JP3769301B6 - 通信装置および通信システム - Google Patents

Description

技術分野
本発明は、位相変調方式を用いた通信装置および通信システムに関する。
背景技術
従来のデジタル通信方式は、例えば、電子情報通信学会スペクトラム拡散通信研究会 信学技報ＳＳＴ９５−７９巻（１９９５−１０）の第４３頁から４８頁に記載されているように、２値の差分位相変調方式（ＤＰＳＫ）等を用いる場合が多い。しかし、従来の方式では、例えば、スペクトラム拡散通信方式の様に、送受信器でキーコードの相関をとる等の手段により処理利得を得て、雑音に対して強いシステムを作ることができる。しかし、この手法では、キーコード長が短くなると、処理利得が減少し、対雑音性能を上げることが難しい。
発明の開示
本発明の目的は、上述の問題を解決し、キーコード長が短い場合（スペクトラムの拡散を行なわない場合も含む）でも、対雑音性能を上げることが可能となる通信方式を提供する事にある。
上記の目的は、２値のデジタル情報を１と−１に対応させたデジタル情報数列を、ｊを整数としてｂ（ｊ）とし、送信側ではｎ個（ｎは３以上）の部分数列の乗算出力を順次、直接、または変調して送信し、受信側では受信信号を、上記に対応し、直接、または復調した後、ｎ個の部分数列に対応した信号を順次、乗算することにより、元の１と−１に対応させたデジタル情報数列を再生し、さらにその情報からデジタル情報を再生することにより達成される。また、スペクトラム拡散通信システムの受信側の同期再生手段として、１情報ビット信号周期Tとすると、Tから（ｎ−１）Ｔ時間前（ｎは２以上）の信号と現在の信号を全て乗算して、さらにその信号を２乗して信号同期信号をを再生することにより達成される。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明の第１実施例の通信装置のシステムブロックであり、
第２図は、従来のＤＰＳＫ変調方式の説明図であり、
第３図は、本発明の第２実施例の受信側の１部に関するブロック図であり、
第４図は、本発明の第２実施例の送信側の１部に関するブロック図であり、
第５図は、本発明の第３実施例の受信側の１部に関するブロック図であり、
第６図は、本発明の第４実施例の受信側の１部に関するブロック図であり、
第７図は、本発明の第５実施例の受信側の１部に関するブロック図であり、
第８図は、本発明の第６実施例の受信側の１部に関するブロック図であり、
第９図は、本発明の第７実施例の受信側の１部に関するブロック図であり、
第１０図は、本発明の第１実施例の弾性表面波マッチドフィルタの模式図であり、
第１１図は、本発明の第８実施例の弾性表面波マッチドフィルタの模式図であり、
第１２図は、マッチドフィルタの出力信号波形であり、
第１３図は、従来の遅延検波後の信号波形であり、
第１４図は、本発明の４段乗算検波後の信号波形であり、
第１５図は、マッチドフィルタの出力信号波形であり、
第１６図は、従来の遅延検波後の信号波形であり、
第１７図は、本発明の４段乗算検波後の信号波形であり、
第１８図は、本発明の第９実施例の通信装置のシステムブロックであり、
第１９図は、本発明の第１０実施例の通信装置のシステムブロックであり、
第２０図は、本発明の第１１実施例の通信装置のシステムブロックであり、
第２１図は、本発明の第１２実施例の通信装置のシステムブロックであり、
第２２図は、本発明の第１２実施例の通信装置に用いたコンボルバの模式図であり、
第２３図は、本発明の第１３実施例の通信装置のシステムブロックであり、
第２４図は、本発明の第１３実施例の通信装置に用いたデジタル演算装置の説明図であり、
第２５図は、本発明の通信装置を用いた無線ＬＡＮ通信システムである。
発明を実施するための最良の形態
以下、本発明の詳細を第１図から第２５図に示した実施例によって説明する。
第１図は本発明を用いたスペクトラム拡散通信装置の１例をシステムブロックを用いて示したものである。送信側においては、ベースバンドの１と−１に対応するデジタル情報は送信端子１から入力され、疑似雑音（PN）コード発生器２から発生された、１と−１に対応するデジタル情報（ここでは、例えば１がデジタル情報の０−１が１に対応する）と混合器３により乗算される。この回路部分の信号処理は、シフトレジスタと半加算器を用いたデジタル処理回路を用いても同様の機能を実現することができる。次に、本発明の特徴部分であるn段乗算回路４により、それぞれの１から（ｎ−１）ビット前の情報と現在の情報を乗算することにより、送信用のデジタル情報が得られる。式で示せば、

となる。ここでｂｊはｎ段乗算回路４の出力信号、ｃｉは入力信号である。n段乗算回路４は本実施例では４段であり、３段のシフトレジスタ５と乗算器６により構成される。この部分の回路も上述と同様に以上、半加算器を用いて同様の処理が可能である。n段乗算回路４から出力された信号は発振器７により生じさせたキャリアを混合器８により乗算させ、高周波帯に変調した後、増幅器９により増幅され、アンテナ１０より出力される。受信側では、アンテナ１０より入力された受信変調信号は、増幅器１１により増幅され、出力側のＰＮ符号に対応した弾性表面波マッチドフィルタ１２により、整合信号に変換され、本発明のもう１つの特徴部分であるn段乗算検波回路１３（ここでは４段）により、それぞれの１から（ｎ−１）ビット前の情報と現在の情報を乗算することにより、復調検波信号が得られる。式で示せば、

n段乗算検波回路１３内では、情報周期をＴとして遅延時間１Ｔの遅延線１４、２Ｔの遅延線１５、３Ｔの遅延線１６により、１から３ビット前の信号を得、混合器１７により、それぞれの信号と現在の信号を乗算している。得られた復調検波信号は、整合信号を検波したものであるため、パルスの幅が狭い。そこで、コンパレータ等の方形波出力回路１８により、適当なパルス幅比のデジタル信号に変換され、出力端子１９より出力される。
第２図は従来のＤＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式を示している。（ａ）が元のデイジタル情報、（ｂ）がＰＮ符号（ここでは５ビット）にて拡散された拡散信号、（ｃ）はキャリアが乗算された送受、変調信号である。ここで、従来のＤＰＳＫ方式では、信号の位相変化が無い場合をデジタル信号の０、位相変化がある場合を１に対応させている。（ｄ）は受信器の検波復調方式を示している。ＤＰＳＫ方式の特徴は、復調側に特別な発振回路を必要とせず、１T遅延線２１と混合器２２のみにより端子２０より検波復調信号が得られることである。しかし、従来のＤＰＳＫ方式では、２種の遅延時間の異なる信号を乗算しているだけであるため、不規則に入力される雑音を充分に抑圧することができない。それに比べ、本方式では、４種の遅延時間の異なる信号を乗算するため、不規則に加算される雑音成分が乗算されることにより、等価的な信号対雑音比が向上する。以上、本実施例によれば、受信装置の等価Ｓ／Ｎを向上させ、通信信頼性の向上、通信距離の拡大を図る事ができる。
第３図は、本発明の第２実施例の１部を示したものである。第２実施例では、本発明の特徴部である。n段乗算回路とn段乗算検波回路を６段としている。第３図はn段乗算検波回路１３の内部を示したもので、１T遅延線２３、２T遅延線２４、３T遅延線２５、４T遅延線２６、５T遅延線２７の出力と現在の信号を混合器２８により乗算して出力検波信号を得ている。同様に第４図はn段乗算回路４の内部を示したものであり、５段のシフトレジスタ２９と混合器３０により送信デジタル信号を得ている。以上、本実施例によれば、第１実施例に比べ、さらに段数が増加してるため、一層、受信装置の等価Ｓ／Ｎを向上させ、通信信頼性の向上、通信距離の拡大を図る事ができる。
第５図は第３実施例の通信装置のn段乗算検波回路を示したものである。本実施例の段数は第１実施例と同様の４段であるが、n段乗算検波回路１３の内部に遅延時間１Ｔの遅延線３１、２Ｔの遅延線３２、３Ｔの遅延線３３により、１から３ビット前の信号を得、先ず、混合器３４により０T、１Tの信号の乗算信号を形成し、また、混合器３５により２T、３Tの信号の乗算信号を形成する。次に、それぞれの信号を混合器３６により乗算して、出力検波信号を得る。第１実施例では、各々の信号を１度に乗算しているが、実際には、この様な回路を形成することは難しい。そこで、本実施例では、各々の信号出力を２個づつ乗算し、最後に、その出力を乗算することとした。本実施例によれば、第１実施例のようにｎ個の信号の乗算が難しい場合でも、ｎ個の乗算出力が得られる。
第６図は第４実施例の通信装置のn段乗算検波回路を示したものである。本実施例の段数は第３実施例と同様の４段であるが、n段乗算検波回路１３に内部に、遅延時間１Ｔの遅延線３７、３８、３９を縦続的に接続し、１から３ビット前の信号を得、先ず、現在の信号と第１段の遅延線３７の出力を混合器４０により乗算し、また第２段の遅延線３８と第３段の遅延線３９の出力を混合器４１により乗算し、最後に、その出力を混合器４２により乗算することとした。第３実施例では遅延時間の長い（例えば３T）遅延線が必要であったが、本実施例を用いれば、１Ｔの遅延線のみを用いればよいから、回路の小形化が可能である。（一般に、遅延時間の長い遅延線ほど大きい。）
第７図は第５実施例の通信装置のn段乗算検波回路を示したものである。本実施例の段数は第３、４実施例と同様の４段であるが、n段乗算検波回路１３の内部処理として、遅延時間１Ｔの遅延線４３の信号出力と、現在の信号を混合器４４により乗算し、またその信号と遅延時間２Ｔの遅延線４５の出力を混合器４６により乗算し、出力検波復調信号を得る。第３、４実施例では３個の混合器が必要であったが、本実施例を用いれば、２個の混合器のみを用いればよいから、回路の小形化、低価格化が可能である。
第８図は第６実施例のスペクトラム拡散通信装置の１部を示している。第８図は受信器の復調検波部を示しており、検波回路部４９は１Ｔ遅延線４７と混合器４８による従来のDPSK方式の遅延検波方式を用いている。検波された信号は低域通過フィルタ５０を通過し、キャリア成分を除去される。得られた信号は混合器５１により同極符号を有する幅の細い同期信号５２が得られる。この同期信号５２を方形波出力用コンパレータ５３の比較用同期信号として用いることにより、幅の細い整合信号部分のみをコンパレータの出力として拾い出すことにより、実効的なＳ／Ｎを向上させることができる。従来の回路では、同期信号としては正弦波を用いていたが、その方式に比べ、パルス幅が狭いため、実効的なＳ／Ｎを一層向上させることができる。
第９図は第７実施例のスペクトラム拡散通信装置の１部を示している。第９図は受信器の復調検波部を示しており、第８図と同様箇所は同一の番号を付している。検波回路部４９は第６実施例と同様、従来のDPSK方式の遅延検波方式を用いている。検波された信号は１部低域通過フィルタ５０を通過し、キャリア成分を除去され、方形波出力用コンパレータ５３に入力される。のこりの１部は実線５８の流れに従い、２Ｔの遅延線５４を通過した信号と通過しない信号を混合器５５により乗算され、雑音成分を抑圧し、混合器５６により２乗され、低域通過フィルタ５７を通過した後、比較用同期信号５２としてコンパレータに入力される。本実施例では、第６実施例に比べ、同期信号が元の信号に対して遅延時間を異ならせて４乗されているため、雑音成分が抑圧され、より同期を保持することができる。
第１０図は第１実施例に用いた、弾性表面波マッチドフィルタ１２を模式的に示したものである。弾性表面波マッチドフィルタは弾性表面波基板６０上に、入力すだれ状電極６１と出力符号化電極６２が配置されている。入力端子６３より拡散信号が入力され、ＰＮ符号が符号化電極の極性変化に一致した場合、出力端子６４より鋭いピーク状の整合信号が出力される。本実施例の弾性表面波マッチドフィルタを用いれば、検波回路を同期回路を必要とせず、高速に同期捕捉が可能で、しかも低電流で検波信号が得られるという特長を有する。
第１１図は第８実施例の弾性表面波マッチドフィルタを模式的に示したものである。図中、第１０図と同一箇所は同一番号を付した。通常、弾性表面波基板６０は符号化電極部での温度変動による遅延時間変動を抑圧するため、低温度系数を有する水晶を用いる場合が多い。しかし、水晶基板の電気機械結合係数は小さいため、すだれ状電極部のインピーダンスが高くなり、ミスマッチ損失が増大する。そこで、本実施例では、入力すだれ状電極部のみに高結合係数の圧電薄膜６５を成膜し、入力すだれ状電極６１のインピーダンスを下げ、ミスマッチ損失を抑えている。本実施例を用いれば、温度変動に強く、低損失なマッチドフィルタが得られる。
第１２図から第１７図は本発明の有効性を示すために、従来の信号波形と、本発明の信号波形を比較したものである。通信方式としては、スペクトラム拡散通信方式を例にとっている。第１２図は信号レベルー８９．１１４ｄＢｍ（１MHz当りの電力のピーク値）、ノイズレベルー９８ｄＢｍの場合のマッチドフィルタの出力信号波形である。第１３図は、同様の条件の従来の遅延検波波形、第１４図は、本発明の４段検波回路の出力信号である。従来方式の信号では雑音成分が観測されるが、本発明の方式では、雑音成分はほとんど観測されない。第１５図は信号レベルー９４．０ｄＢｍ（１MHz当りの電力のピーク値）、ノイズレベルー９２．５ｄＢｍの場合のマッチドフィルタの出力信号波形である。第１６図は、同様の条件の従来の遅延検波波形、第１７図は、本発明の４段検波回路の出力信号である。従来方式の信号では雑音と信号の判別が難しいが、本発明の方式では、雑音成分は充分小さく、信号の判別が可能である。また、信号の同期も明確に現われており、コンパレータ用の同期信号として充分使用可能である。
第１８図は本発明の第９実施例の通信装置のブロック図である。図中、第１実施例の第１図と同一箇所は同一番号を付した。第１実施例では、アンテナ１０より受信した変調信号は直接マッチドフィルタ１２に入力されたが、本実施例では、一旦、発振器６６からのキャリアと混合器６７により乗算され、中間周波（ＩＦ）信号に変換され、マッチドフィルタに入力される。本実施例は、ＲＦ信号の周波数が高く（例えば２．４ＧＨｚ帯）、ＳＡＷマッチドフィルタ２７、弾性表面波遅延線２８、ミサキ２９等の動作が難しい場合に有効である。
第１９図は本発明の第１０実施例の通信装置のブロック図である。図中、第１実施例の第１図と同一箇所は同一番号を付した。第１実施例は、スペクトラム拡散通信方式の例であるが、本実施例は、ＢＰＳＫ方式の直接変調に関するものである。入力端子６８から入力されたデジタル信号は、直接、n段乗算回路４に入力される。n段乗算回路４から出力された信号は発振器６９により生じさせたキャリアを混合器７０により乗算させ、高周波帯に変調した後、増幅器７１により増幅され、アンテナ７２より出力される。受信側では、アンテナ７２より入力された受信変調信号は、増幅器７３により増幅され、n段乗算検波回路１３により、高Ｓ／Ｎの復調検波信号が得られる。得られる復調検波信号は、パルスの幅が広い。そこで、波形成形回路７４により、適当なパルス幅比のデジタル信号に変換され、出力端子７５より出力される。本実施例は、ＢＰＳＫ方式の直接変調に関するものであるが、本発明は、スペクトラム拡散通信方式以外の方式にも適用可能である。
第２０図は本発明の第１１実施例のブロック図である。図中、第１０実施例の第１９図と同一箇所は同一番号を付した。本実施例は、第１０実施例と同様、ＢＰＳＫ方式の直接変調に関するものである。第１０実施例では、アンテナ７２より受信した変調信号は直接n段乗算検波回路１３に入力されたが、本実施例では、一旦、発振器７６からのキャリアと混合器７７により乗算され、中間周波（ＩＦ）信号に変換され、n段乗算検波回路１３に入力される。本実施例は、ＲＦ信号の周波数が高く（例えば２．４ＧＨｚ帯）、遅延線、ミキサ等の動作が難しい場合に有効である。
第２１図は本発明の第１２実施例のブロック図である。図中、第１実施例の第１図と同一箇所は同一番号を付した。第１実施例のスペクトラム拡散通信方式では、アンテナ１０より受信した変調信号はマッチドフィルタ１２に入力されたが、本実施例では、コンボルバ７８に入力される。コンボルバ７８にはＰＮコード発生器７９のデジタル信号を、発振器８０のキャリアと混合器８１により変調をかけ、アンテナからの入力信号と畳み込み積分される。第１実施例では、ＳＡＷマッチドフィルタを用いていたため、ＰＮ符号を変化させる事が難しい。しかし、本発明では、コンボルバーを用いているため、PN符号が変化する場合にも対応可能である。第２２図は弾性表面波を用いたコンボルバの構造を模式的に示したものである。入力端子８２からは入力信号が入力され、また、入力端子８３には参照信号が入力され、コンボリューション出力が出力端子８４より出力される。コンボルバ内部には弾性表面波基板８５と入力すだれ状電極８６、８７が配置され、非線形相互作用領域８８では、入力された２種の信号の空間積分によるコンボリューション出力が得られる。
第２３図は本発明の第１３実施例のブロック図である。図中、第１実施例の第１図と同一箇所は同一番号を付した。第１実施例のスペクトラム拡散通信方式では、アンテナ１０より受信した変調信号はマッチドフィルタ１２に入力され、アナログ信号処理により、整合信号を得ていたが、本実施例では、先ず、受信信号をデジタル信号に変換し、その後、デジタル演算装置８９により、情報信号の復調を行なっている。図２４はデジタル演算装置８９の処理内容を示している。入力端子９０にはデジタル化された拡散信号が入力され、演算装置部では、ＰＮ符号と随意、相関処理を施し、相関出力があるレベルを超えた場合に出力端子９１よりデジタル信号が出力される。本実施例を用いれば、情報速度が比較的低速の場合は、回路の低価格化に有効である。
第２５図は本発明を用いた通信システムを示している。本実施例はＬＡＮに本方式の通信装置を用いたものである。ＬＡＮ用ケーブル９２に本通信装置９６、９７が接続され、各端末９３、９４には本通信装置９５、９８が接続されている。また、各端末９９、１００に本通信装置１０１、１０２を接続し、各端末間で（有線系を介さず）自由に通信を行うことができる。本実施例を用いれば、各端末ではＬＡＮケーブルに接続する必要が無いため、端末を自由に動かす事（レイアウト）ができる。
産業上の利用可能性
本発明によれば、対雑音性能を上げることが可能となり、通信装置の高信頼性化、通信距離の拡大が可能となり、信頼性の高い通信システムが実現できる。

Claims (9)

1. ２値のデジタル情報を１と−１に対応させたデジタル情報数列を利用した通信装置であって、送信側で前記デジタル情報数列の内、ｎ個（ｎは３以上）の部分数列の各要素の乗算値を数列の要素として生成し、１ビットシフトした状態で同様の演算を行ない次の要素を決定し、そのようにして順次形成された数列を、直接、または変調して送信する事を特徴とする通信装置。
2. 受信側では受信信号を、直接、または復調した後、２値のデジタル情報を１と−１に対応させたデジタル情報数列を形成し、前記デジタル情報数列の内、ｎ個（ｎは３以上）の部分数列の各要素の乗算値を数列の要素として生成し、次に１ビットシフトした状態で同様の演算を行ない次の要素を決定し、そのようにして順次形成された数列を１と−１に対応させたデジタル情報数列を再生し、さらにその情報からデジタル情報を再生する事を特徴とする通信装置。
3. ２値のデジタル情報を１と−１に対応させたデジタル情報数列を利用した通信装置であって、送信側で前記記デジタル情報数列の内、ｎ個（ｎは３以上）の部分数列の各要素の乗算値を数列の要素として生成する。次に１ビットシフトした状態で同様の演算を行ない次の要素を決定ｓし、そのようにして順次形成された数列を、直接、または変調して送信し、受信側では直接、または復調した後に、２値のデジタル情報を１と−１に対応させたデジタル情報数列を形成し、上記デジタル情報数列の内、ｎ個（ｎは３以上）の部分数列の各要素の乗算値を数列の要素として生成し、１ビットシフトした状態で同様の演算を行ない次の要素を決定し、そのようにして順次形成された数列を１と−１に対応させたデジタル情報数列を再生し、さらにその情報からデジタル情報を再生する事を特徴とする通信装置。
4. 請求項２記載の通信装置において、ｎ個（ｎは３以上）の部分数列の各要素の乗算値を新たな数列の要素として生成する手段として、直接、あるいは変調信号で、１情報ビット信号周期Tとすると、Tから（n−１）Ｔ時間前（ｎは３以上）の信号と現在の信号を全て乗算して、元の１と−１に対応させたデジタル情報数列の情報を有する信号を再生し、さらにその情報からデジタル情報を再生する事を特徴とする通信装置。
5. 請求項２記載の通信装置において、ｎ個（ｎは３以上）の部分数列の各要素の乗算値を新たな数列の要素として生成する手段として、直接、あるいは変調信号で、１情報ビット信号周期Tに対応した遅延時間を有する１T遅延線を縦続に、多（n−１）段に設け、受信信号を遅延線の初段に入力し、それぞれの段の遅延線出力と元の受信信号を乗算し、元の１と−１に対応させたデジタル情報数列を再生し、さらにその情報からデジタル情報を再生することを特徴とする通信装置。
6. 請求項２記載の通信装置において、ｎ個（ｎは３以上）の部分数列の各要素の乗算値を新たな数列の要素として生成する手段として、直接、あるいは変調信号で、１情報ビット信号周期Tに対応した遅延時間を有する（n−１）個の１T、２T……（n−１）T遅延線を設け、受信信号をそれぞれの遅延線に入力し、それら遅延線の出力と元の信号を乗算し、元の１と−１に対応させたデジタル情報数列を再生し、さらにその情報からデジタル情報を再生することを特徴とする通信装置。
7. 請求項３記載の通信システムにおいて、２値のデジタル情報を１と−１に対応させたデジタル情報数列を、送信側で、ｎ個（ｎは３以上）の部分数列の各要素の乗算値を新たな数列の要素として生成し順次形成されたデジタル情報信号を、さらに、ＰＮ（疑似雑音）符号によりスペクトラム拡散変調して送信し、受信側では受信信号を、スペクトラム拡散復調した後、ｎ個の部分数列に対応した信号を順次、乗算することにより、元の１と−１に対応させたデジタル情報数列を再生し、さらにその情報からデジタル情報を再生することを特徴とする通信システム。
8. スペクトラム拡散通信システムの受信側の同期再生手段として、１情報ビット信号周期Tとすると、Tから（n−１）Ｔ時間前（ｎは３以上）の信号と現在の信号を全て乗算して、信号同期信号を再生することを特徴とする通信装置。
9. スペクトラム拡散通信システムの受信側の同期再生手段として、１情報ビット信号周期Tとすると、Tから（n−１）Ｔ時間前（ｎは３以上）の信号と現在の信号を全て乗算して、さらにその信号を２乗して信号同期信号を再生することを特徴とする通信装置。

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