JP5015833B2 - Ｃｉｃフィルタ，フィルタシステム及び衛星信号受信回路 - Google Patents

Description

本発明は、積分器とコムフィルタとの組み合わせにより構成されるＣＩＣ（Cascaded Integrator Comb）フィルタ，及びそのＣＩＣフィルタとＡ／Ｄ変換器とで構成されるフィルタシステム，また、それらを備えて構成される衛星信号受信回路に関する。

ＣＩＣフィルタは、積分器とコムフィルタ（櫛形フィルタ）とを従属接続することによりｓｉｎｃ関数状の周波数特性を備えるもので、乗算器等の複雑な処理を必要とせず、加算器と少ない遅延素子により構成することができる。そして、ＣＩＣフィルタの遮断周波数をコムフィルタのゼロ点付近に設定すれば、通過帯域の信号パワーを大きく確保すると共に、遮断帯域の減衰量を大きく設定できる優れた低域通過特性を実現することができる（例えば、特許文献１参照）。
特開平１１−８８４５２号公報

しかしながら、一般的なＣＩＣフィルタでは、システムクロック周波数に対して、フィルタの遮断周波数をかなり低く設定する必要がある場合は、フィルタの遅延ブロック数（タップ数）を大きく増やす必要がある。また、遮断周波数の値によっては、必ずしも狙い値に一致させることができず、設計の自由度が低いという問題があった。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、システムクロック周波数に依存することなく、遮断周波数を柔軟に設定することが可能なＣＩＣフィルタ，及びそのフィルタとＡ／Ｄ変換器とで構成されるフィルタシステム，また、それらを備えて構成される衛星信号受信回路を提供することにある。

請求項１記載のＣＩＣフィルタによれば、遅延ブロックをフリップフロップで構成し、システムクロック信号に基づいて、クロック周波数を数値データで設定して生成するクロック発生回路より出力されるクロック信号をフリップフロップに供給することで、遮断周波数が変更可能となるように構成する。尚、「システムクロック信号」とは、ＣＩＣフィルタを含むシステム全般において、基準となるクロック信号である。
斯様に構成すれば、ＣＩＣフィルタの遮断周波数を、クロック発生回路が数値制御により生成してフリップフロップに供給するクロック信号の周波数に基づいて設定できる。したがって、システムクロック周波数が高い場合でも、必要となるフリップフロップの段数を最小限にすることが可能となり、小さな回路規模で、遮断周波数を柔軟に設定することができ、設計の自由度が向上する。

この場合、フリップフロップに、入力データのトリガをイネーブル制御する機能を備えたものを用いる。そして、フリップフロップのクロック端子にはシステムクロック信号を供給し、フリップフロップのイネーブル端子に、クロック発生回路が生成したクロック信号を供給する。
斯様に構成すれば、フリップフロップ自体はシステムクロック信号に同期して動作するが、フリップフロップのイネーブル制御はクロック発生回路が生成したクロック信号により行われるので、フリップフロップの動作周波数は、等価的に後者のクロック周波数と同じになる。したがって、例えばシステムの仕様として、フリップフロップは基本的にシステムクロック同期で動作させる必要がある場合でも、上記と同様に動作させることができる。また、コムフィルタを構成するフリップフロップのイネーブル端子に供給するクロック信号の周波数を、積分器を構成するフリップフロップのイネーブル端子に供給するクロック信号の周波数よりも低く設定する。

請求項２記載のフィルタシステムによれば、請求項１記載のＣＩＣフィルタの入力側に配置されるＡ／Ｄ変換器に対して、サンプリング用のクロック信号をクロック発生回路より供給する。例えば、Ａ／Ｄ変換器に入力される信号が所定の周波数帯域に変調された状態にあり、ＣＩＣフィルタには、ベースバンド帯域の信号に相当するデータを入力してフィルタリングを行う必要がある場合を想定する。
この場合、Ａ／Ｄ変換器に供給するサンプリング用クロック信号の周波数を、入力信号の周波数帯域の中心周波数に一致させれば、Ａ／Ｄ変換器の出力データを、ベースバンド帯域の信号に相当するデータに直接変換できる。したがって、ベースバンド帯域の信号を得るためのミキサ等を別途設ける必要がなく、上記のような受信系を構成する場合に、回路規模を削減することができる。

請求項３記載の衛星信号受信回路によれば、請求項１記載のＣＩＣフィルタ、又は請求項２記載のフィルタシステムを用いて構成される。例えば、カーナビゲーション装置等に広く使用されるＧＰＳ（Global Positioning System）信号の受信回路では、ＧＰＳ信号を直接受信する高周波帯において、ＧＰＳ信号に応じた通過帯域を備えているフィルタを配置している。

ここで、米国により提供されているＧＰＳ衛星以外の、ロシアやヨーロッパにより提供されているグロナス衛星やガリレオ衛星、日本の準天頂衛星などを用いた測位システムにも対応可能な、汎用の衛星信号受信回路を構成することを想定すると、フロントエンド部である高周波帯において通過帯域をより広く設定する必要がある。その結果、中間周波数帯以降において、受信対象として選択した衛星によっては不要な信号が混入する場合があり、不要な信号成分を排除するには、フィルタの遮断周波数を柔軟に設定することが要求される。そこで、本発明のＣＩＣフィルタ，又はそのフィルタを用いたシステムを適用すれば、汎用の衛星信号受信回路を実現することができる。

以下、本発明を衛星信号受信回路に適用した場合の一実施例について図面を参照して説明する。図３は、衛星信号受信回路の概略的な構成を示すものである。衛星より送信されたＧＨｚ帯の信号は、受信アンテナ１によって受信されると高周波増幅部２により増幅され、更に、周波数変換部３により中間周波数帯に変換されてから受信アンプ４によって増幅される。それから、Ａ／Ｄ変換器５によりＡ／Ｄ変換され、後述するように、受信信号はこの段階でベースバンド帯に変換される。

本実施例の衛星信号受信回路は、ＧＰＳ衛星以外に、ロシアのグロナス衛星やヨーロッパのガリレオ衛星、日本の準天頂衛星などにも対応可能な汎用の受信回路として構成されている。そしてＡ／Ｄ変換されたデータは、ＣＩＣフィルタ６により低域濾波されると、ベースバンド処理部７で復調処理が行なわれる。ベースバンド処理部７では、受信対象として選択した衛星に応じて、複数の処理系が選択可能となっている。
尚、Ａ／Ｄ変換器５に供給するサンプリングクロック信号は、ＣＩＣフィルタ６の内部より供給されるようになっており、Ａ／Ｄ変換器５及びＣＩＣフィルタ６は、フィルタシステム８を構成している。そして、以上が衛星信号受信回路９を構成している。

図１は、ＣＩＣフィルタ６の構成を中心に示すものである。ＣＩＣフィルタ６は、積分回路部１１，リサンプラ１２，コムフィルタ部１３及びＮＣＯ（Numerically Controlled Oscillator，数値制御発振器，クロック発生回路）１４で構成されている。積分回路部１１は、フリップフロップ（遅延ブロック）１５と、そのデータ入力側に配置される加算器１６との組が、２段直列（Ｄ１，Ｄ２）に接続されて構成されている。次段のリサンプラ１２は、１個のフリップフロップ１５（Ｄ３）で構成され、その次段のコムフィルタ部１３は、２個のフリップフロップ１５（Ｄ４，Ｄ５）と出力側に配置される１個の減算器１７，２個のフリップフロップ１５（Ｄ６，Ｄ７）と出力側に配置される１個の減算器１７の組で構成されている。

各フリップフロップ１５（Ｄ１〜Ｄ７）は、データイネーブル機能（入力データのトリガをイネーブル制御する機能）付きであり、クロック端子には、例えば周波数６６ＭＨｚのシステムクロック信号clkが供給されている。尚、システムクロック信号clkは、ＣＩＣフィルタ６を含むシステム，衛星信号受信回路９の全般において、各回路の動作基準となるクロック信号である。そして、積分回路部１１を構成するフリップフロップ１５（Ｄ１，Ｄ２）のデータイネーブル端子ＤＥＮには、ＮＣＯ１４より生成出力されるクロック信号high＿enが供給され、リサンプラ１２及びコムフィルタ部１３を構成するフリップフロップ１５（Ｄ３〜Ｄ７）のデータイネーブル端子には、ＮＣＯ１４より生成出力されるクロック信号low＿enが供給されている。

積分回路部１１には、Ａ／Ｄ変換器５によりＡ／Ｄ変換されたデータＤinが入力されるが、Ａ／Ｄ変換器５のサンプリング用のクロック信号も、ＮＣＯ１４より生成出力されるクロック信号clk＿smpが供給されている。

図２には、ＮＣＯ１４の内部構成を示す。ＮＣＯ１４は、周知の構成であり、加算器１８，フェーズアキュムレータ１９，サイン波及びコサイン波出力用のＬＵＴ（ルックアップテーブル）２０（Ｓ，Ｃ）で構成されている。尚、ＬＵＴ２０は、用途に応じてサイン波用のみでも良い。ＮＣＯ１４には、システムクロック信号clkが入力され、加算器１８に与えるフェイズデータphase[m..0]に応じて、ＬＵＴ２０から波形データを読み出す間隔を変えることで、出力するクロック信号の周波数を数値制御する。ＮＣＯ１４から周波数が異なる複数のクロック信号を出力させる場合は同じ構成をパラレルに備えれば良く、その際にＬＵＴ２０については共通化しても良い。

尚、図１のＣＩＣフィルタ６において、積分回路部１１とコムフィルタ部１３とが、何れも２組のセットで構成されている理由は、デジタルフィルタとしての群遅延特性を線形に近付けるように改善するためである。したがって、ＣＩＣフィルタ６は、７個のフリップフロップ１５によって構成されている（タップ数「７」）。

次に、本実施例の作用について図４乃至図６も参照して説明する。図１に示すＣＩＣフィルタ６において、システムクロック周波数６６ＭＨｚ（＝周期１５ｎｓ）に対して、ローパスフィルタとしての遮断周波数を８００ｋＨｚに設定する場合を想定する。この時ＮＣＯ１４に出力させるクロック信号low＿enの周波数を、８００ｋＨｚに設定するようにフェイズデータphase[m..0]を与えれば、フリップフロップ１５（Ｄ３〜Ｄ７）で構成されるコムフィルタ部１３は、実質的に動作周波数８００ｋＨｚで動作することになるので、フィルタの遮断周波数（≒コムフィルタ部１３のヌルポイントの周波数）を８００ｋＨｚ丁度に設定することができる。

遮断周波数での減衰量については、積分回路１１とコムフィルタ部１３の合成となるため、より大きな減衰量を得たければ、積分回路１１の動作周波数を上げる必要がある。システムクロック周波数６６ＭＨｚを想定した場合、積分回路１１の動作周波数を６６ＭＨｚとすれば、この構成に於ける最も大きな減衰量を得ることができる。逆に、システムに要求される仕様に合わせて、積分回路１１の動作周波数を落すことも可能である。これは、積分回路１１のパワーを減らすことにもつながる。

また、リサンプラ１２は、積分回路部１１とコムフィルタ部１３との間に配置され、ここで、クロック信号low＿enによりイネーブル制御されることで、サンプルレートをダウンコンバートする機能をなす。

そして、Ａ／Ｄ変換器５に供給するサンプリング用のクロック信号clk＿smpの周波数は、Ａ／Ｄ変換器５に入力される中間周波数帯（ＩＦ帯）の中心周波数が例えば４ＭＨｚであれば、同じ４ＭＨｚに設定する。これにより、Ａ／Ｄ変換器５で中間周波数帯の信号をＡ／Ｄ変換すると同時に、ベースバンド帯域に変換することができる。
これは、図５（ａ）に示すように、中間周波数帯の信号ＩＦに対して、その中心周波数ＬＯの発振信号を混合器（ＭＩＸ）２１により乗じることでベースバンド信号ＢＢに変換する所謂同期検波と同じ原理である。そして、この原理は、図５（ｂ）に示すように、帯域Ｆｓ／２の信号を周波数Ｆｓでサンプリングすることで周波数スペクラムを得るケースに対応している。

ここで、比較のため、図１と同様に、システムクロック周波数が６６ＭＨｚの場合に、ヌルポイント周波数８００ｋＨｚのＣＩＣフィルタを従来の方式で構成した場合を図６に示す。この場合、積分回路部Ｉに２段，リサンプラＲに１段，コムフィルタ部Ｃに８３×２＝１６６段のフリップフロップが必要となり、全部で１６９個（Ｄ１〜Ｄ１６９）が必要となる。しかも、得られる遮断周波数は、６６ＭＨｚ／８３＝８０３ｋＨｚとなり、遮断周波数に誤差が含まれてしまうため（図４（ｂ）参照）、不要な信号成分の遮断性能が劣化せざるを得ない。

例えば、各フリップフロップに、システムクロックを８３分周した分周クロックを与えれば、フリップフロップの段数は、図１と同様に７個になるが、遮断周波数のずれは解消されず、遮断周波数の変更もできない。これに対して、本実施例のＣＩＣフィルタ６では、必要となるフリップフロップ１５の数を最小限にした上で、その遮断周波数を多様かつ正確に設定することが可能となっており、積分回路部１１の動作周波数を限界まで低下させることができる。

以上のように本実施例によれば、ＣＩＣフィルタ６の遅延ブロックをフリップフロップ１５で構成し、システムクロックclkに基づいて、ＮＣＯ１４より出力されるクロック信号をフリップフロップ１５に供給することで、遮断周波数が変更可能となるように構成した。したがって、システムクロック周波数が高い場合でも、必要となるフリップフロップ１５の段数を最小限にすることが可能となり、小さな回路規模で遮断周波数を柔軟に設定することができ、設計の自由度が向上する。

そして、データイネーブル機能付きのフリップフロップ１５を用い、フリップフロップ１５のクロック端子には、システムクロック信号clkを供給し、データイネーブル端子ＤＥＮに、ＮＣＯ１４が生成したクロック信号low＿enを供給するので、フリップフロップ１５の動作周波数が、等価的にクロック信号low＿enの周波数と同じになる。したがって、例えばシステムの仕様（例えばＬＳＩの設計ルールなども含む）として、フリップフロップ１５が１種類の同期クロックシステムを要求している場合でも、本発明を適用できる。

また、ＣＩＣフィルタ６の入力側に配置されるＡ／Ｄ変換器５に供給するサンプリング用のクロック信号clk＿smpも、ＮＣＯ１４より供給し、そのクロック周波数を、中間周波数帯域の中心周波数に一致させることで、Ａ／Ｄ変換器５の出力データを、ベースバンド帯域の信号に相当するデータに直接変換する構成とした。したがって、ベースバンド帯域の信号を得るためのミキサ等を別途設ける必要がなく、回路規模を削減することができる。

そして、ＣＩＣフィルタ６，フィルタシステム１１を用いて衛星信号受信回路９を構成した。すなわち、ＧＰＳ衛星以外の、グロナス衛星，ガリレオ衛星，準天頂衛星などにも対応可能な測位システムを実現するため汎用の衛星信号受信回路を構成することを想定すると、フロントエンド部である高周波帯において通過帯域をより広く設定する必要がある。その結果、中間周波数帯以降では、受信対象として選択した衛星によっては不要な信号が混入する場合があり、その不要な信号成分を排除するには、フィルタの遮断周波数を柔軟に設定することが要求される。

そこで、本発明のＣＩＣフィルタ６，又はそのフィルタ６を用いたシステム１１を適用すれば、汎用の衛星信号受信回路９を実現することができる。例えば、ＧＰＳ衛星（ＣＡ）の場合、設定すべき遮断周波数は上記の例のように１ＭＨｚ程度であるが、ガリレオ衛星の場合は２ＭＨｚ〜４ＭＨｚ（Ｅ１）若しくは１０ＭＨｚ〜１５ＭＨｚ（Ｅ５）、グロナス衛星（Ｌ１）の場合は８ＭＨｚ〜１２ＭＨｚ程度に設定する必要があり、これらにそれぞれ対応するように遮断周波数を適宜設定できる。

本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形または拡張が可能である。
システムクロック周波数や、ＣＩＣフィルタの遮断周波数は、個別の設計に応じて適宜変更して実施すれば良い。
フィルタの群遅延特性を調整する必要がない場合、図１の構成を、４個のフリップフロップ１５（Ｄ１，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ６）で構成しても良い。
データイネーブル機能付きに替えて、クロックイネーブル機能付きのフリップフロップを使用しても良い。また、イネーブル機能付きフリップフロップを使用せずとも、ＮＣＯ１４が生成出力したクロック信号を、フリップフロップのクロック端子に供給することで同様の機能を実現しても良い。

クロック発生回路は、ＮＣＯ１４に限ることなく、例えばデジタルＰＬＬ回路を用いて構成される周波数シンセサイザ等を用いても良い。
Ａ／Ｄ変換回路５における中間周波数帯からベースバンド帯への変換処理は、必要に応じて行えば良い。
衛星信号受信回路に限ることなく、その他、例えば携帯電話機の受信回路や、エコー／ノイズキャンセラ、画像処理における入力フィルタ等にも適用できる。

本発明の一実施例であり、ＣＩＣフィルタの構成を示す図 ＮＣＯの内部構成を示す図 衛星信号受信回路の概略的な構成を示す図 （ａ）本実施例構成と、（ｂ）従来構成とのＣＩＣフィルタの周波数特性を示す図 Ａ／Ｄ変換器における帯域変換処理を説明する図 比較のため従来構成を示す図１相当図

符号の説明

図面中、５はＡ／Ｄ変換器、６はＣＩＣフィルタ、８はフィルタシステム、９は衛星信号受信回路、１４はＮＣＯ（数値制御発振器，クロック発生回路）、１５はフリップフロップ（遅延ブロック）を示す。

Claims (3)

1. 積分器とコムフィルタとの組み合わせにより構成されるＣＩＣ（Cascaded Integrator Comb）フィルタにおいて、
   遅延ブロックをフリップフロップで構成し、
   システムクロック信号に基づき、クロック周波数を数値データで設定して生成するクロック発生回路を備え、
   前記クロック発生回路が生成したクロック信号を前記フリップフロップに供給することで、遮断周波数が変更可能に構成され、
   前記フリップフロップは、入力データのトリガをイネーブル制御する機能を備え、
   前記フリップフロップのクロック端子には、前記システムクロック信号が供給され、
   前記フリップフロップのイネーブル端子に、前記クロック発生回路が生成したクロック信号を供給し、
   前記コムフィルタを構成するフリップフロップのイネーブル端子に供給するクロック信号の周波数を、前記積分器を構成するフリップフロップのイネーブル端子に供給するクロック信号の周波数よりも低く設定したことを特徴とするＣＩＣフィルタ。
2. 請求項１記載のＣＩＣフィルタと、
   このＣＩＣフィルタの入力側に配置されるＡ／Ｄ変換器とを備え、
   前記Ａ／Ｄ変換器に供給するサンプリング用のクロック信号を、前記クロック発生回路より供給することを特徴とするフィルタシステム。
3. 請求項１記載のＣＩＣフィルタ、又は請求項２記載のフィルタシステムを用いて構成されることを特徴とする衛星信号受信回路。

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