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Die Erfindung betrifft ein Filtersystem mit einem Kaskaden-Integrator-Kamm(CIC)-Filter, das aus einer Kombination aus einem Integrator und einem Kamm-Filter aufgebaut ist, und einem Analog/Digital(A/D)-Wandler.
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Das CIC-Filter kann mit einer Synchronisationsfunktionsfrequenzcharakteristik, die der Verbindung aus einem Integrator und eines Kamm-Filters zugeordnet ist, versehen sein. Das CIC-Filter kann aus einem Addierer und einer kleinen Anzahl von Verzögerungselementen aufgebaut sein, ohne eine komplizierte Verarbeitung mittels eines Multiplizierers zu benötigen. Wenn eine Grenzfrequenz des CIC-Filters derart eingestellt wird, dass sie innerhalb der Nachbarschaft von Nullpunkten des Kamm-Filter-Frequenzantwortspektrums liegt, ist es möglich, eine ausgezeichnete Durchlasscharakteristik im niedrigen Bereich zu realisieren, die eine große Signalleistung in dem Durchlassbandbereich gewährleistet, und außerdem einen großen Dämpfungsbetrag des Durchlassbandbereichs einzustellen, wie es beispielsweise in der
JP-11-88452A gezeigt und beschrieben ist.
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Wenn in einem allgemeinen CIC-Filter jedoch die Notwendigkeit zum Einstellen einer Grenzfrequenz des Filters auf eine sehr niedrige Frequenz in Bezug auf eine Systemtaktfrequenz besteht, ist es notwendig, die Anzahl von Verzögerungsblöcken beispielsweise durch Erhöhen der Anzahl von Abgriffen in dem Filter in großem Ausmaß zu erhöhen. In Abhängigkeit von dem Wert der Grenzfrequenz kann ein Sollwert nicht genau erzielt werden, was zu einem geringen Freiheitsgrad für den Entwurf führt. Außerdem kann ein allgemeines Filter aufgrund der Notwendigkeit einer festen Anzahl von Abgriffen in Abhängigkeit von der empfangenen Signalbandbreite und eines festen Systemtaktes nicht leicht adaptiert werden, um unterschiedliche Bandbreiten, die unterschiedlichen Satelliten zugeordnet sind, zu empfangen.
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Die Erfindung entstand im Hinblick auf die oben beschriebenen und weitere Nachteile, und es ist eine Aufgabe der Erfindung, ein Filtersystem mit einem CIC-Filter und einem AD-Wandler zu schaffen, das in der Lage ist, eine Grenzfrequenz des Filters ohne unnötige Abhängigkeit von einer Systemtaktfrequenz flexibel und genau einzustellen. Zusätzliche Aufgaben können wie im Folgenden noch genauer beschrieben denkbar sein.
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Die Aufgabe wird mit den Merkmalen des unabhängigen Anspruchs 1 gelöst. Die abhängigen Ansprüche sind auf bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung gerichtet.
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Gemäß einem Aspekt enthält ein CIC-Filter in dem Filtersystem einen Verzögerungsblock, der aus mindestens einem Flip-Flop-Element je Kaskade und entsprechend der CIC-Prinzipien zwei oder eine gerade Anzahl von Kaskaden aufgebaut ist, und eine Takterzeugungsschaltung zum Einstellen und Erzeugen einer Frequenz eines Taktsignals durch numerische Daten auf der Grundlage eines Systemtaktsignals. Das CIC-Filter ist derart aufgebaut, dass eine Grenzfrequenz durch Senden des Taktsignals, das von der Takterzeugungsschaltung ausgegeben wird, an das Flip-Flop-Element geändert werden kann. Ein „Systemtaktsignal” bezieht sich auf ein Bezugstaktsignal für das gesamte System einschließlich Abschnitten des CIC-Filters.
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Unter Verwendung der erfindungsgemäßen Ausführungsformen ist es möglich, die Grenzfrequenz des CIC-Filters auf der Grundlage der Frequenz des Taktsignals einzustellen, das die Takterzeugungsschaltung durch eine numerische Steuerung erzeugt und an das Flip-Flop-Element sendet. Daher kann sogar dann, wenn die Systemtaktfrequenz hoch ist, die Anzahl der Flip-Flop-Elemente, die benötigt wird, um eine niedrigere abgeleitete Frequenz zur Verwendung in dem CIC-Filter zu verwirklichen, minimiert werden, und die Grenzfrequenz kann in einer Schaltung geringer Größe flexibel eingestellt werden, was den Freiheitsgrad für den Entwurf verbessert.
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Erfindungsgemäß enthält das Filtersystem einen A/D-Wandler, der an einer Eingangsseite des CIC-Filters angeordnet ist. Ein Taktsignal zum Abtasten wird durch die Takterzeugungsschaltung in den A/D-Wandler eingegeben. Es wird beispielsweise ein Signal, das in den A/D-Wandler eingegeben wird, als in einem vorbestimmten Frequenzbandbereich moduliert angenommen. Es gibt einen entsprechenden Bedarf, Daten entsprechend einem Signal eines Basisbandbereiches in das CIC-Filter zum Filtern einzugeben.
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Wenn eine Frequenz des Taktsignals zum Abtasten, das in den A/D-Wandler eingegeben wird, gleich einer Mittenfrequenz in dem Frequenzbandbereich des Eingangssignals ist, können die Ausgangsdaten des A/D-Wandlers direkt in die Daten, die dem Signal in dem Basisbandbereich entsprechen, umgewandelt werden. Daher ist ein getrennter Mischer zum Erhalten des Signals in dem Basisbandbereich nicht notwendig, und es kann die Größe der Schaltung verringert werden.
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Unter der Annahme, dass eine allgemeine Satellitensignalempfangsschaltung derart aufgebaut ist, dass sie in verschiedenen Positionierungssystemen, die beispielsweise einen Glonass-Satelliten, der von Russland bereitgestellt wird, einen Galileo-Satelliten, der von Europa bereitgestellt wird, einen Quasi-Zenit-Satelliten, der von Japan bereitgestellt, oder Ähnliches verwenden, muss ein Durchlassbandbereich in einem hohen Frequenzbereich einer Empfangsseite noch breiter oder schmaler eingestellt werden. Als Ergebnis einer breiteren Einstellung kann ein nicht benötigtes Signal noch leichter in den Durchlassbandbereich über ein Zwischenfrequenz(IF)-Band gemischt werden. Gemäß den erfindungsgemäßen Ausführungsformen muss daher eine Grenzfrequenz des Filters flexibel eingestellt werden können, um die nicht benötigten Signalkomponenten zu entfernen. Daher kann die allgemeine Satellitensignalempfangsschaltung durch Verwendung des CIC-Filters der obigen Aspekte bzw. in einem System, das das CIC-Filter verwendet, realisiert werden.
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Weitere Aufgaben und Vorteile werden anhand der folgenden detaillierten Beschreibung einer beispielhaften Ausführungsform mit Bezug auf die zugehörigen Zeichnungen deutlich. Es zeigen:
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1 ein Diagramm, das ein CIC-Filter gemäß einer erfindungsgemäßen Ausführungsform darstellt;
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2 ein Diagramm, das einen inneren Aufbau eines numerisch gesteuerten Oszillators darstellt;
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3 ein Blockdiagramm, das einen Aufbau einer Satellitensignalempfangsschaltung darstellt;
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4A ein Diagramm, das eine Frequenzcharakteristik des CIC-Filters gemäß einer Ausführungsform darstellt;
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4B ein Diagramm, das eine Frequenzcharakteristik eines herkömmlichen CIC-Filters darstellt;
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5A ein Diagramm, das eine herkömmliche Bandbereichsumwandlungsverarbeitung mit einem lokalen Oszillator (LO) und einem Mischer darstellt;
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5B ein Diagramm, das eine Bandbereichsumwandlungsverarbeitung unter Verwendung eines beispielhaften A/D-Wandlers gemäß verschiedenen erfindungsgemäßen Ausführungsformen darstellt; und
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6 ein Diagramm, das einen Aufbau eines herkömmlichen digitalen CIC-Filters darstellt.
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(Erste Ausführungsform)
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Im Folgenden wird eine beispielhafte Satellitensignalempfangsschaltung gemäß einer Ausführungsform mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben. 3 zeigt einen schematischen Aufbau der beispielhaften Satellitensignalempfangsschaltung. Wenn ein Signal, das von einem Satelliten in einem GHz-Band gesendet wird, von einer Empfangsantenne 1 empfangen wird, wird das Signal von einem Hochfrequenzverstärker 2 verstärkt, der ein Verstärker mit geringem Rauschen (LNA) sein kann, und in ein Zwischenfrequenz(IF)-Bandsignal durch einen Frequenzumwandlungsabschnitt 3 umgewandelt. Das IF-Bandsignal wird dann von einem Empfangsverstärker 4 verstärkt und von einem A/D-Wandler 5 A/D-gewandelt, wobei, wie es später genauer beschrieben wird, das IF-Signal in ein Basisband(BB)-Signal gewandelt wird.
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Die Satellitensignalempfangsschaltung gemäß den beispielhaften Ausführungsformen ist als eine allgemeine Empfangsschaltung aufgebaut, die in Verbindung mit beispielsweise einem Glonass-Satelliten von Russland, einem Galileo-Satelliten von Europa, einem Quasi-Zenit-Satelliten von Japan und ähnlichem einschließlich neuer Varianten zusätzlich zu einem GPS-Satelliten verwendet werden kann. Wenn die A/D-gewandelten Daten, die das Basisbandsignal bilden, von einem CIC-Filter 6 tiefpassgefiltert werden, wird eine Demodulationsverarbeitung der Basisbandsignaldaten in einem Basisbandverarbeitungsabschnitt 7 ausgeführt, der mit mehreren Verarbeitungssystemen versehen sein kann, die entsprechend der Auswahl des Satelliten als Empfangsobjekt auswählbar sind.
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Es sollte beachtet werden, dass ein Umwandlungsabtasten des A/D-Wandlers 5 durch ein Abtasttaktsignal gesteuert werden kann, das extern bereitgestellt oder das von einem Takterzeugungsabschnitt des CIC-Filters 6 eingegeben werden kann, wie es im Folgenden genauer beschrieben wird. Der A/D-Wandler 5 und das CIC-Filter 6 bilden ein Filtersystem 8. Die oben erläuterten Elemente, die in 3 gezeigt sind, bilden eine Satellitensignalempfangsschaltung 9.
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1 zeigt den primären Aufbau des CIC-Filters 6, das einen Integrationsschaltungsabschnitt 11, einen Neuabtastabschnitt 12, einen Kamm-Filterabschnitt 13 und einen numerisch gesteuerten Oszillator (NCO) 14, der als eine Takterzeugungsschaltung dienen kann, aufweist, die in Abhängigkeit von einem numerischen Wert, der beispielsweise in einen Steuerport eingegeben wird, wie beispielsweise Steuerdaten von einem 8-Bit-, 16-Bit-, 32-Bit-, 64-Bit- oder anderen Steuerregister miteinander verbunden sind. Der Integrationssteuerabschnitt 11, der als ein Verzögerungsblock dienen kann, ist mit einer Kombination aus zwei seriell verbundenen Flip-Flop-Elementen 15, die Eingänge, die mit D1 und D2 bezeichnet sind, aufweisen, und einem Addierer 16, der auf der Dateneingangsseite jedes der Flip-Flop-Elemente 15 angeordnet ist, aufgebaut. Der Neuabtaster 12 ist aus einem Flip-Flop-Element 15, das einen Eingang, der mit D3 bezeichnet ist, aufweist, aufgebaut. Der Kamm-Filterabschnitt 13 kann aus n Kaskadenstufen, wobei in diesem Beispiel n = 2 gilt, die jeweils m Flip-Flop-Elemente 15 aufweisen, wobei in diesem Beispiel m = 2 gilt, aufgebaut sein, wobei eine erste Kaskadenstufe Eingänge aufweist, die mit D4 und D5 bezeichnet sind, und eine zweite Kaskadenstufe Eingänge aufweist, die mit D6 und D7 bezeichnet sind. Es werden in dem vorliegenden Beispiel zwei Flip-Flops 15 aufgrund der besonderen Konfiguration und den Anforderungen des CIC-Filters ausgewählt. Es sollte beachtet werden, dass, während in der vorliegenden Ausführungsform zwei Flip-Flop-Elemente für jede Kaskade des Kamm-Filterabschnittes 13 gezeigt sind, zusätzliche Flip-Flop-Elemente einschließlich bis 40 oder sogar mehr Flip-Flop-Elemente in Abhängigkeit von dem Grad der Genauigkeit und der Abstimmbarkeit oder Abstimmauflösung, die benötigt wird, verwendet werden können. Außerdem kann durch das Einrichten von zwei oder irgendeiner geraden Anzahl von Kaskadenstufen eine Gruppenverzögerung von 100% garantiert werden. Die Kaskadenstufen des Kamm-Filterabschnitts 13 sind durch einen Addierer 17 miteinander verbunden, der verwendet werden kann, um eine Vorwärtskopplungsversion des Signals, das in die Kaskadenstufe eingegeben wird, zu dem Ausgang der Stufe zu addieren. Ein anderer Addierer 17 kann an der Ausgangsseite der letzten Kaskadenstufe angeordnet sein, um eine Vorwärtskopplungsversion des Signals, das in die zweite Kaskadenstufe eingegeben wird, zu dem Ausgang des Kamm-Filterabschnitts 13 hinzuzufügen, um das endgültige Ausgangssignal Dout auszubilden.
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Jedes Flip-Flop-Element 15, das Eingänge aufweist, die beispielsweise mit D1 bis D7 bezeichnet sind, kann außerdem mit einem Datenfreigabeanschluss DEN, der eine Datenfreigabefunktion zum Freigeben oder anderweitigen Steuern des Anstoßens von Eingangsdaten, die an den Eingangsanschlüssen D1 bis D7 anliegen, unterstützt, und einem Taktanschluss C, der ein Taktsignal empfangen kann, aufgebaut sein. Ein Systemtaktsignal clk der Frequenz 66 MHz kann beispielsweise in den Taktanschluss C jedes Flip-Flop-Elements 15 eingegeben werden. Es sollte beachtet werden, dass das Systemtaktsignal clk einen Betriebsbezug für jede Schaltung in einem System, das das CIC-Filter enthält, und in einer gesamten Satellitensignalempfangsschaltung 9 bereitstellt. Ein Taktsignal high_en, das von dem NCO 14 mit einer relativ hohen Frequenz erzeugt und ausgegeben wird, kann in die DEN-Anschlüsse jedes der Flip-Flop-Elemente 15, die den Integrationsschaltungsabschnitt 11 bilden, der Eingänge aufweist, die mit D1 und D2 bezeichnet sind, eingegeben werden, und ein Taktsignal low_en, das von dem NCO 14 erzeugt und ausgegeben wird, wird in einen Datenfreigabeanschluss DEN jedes der Flip-Flop-Elemente 15, die Eingänge aufweisen, die mit D3 und D7 bezeichnet sind, und die den Neuabtaster 12 und den Kamm-Filterabschnitt 13 bilden, eingegeben.
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Ein Basisband(BB)-Datensignal Din, das aus einem IF-Signal besteht, das von dem A/D-Wandler 5 A/D-gewandelt ist, wird in den Integrationsschaltungsabschnitt 11 eingegeben, aber ein Taktsignal clk_smp, das von dem NCO 14 erzeugt und ausgegeben wird, wird als das Taktsignal zum Abtasten in den A/D-Wandler 5 eingegeben.
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2 zeigt einen beispielhaften inneren Aufbau des NCO 14. Der NCO 14 kann einen bekannten Aufbau aufweisen, der einen Addierer 18, einen Phasenakkumulator 19, und Nachschlagtabellen (LUT) 20S und 20C zum Erzeugen von Sinuswellen- und Kosinuswellenausgängen enthält. Die LUT 20 kann nur in Abhängigkeit von ihrer Anwendung für eine Sinuswelle aufgebaut sein. Der NCO 14 empfängt ein Systemtaktsignal clk und ändert ein Intervall zum Auslesen von Wellendaten von der LUT 20 entsprechend von Phasedaten PHASE[m...0], die in den Addierer 18 eingegeben werden, um eine numerische Steuerung auf eine Frequenz des auszugebenden Taktsignals durchzuführen. In einem Fall, in dem mehrere Taktsignale, die jeweils eine andere Frequenz aufweisen, von dem NCO 14 ausgegeben werden, kann derselbe Aufbau parallel vorgesehen werden, und die LUT 20 kann von den parallelen Elemente gemeinsam verwendet werden.
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Ein Satz aus zwei Integrationsschaltungsabschnitten 11 und ein Satz aus zwei Kamm-Filterabschnitten 13 sind in dem CIC-Filter 6 in 1 vorgesehen, um eine Gruppenverzögerungscharakteristik und eine Linearität des digitalen Filters zu verbessern. Dementsprechend ist das CIC-Filter 6 aus sieben Flip-Flop-Elementen 15 aufgebaut, was zu einem Filter mit sieben Abgriffen führt.
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Im Folgenden wird die Ausführungsform mit Bezug auf die 4 bis 6 erläutert. Das in 1 gezeigte CIC-Filter 6 wird als ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz angenommen, die auf der Grundlage einer Systemtaktfrequenz von 66 MHz entsprechend einer Periode von beispielsweise 15 ns auf 800 kHz eingestellt ist. Der Kamm-Filterabschnitt 13, der aus den Flip-Flop-Elementen 15 aufgebaut ist und der Eingänge aufweist, die mit D3 bis D7 bezeichnet sind, wird im Wesentlichen mit einer Betriebsfrequenz von 800 kHz durch Bereitstellen der Phasendaten PHASE[m...0] für den NCO 14 derart betrieben, dass eine Frequenz des ausgegebenen Taktsignals low_en 800 kHz beträgt.
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Dementsprechend kann die Grenzfrequenz des Filters, die nahezu gleich einer Frequenz eines Nullpunktes des Kamm-Filterabschnittes 13 ist, auf 800 kHz eingestellt werden.
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Ein Dämpfungsbetrag der Grenzfrequenz ist gleich einem Betrag, der sich aus einer Kombination der Integrationsschaltung 11 und des Kamm-Filterabschnitts 13 ergibt. Daher muss die Betriebsfrequenz der Integrationsschaltung 11 erhöht werden, um einen größeren Dämpfungsbetrag zu erhalten. Unter der Annahme einer Systemtakffrequenz von 66 MHz kann der größte Dämpfungsbetrag durch Einstellen der Betriebsfrequenz der Integrationsschaltung 11 auf 66 MHz erhalten werden. Es ist außerdem möglich, die Betriebsfrequenz der Integrationsschaltung 11 entsprechend einer besonderen Spezifikation oder Systemanforderung zu verringern, was zu einer Verringerung des Energieverbrauchs der Integrationsschaltung 11 führt.
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Der Neuabtaster 12 ist zwischen dem Integrationsschaltungsabschnitt 11 und dem Kamm-Filterabschnitt 13 angeordnet und kann durch ein Taktsignal low_en freigegeben oder ansonsten gesteuert werden und eine Abwärtswandlerfunktion durchführen.
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Es sollte beachtet werden, dass eine Mittenfrequenz in dem IF-Band, das in den A/D-Wandler 5 eingegeben wird, beispielsweise 4 MHz betragen kann, und dass eine Frequenz des Taktsignals clk_smp zum Abtasten, die in den A/D-Wandler 5 eingegeben wird, entsprechend auf 4 MHz eingestellt werden kann. Dementsprechend wird das Signal in dem IF-Band von dem A/D-Wandler A/D-gewandelt und kann gleichzeitig in das Basisband umgewandelt werden.
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Wie es in 5A gezeigt ist, entspricht das Betriebsprinzip einer synchronen Erfassung und Umwandlung des I/F-Signals in ein BB-Signal durch Multiplizieren des IF-Signals mit einem Oszillationssignals der Mittenfrequenz LO durch einen Mischer (MIX) 21. Wie es in 5B gezeigt ist, kann das Prinzip einem Abtasten eines Signals des Bandbereichs Fs/2 mit einer Abtastfrequenz von Fs, um ein Frequenzspektrum zu erhalten, entsprechen.
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Im Vergleich zu beispielsweise 1 zeigt 6 einen Aufbau des herkömmlichen CIC-Filters, das einen Nullpunkt von 800 kHz aufweist, wenn die Systemtaktfrequenz 66 MHz beträgt. Eine vereinfachte Darstellung des Frequenzspektrums eines derartigen herkömmlichen Filters ist beispielsweise in 4B gezeigt. Der Integrationsschaltungsabschnitt I benötigt zwei Flip-Flop-Elemente, der Neuabtaster R benötigt ein Flip-Flop-Element, und der Kamm-Filterabschnitt C benötigt 166 Flip-Flop-Elemente, wie es später erläutert wird. Um die gewünschte Grenzfrequenz zu erzielen, muss der Originaltakt durch einen Faktor 83 geteilt werden. Da zwei Filterkaskaden von 83 Flip-Flop-Elementen benötigt werden, um die Gruppenverzögerung zu verringern, beträgt die Gesamtanzahl der Flip-Flop-Elemente in der Kaskadenstufe 83 × 2 oder 163 Elementen. Insgesamt werden 169 Elemente für das herkömmliche Filter benötigt, die Eingänge aufweisen, die mit D1 bis D169 bezeichnet sind. Die zu erhaltende Grenzfrequenz wird. gleich 66 MHz/83 = 803 kHz. Da jedoch die tatsächlich benötigte Grenzfrequenz 800 kHz beträgt, weist die Grenzfrequenz einen Fehler auf, und somit wird das Filtervermögen zum Ausschließen nicht benötigter Signalkomponenten verschlechtert.
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Während die Gesamtanzahl von Schaltungsabschnitten, die zwei Abschnitte, die 83 Elemente aufweisen, einen Neuabtasterabschnitt und einen Integrationsabschnitt enthalten, ähnlich wie in 1 weiterhin relativ klein ist, führt eine Abweichung der Grenzfrequenz weiterhin zu Schwierigkeiten, und es können Änderungen der Grenzfrequenz nicht einfach durchgeführt werden. Im Gegensatz dazu wird in dem CIC-Filter 6 der oben beschriebenen Ausführungsform die Anzahl der notwendigen Flip-Flop-Elemente 15 minimiert, und außerdem ist es durch Bereitstellen der oben beschriebenen Datenfreigabeanschlüsse in den Flip-Flop-Elementen und durch Steuern der DEN-Eingänge unterschiedlicher Abschnitte mit verschiedenen Frequenzen, wie es oben beschrieben ist, möglich, die Grenzfrequenz auf verschiedene Grenzfrequenzen genau einzustellen, was es möglich macht, die Betriebsfrequenz des Integrationsschaltungsabschnitts 11 auf eine Grenze zu verringern.
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Gemäß der Ausführungsform, wie sie oben beschrieben ist, ist der Verzögerungsblock, beispielsweise der Integrator 11 des CIC-Filters 6, aus einer Folge von zwei Flip-Flop-Elementen 15 aufgebaut. Das Systemtaktsignal clk wird in den Taktanschluss jedes der Flip-Flop-Elemente 15 eingegeben. Das Taktsignal high_en, das von dem NCO 14 auf der Grundlage des Systemtakts clk ausgegeben wird, wird in den DEN-Anschluss der Flip-Flop-Elemente 15 eingegeben, wodurch eine Änderung der Grenzfrequenz, die mit einer Änderung der Frequenz des highen-Taktsignals zu erzielen ist, möglich wird. Somit kann sogar in einem Fall, in dem die Systemtakffrequenz hoch ist, die Anzahl der benötigten Flip-Flop-Elemente 15 minimiert werden, und die Grenzfrequenz kann in einer Schaltung geringer Größe flexibel eingestellt werden, was den Freiheitsgrad des Entwurfes verbessert.
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Außerdem werden gemäß der oben beschriebenen Ausführungsform Flip-Flop-Elemente 15 mit einer Datenfreigabefunktion verwendet. Das Systemtaktsignal clk wird in den Taktanschluss jedes der Flip-Flop-Elemente 15 eingegeben. Das Taktsignal low_en, das von dem NCO 14 erzeugt wird, wird in den Datenfreigabeanschluss DEN des Neuabtaster-Flip-Flops 15 und der Kaskaden-Flip-Flops 15 eingegeben. Die Betriebsfrequenz des Flip-Flop-Elements 15 ist effektiv gleich der Frequenz des Taktsignals low_en. Als Ergebnis kann eine Einstellung sogar in einem Fall, in dem das Flip-Flop-Element 15 beispielsweise eine Art von synchronem Takt als eine Systemspezifikation entsprechend einer Großintegrationsentwurfsregel (151) benötigt, entsprechend den hier beschriebenen verschiedenen Ausführungsformen realisiert werden.
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Es sollte beachtet werden, dass das Taktsignal clk_smp zum Abtasten, das in den A/D-Wandler 5 eingegeben wird, ebenfalls von dem NCO 14 eingegeben wird. Die Taktfrequenz clk_smp wird gleich der Mittenfrequenz in dem Zwischenfrequenzbandbereich gemacht. Die Ausgangsdaten des A/D-Wandlers 5 werden dadurch direkt in Daten, die dem Signal in dem Basisbandbereich entsprechen, umgewandelt. Daher ist es nicht notwendig, separat einen Mischer zum Erhalten des Signals in dem Basisbandbereich vorzusehen, was es möglich macht, die Größe der Schaltung weiter zu verringern.
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Die Satellitensignalempfangsschaltung 9 ist aus dem CIC-Filter 6 oder aus dem Filtersystem 8, das das CIC-Filter 6 enthält, aufgebaut. Unter der Annahme, dass eine allgemeine Satellitenempfangsschaltung zum Realisieren eines Positionierungssystems zur Verwendung sogar in einem Glonass-Satelliten, einem Galileo-Satelliten oder einem Quasi-Zenit-Satelliten zusätzlich zu dem GPS-Satelliten aufgebaut ist, muss ein Durchlassbandbereich in einem hohen Frequenzband noch breiter als eine Empfangsseite eingestellt werden. Als Ergebnis ist es wahrscheinlicher, dass nicht benötigte Signale in den Durchlassbandbereich gemischt und in den Empfänger in das Zwischenfrequenzband in Abhängigkeit von einem Satelliten, der als Empfangsobjekt ausgewählt ist, eingegeben werden. Zum Entfernen der nicht benötigten Signalkomponente ist es daher notwendig, die Grenzfrequenz des Filters flexibel einzustellen.
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Dementsprechend kann die allgemeine Satellitensignalempfangsschaltung 9 durch Verwendung des CIC-Filters 6 oder des Systems 8, das das CIC-Filter 6 gemäß der Ausführungsform verwendet, realisiert werden. In einem Fall des GPS-Satelliten (CA) liegt die einzustellende Grenzfrequenz beispielsweise in der Größenordnung von 1 MHz. In einem Fall des Galileo-Satelliten liegt die einzustellende Grenzfrequenz beispielsweise in dem Bereich von 2 MHz bis 4 MHz (E1) oder 10 MHz bis 15 MHz (E5). In dem Fall des Glonass-Satelliten (L1) liegt die einzustellende Grenzfrequenz in dem Bereich von 8 MHz bis 12 MHz. Die Grenzfrequenz kann nach Bedarf derart eingestellt werden, dass sie dem jeweiligen Fall entspricht.
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Die Erfindung ist nicht auf die oben in Verbindung mit den Zeichnungen beschriebene Ausführungsform beschränkt, sondern kann wie folgt modifiziert oder verbreitert werden. Die Systemtaktfrequenz oder die Grenzfrequenz des CIC-Filters kann nach Bedarf entsprechend einem individuellen Entwurf modifiziert werden. In einem Fall, in dem es nicht notwendig ist, die Gruppenverzögerungscharakteristik des Filters einzustellen, kann der Aufbau in 1 aus vier Flip-Flop-Elementen 15 bestehen, die Eingänge aufweisen, die in der obigen Ausführungsform beispielsweise mit D1, D2, D3 und D6 bezeichnet sind. Außerdem kann anstelle eines Flip-Flop-Elements, das eine Datenfreigabefunktion aufweist, ein Flip-Flop-Element mit einer Taktfreigabefunktion verwendet werden. Es kann daher eine ähnliche Funktion durch Senden des Taktsignals, das von dem NCO 14 erzeugt und ausgegeben wird, an den Taktanschluss des Flip-Flop-Elements ohne die Freigabefunktion realisiert, werden.
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Es sollte beachtet werden, dass die Takterzeugungsschaltung nicht auf den NCO 14 begrenzt ist und einen Frequenzgenerator verwenden kann, der beispielsweise aus einer digitalen Phasenregelkreis(PLL)-Schaltung aufgebaut ist. Die Umwandlungsverarbeitung in der A/D-Wandlerschaltung 5 von dem Zwischenfrequenzband in das Basisband kann nach Bedarf durchgeführt werden. Die oben beschriebene Ausführungsform ist nicht auf eine Satellitenempfangsschaltung beschränkt, sondern kann beispielsweise für eine Empfangsschaltung eines Mobiltelefons, einen Echo-/Rausch-Kompensierer oder ein Eingangsfilter bei einer Bildverarbeitung verwendet werden.
