項を通過させるよ
うな構成のものであれば良い。
２のフィルタとして、コムフィルタおよび積分回路から
なるＣＩＣフィルタを用いているが、これに限定される
ものではなく、基本周波数の奇数次数項を通過させるよ
うな構成のものであれば良い。
【００３１】また、前記実施の形態においては、伝送速
度および変調方式が可変で、２つのシンボルレートが規
定されているFLEX（登録商標）方式の受信機を用いた。
このように複数のシンボルレートが規定されている方式
の受信機に、本発明は好適であるが、これに限定される
ものではなく、シンボルレートが単一であるような方式
にも本発明を適用することは可能である。また、必ずし
も、伝送速度や変調方式が可変である必要もない。
度および変調方式が可変で、２つのシンボルレートが規
定されているFLEX（登録商標）方式の受信機を用いた。
このように複数のシンボルレートが規定されている方式
の受信機に、本発明は好適であるが、これに限定される
ものではなく、シンボルレートが単一であるような方式
にも本発明を適用することは可能である。また、必ずし
も、伝送速度や変調方式が可変である必要もない。
【００３２】さらに、本実施の形態においては、ページ
ャに本発明を適用しているが、これに限定されるもので
はなく、携帯電話機など他の通信機にも適用可能である
ことはいうまでもない。
ャに本発明を適用しているが、これに限定されるもので
はなく、携帯電話機など他の通信機にも適用可能である
ことはいうまでもない。
【００３３】また、本明細書において、手段とは必ずし
も物理的手段を意味するものではなく、各手段の機能
が、ソフトウェアによって実現される場合も包含する。
さらに、一つの手段の機能が、二つ以上の物理的手段に
より実現されても、若しくは、二つ以上の手段の機能
が、一つの物理的手段により実現されてもよい。
も物理的手段を意味するものではなく、各手段の機能
が、ソフトウェアによって実現される場合も包含する。
さらに、一つの手段の機能が、二つ以上の物理的手段に
より実現されても、若しくは、二つ以上の手段の機能
が、一つの物理的手段により実現されてもよい。
【００３４】
【発明の効果】以上のようにこの発明によれば、二値化
回路により二値化され、略矩形波となった信号を、その
基本周波数の奇数倍の周波数成分を通過させるフィルタ
回路にて濾波するので、雑音成分を適切に除去し、これ
により、ビット誤り率を向上させることが可能となる。
回路により二値化され、略矩形波となった信号を、その
基本周波数の奇数倍の周波数成分を通過させるフィルタ
回路にて濾波するので、雑音成分を適切に除去し、これ
により、ビット誤り率を向上させることが可能となる。
【００３５】また、この発明によれば、前記フィルタ回
路が、ＣＩＣ(Cascaded IntegratorComb)フィルタから
構成されているので、従来の移動平均型ディジタルフィ
ルタと比較して、その回路規模を小さくすることがで
き、これにより、消費電力を低減することが可能とな
る。
路が、ＣＩＣ(Cascaded IntegratorComb)フィルタから
構成されているので、従来の移動平均型ディジタルフィ
ルタと比較して、その回路規模を小さくすることがで
き、これにより、消費電力を低減することが可能とな
る。
【００３６】また、この発明によれば、前記受信装置
が、複数のシンボルレートの信号を受信し、前記フィル
タ回路が、前記シンボルレートの変更にしたがって、通
過させる基本周波数の奇数倍の周波数成分を変更するよ
うに構成されているので、FLEX（登録商標）方式など、
複数のシンボルレートを備えた受信方式にしたがった場
合でも、適切に雑音を除去することができ、これによ
り、ビット誤り率を改善することが可能となる。
が、複数のシンボルレートの信号を受信し、前記フィル
タ回路が、前記シンボルレートの変更にしたがって、通
過させる基本周波数の奇数倍の周波数成分を変更するよ
うに構成されているので、FLEX（登録商標）方式など、
複数のシンボルレートを備えた受信方式にしたがった場
合でも、適切に雑音を除去することができ、これによ
り、ビット誤り率を改善することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は、本発明の実施の形態にかかる受信機
の主要部の構成を示すブロックダイヤグラムである。
の主要部の構成を示すブロックダイヤグラムである。
【図２】 図２は、本実施の形態にかかる第２のLPFの
構成を示す機能ブロック図である。
構成を示す機能ブロック図である。
【図３】 図３は、本実施の形態にかかる第２のLPFの
振幅特性を示す図である。
振幅特性を示す図である。
【図４】 図４は、本実施の形態にかかる第２のLPFを
用いた場合のシミュレーションを示す図である。
用いた場合のシミュレーションを示す図である。
【図５】 図５は、本実施の形態にかかる第２のLPFを
用いた場合のシミュレーションを示す図である。
用いた場合のシミュレーションを示す図である。
【図６】 図６は、第１のLPFの振幅特性を示す図であ
る。
る。
１２ 直交検波器 １４ 第１のLPF １６ 比較器 １８ 第２のLPF（ＣＩＣフィルタ） ２０ サンプラ ２２ クロック再生回路 ２４ 比較器 ２６ コムフィルタ ２８ 積分回路
Claims (4)
- 【請求項１】 受信信号に基づき得られた中間周波数信
号を、ベースバンド信号に変換する検波回路と、 前記ベースバンド信号を二値化する二値化回路と、 前記二値化回路の出力信号の信号のうち、その基本周波
数の奇数倍の周波数成分を通過させるフィルタ回路と、 前記フィルタ回路の出力信号に基づき再生されたクロッ
クにしたがって、当該出力信号を復号する復号回路とを
備えたことを特徴とする受信装置。 - 【請求項２】 前記フィルタ回路が、ＣＩＣ(Cascaded
Integrator Comb)フィルタから構成されることを特徴と
する請求項１に記載の受信装置。 - 【請求項３】 前記受信装置が、複数のシンボルレート
の信号を受信し、 前記フィルタ回路が、前記シンボルレートの変更にした
がって、通過させる基本周波数の奇数倍の周波数成分を
変更するように構成されていることを特徴とする請求項
１または２に記載の受信装置。 - 【請求項４】 受信信号に基づき得られた中間周波数信
号を、ベースバンド信号に変換し、 前記ベースバンド信号を二値化し、 二値化されたベースバンド信号を構成する信号成分のう
ち、その基本周波数の奇数倍の周波数成分を通過するよ
うに、二値化されたベースバンド信号を濾波し、 濾波された信号の出力信号に基づきクロックを再生し、 再生されたクロックにしたがって、前記出力信号を復号
するように構成されたことを特徴とする受信信号の復調
方法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9236388A JPH1188452A (ja) | 1997-09-02 | 1997-09-02 | 受信装置および受信信号の復調方法 |
| US09/128,468 US6266521B1 (en) | 1997-09-02 | 1998-08-04 | Receiver and method for demodulating reception signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9236388A JPH1188452A (ja) | 1997-09-02 | 1997-09-02 | 受信装置および受信信号の復調方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1188452A true JPH1188452A (ja) | 1999-03-30 |
Family
ID=17000045
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9236388A Withdrawn JPH1188452A (ja) | 1997-09-02 | 1997-09-02 | 受信装置および受信信号の復調方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6266521B1 (ja) |
| JP (1) | JPH1188452A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100358325C (zh) * | 2000-11-10 | 2007-12-26 | 摩托罗拉公司 | 用于接收和恢复频移键控码元的装置 |
| DE102009013892A1 (de) | 2008-03-21 | 2009-10-01 | Robert Bosch Gmbh | CIC-Filter, Filtersystem und Satellitensignalempfangsschaltung |
| JP2013507031A (ja) * | 2010-05-07 | 2013-02-28 | サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド | アナログ基底帯域信号を処理するための受信装置 |
| WO2017119368A1 (ja) * | 2016-01-06 | 2017-07-13 | ヤマハ株式会社 | 信号処理方法および信号処理装置 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6980781B2 (en) * | 2001-02-14 | 2005-12-27 | Denso Corporation | Dynamic second stage filtering for pilot energy strength measurements |
| CN100416279C (zh) * | 2004-07-04 | 2008-09-03 | 炬力集成电路设计有限公司 | 在遥控玩具芯片中防止静态噪声误解码和数字滤波的方法 |
Family Cites Families (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0787471B2 (ja) | 1988-10-31 | 1995-09-20 | 株式会社富士通ゼネラル | ディジタル無線受信機 |
| JPH02137551A (ja) | 1988-11-18 | 1990-05-25 | Fujitsu General Ltd | ディジタル無線受信機 |
| US5087975A (en) * | 1990-11-09 | 1992-02-11 | Zenith Electronics Corporation | VSB HDTV transmission system with reduced NTSC co-channel interference |
| JPH06164663A (ja) | 1992-11-20 | 1994-06-10 | Toshiba Corp | 無線通信機 |
| DE4434451A1 (de) * | 1994-09-27 | 1996-03-28 | Blaupunkt Werke Gmbh | Amplitudendemodulator |
| US5729576A (en) * | 1994-12-16 | 1998-03-17 | Hughes Electronics | Interference canceling receiver |
| FR2738423B1 (fr) * | 1995-08-30 | 1997-09-26 | Snecma | Demodulateur de frequence numerique |
| FR2738421B1 (fr) * | 1995-08-30 | 1997-10-17 | Suisse Electronique Microtech | Dispositif demodulateur d'un signal module en frequence |
| JP2778565B2 (ja) * | 1995-12-27 | 1998-07-23 | 日本電気株式会社 | 無線選択呼出受信機 |
| JP3244428B2 (ja) * | 1996-04-22 | 2002-01-07 | 三洋電機株式会社 | データ復調装置 |
| US5661433A (en) * | 1996-06-27 | 1997-08-26 | Motorola, Inc. | Digital FM demodulator |
| US5852477A (en) * | 1997-06-25 | 1998-12-22 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Digital TV receivers with poly-phase analog-to-digital conversion of baseband symbol coding |
| US6002723A (en) * | 1997-08-15 | 1999-12-14 | Lockheed Martin Corporation | Digital receiver having programmable complex threshold detectors and threshold interpreters |
| US5910752A (en) * | 1997-12-09 | 1999-06-08 | Qualcomm Incorporated | Frequency demodulator with resampled output |
-
1997
- 1997-09-02 JP JP9236388A patent/JPH1188452A/ja not_active Withdrawn
-
1998
- 1998-08-04 US US09/128,468 patent/US6266521B1/en not_active Expired - Fee Related
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| DE102009013892A1 (de) | 2008-03-21 | 2009-10-01 | Robert Bosch Gmbh | CIC-Filter, Filtersystem und Satellitensignalempfangsschaltung |
| JP2009232058A (ja) * | 2008-03-21 | 2009-10-08 | Denso Corp | Ｃｉｃフィルタ，フィルタシステム及び衛星信号受信回路 |
| DE102009013892B4 (de) * | 2008-03-21 | 2014-04-30 | Robert Bosch Gmbh | CIC-Filter |
| DE102009061234B3 (de) * | 2008-03-21 | 2015-01-08 | Robert Bosch Gmbh | Filtersystem mit CIC-Filter und A/D-Wandler |
| JP2013507031A (ja) * | 2010-05-07 | 2013-02-28 | サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド | アナログ基底帯域信号を処理するための受信装置 |
| WO2017119368A1 (ja) * | 2016-01-06 | 2017-07-13 | ヤマハ株式会社 | 信号処理方法および信号処理装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6266521B1 (en) | 2001-07-24 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20041102 |