JP4363707B2 - マッチドフィルタ及び通信システム - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトラム拡散通信用マッチドフィルタ及び通信システムに係り、特にチップサイズの増大、複雑化を来さず、実効的なインパルス応答時間を確保する構造を有するマッチドフィルタ及びそれを用いる通信システムに関するものである。
【0002】
【従来の技術】
図14は、従来の弾性表面波型マッチドフィルタの模式図である。弾性表面波基板2上には入力すだれ状電極10と出力すだれ状電極11が配置されている。入力信号は入力端子9から入力され、出力端子12から出力整合信号が出力される。出力すだれ状電極11は、拡散信号からの整合信号変換が可能となるように、符号化(位相変調)、開口重み付けが施されている。
【0003】
従来の符号化重み付け電極は、信号のPN符号長に比例した(実効表面波速度/情報速度)の長さが必要となり、情報速度が遅い場合は結局デバイスサイズの増大を来す。
【0004】
図15は、15チップm系列に対する従来の1段の15チップマッチドフィルタのサイドローブ、ピーク比を最小とする重み付け係数を示したものである。番号の若い方が出力端子側に相当する。m系列を用いる場合、信号に位相情報を重畳する場合は少なく、主に同位相信号による同期信号抽出用として用いられる場合が多いため、考慮した信号は偶相関に対応したものだけとした。サイドローブ、ピーク比として−27.3dBの値が得られている。
【0005】
図16は、13チップバーカー符号系列に対する従来の1段の13チップマッチドフィルタのサイドローブ、ピーク比を最小とする重み付け係数を示したものである。番号の若い方が出力端子側に相当する。バーカー符号系列を用いる場合、信号に位相情報を重畳する場合が多いため、考慮した信号は偶相関、奇相関に対応したものとした。サイドローブ、ピーク比として−24.6dBの値が得られている。
【0006】
図17は、従来のデジタル処理型マッチドフィルタの機能ブロック図である。各々の信号は、1/f(fはクロック周波数)の遅延部16を通過後抽出され、各タップ係数(a1〜an)を掛けた後、加算される。機能的には、SAWのマッチドフィルタと同様である。この場合にも、1段で構成すると同時に、処理が必要なタップ数が増大し、デバイスが複雑化する。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
従来のマッチドフィルタは例えば、日本学術振興会弾性波素子技術第150委員会第45回研究会資料第29頁から34頁に記載されているように、通常、PN(疑似雑音)符号により変調された信号とマッチドフィルタの相互相関により、整合信号を検出するために使用する。
【0008】
そして従来のマッチドフィルタでは、PN符号長に相当する(1/情報速度の長さ)が必要となり、例えば弾性表面波型のマッチドフィルタの場合、デバイス長辺方向に増大を来し、またデジタル処理型のマッチドフィルタの場合にも、同時に処理が必要なタップ段数が増大するため、実質的にチップサイズの増大、複雑化を来す。
【0009】
本発明の目的は、上述の従来技術の問題を解決し、対応する拡散信号の情報速度が遅い場合でも、チップサイズの増大、複雑化することなく、実効的なインパルス応答時間を確保することのできるマッチドフィルタ及びそれを用いる変復調装置、通信装置ならび通信システムを提供することにある。
【0010】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、第1の手段は、第1段の入力すだれ状電極及び出力すだれ状電極と、第2段の入力すだれ状電極及び出力すだれ状電極とが、単一の弾性表面波基板上に2段に分けて並列に形成されて各段のマッチドフィルタ部を構成し、前記第1段の入力すだれ状電極と第2段の出力すだれ状電極は符号化及び開口重み付けが施され、前記第1段の出力すだれ状電極と第2段の入力すだれ状電極が中間端子で電気的に縦続接続されていることを特徴とするものである。
【0011】
また第2の手段は、第1の手段のマッチドフィルタにおいて、各段のマッチドフィルタ部のインパルス応答時間が拡散信号の情報信号周期より短いことを特徴とするものである。
【0012】
また第3の手段は、第1の手段のマッチドフィルタにおいて、当該マッチドフィルタがタップ係数可変型であることを特徴とするものである。
また第4の手段は、第1の手段のマッチドフィルタにおいて、当該マッチドフィルタがデジタル処理型に構成されていることを特徴とするものである。
【0013】
また第5の手段の通信システムは、第1ないし第4のいずれかの手段のマッチドフィルタを用いたことを特徴とするものである。
また第6の手段は、CDMA方式を用いた通信装置に利用される変復調装置であって、第1段の入力すだれ状電極及び出力すだれ状電極と、第2段の入力すだれ状電極及び出力すだれ状電極とが、単一の弾性表面波基板上に2段に分けて並列に形成されて、前記第1段の入力すだれ状電極と第2段の出力すだれ状電極は符号化及び開口重み付けが施され、前記第1段の出力すだれ状電極と第2段の入力すだれ状電極が中間端子で電気的に縦続接続されているマッチドフィルタを備えていることを特徴とするものである。
また第7の手段の通信装置は、第6の手段の変復調装置と、アンテナとを備えることを特徴とするものである。
また第8の手段の通信システムは、第7の手段の通信装置と、その通信装置とCDMA方式に従って通信を行なう基地局とを有することを特徴とするものである。
【0014】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図1は、第1の実施形態に係る弾性表面波型マッチドフィルタを示したものである。弾性表面波基板2上に、第1段の入力すだれ状電極3及び出力すだれ状電極4と、第2段の出力すだれ状電極7及び入力すだれ状電極6とが配置されている。そして前述の第1段と第2段は、中間端子5で電気的に接続されている。
【0015】
入力信号は入力端子1から入力され、中間端子5を経由し、出力端子8から出力整合信号として出力される。入力すだれ状電極3及び出力すだれ状電極7は、拡散信号からの整合信号変換が可能となるように、符号化(位相変調)、開口重み付けが施されている。
【0016】
本実施形態では、マッチドフィルタのデバイスを2段に分けて、各々の符号化重み付け電極の長さを略半分とした。この場合、各段のインパルス応答時間が拡散信号の情報信号周期より短くても、縦続接続により全体の伝達関数の時間応答関数は略倍となるため、元の希望関数と略同等の性能が得られる。
【0017】
詳細を説明する前に、スペクトラム拡散通信信号に関して図2を用いて説明する。図2の(1)は伝達される情報信号、(2)はDPSK型の拡散信号(図では5ビットのPN符号にて拡散されている)、(3)はキャリアが重畳されたRF信号である。また、(4)はDPSK信号の最も一般的な復調回路である遅延検波回路を示している。
【0018】
回路は1ビット遅延線13と混合器14のみからなり、簡単な回路で復調信号が出力端子から出力される。マッチドフィルタには、(2)または(3)の拡散(RF)信号をその符号に対応した時間応答特性を持たせ、時間軸上(周波数軸上ではなく)の整合ピークとして信号の検出を行うもので、時間軸上のサイドローブとピークの比が一つの性能指数となる。
【0019】
RF信号の解析は通常、フーリエ変換の手法を用いて行うが、高周波キャリア信号が重畳されているため、計算時間が多大となる。そこで、ここでは信号をベースバンドの2値信号として取り扱う。
【0020】
図3は、ベースバンド信号とフィルタコードとの相関関数の求め方を示した図である。相関関数は、ベースバンド信号をF、フィルタのインパルス応答関数をF′とすれば、
【0021】
【数1】
【0022】
と表され、これを、E=F・F′・・・(1)と表すこととする。
図4は、符号長31の最長符号(m)系列のベースバンド相関関数計算結果(a)とフーリエ変換法による信号計算結果(b)を示すものである。信号は偶相関(同位相信号が続く場合の相関)と奇相関(異符号の信号が続く場合の相関)信号が続く場合データ0,1の場合のDPSK信号を示している。マッチドフィルタのインパルス応答長も31であるため、この場合を考慮すれば、すべての場合を考慮したことと等価である。両者を比較することにより、タイムサイドローブとピークの比は、ベースバンドの相関関数計算により略十分に解析可能であることがわかる。
【0023】
本発明のようにマッチドフィルタが縦続に接続されている場合は、それぞれのフィルタ時間応答をF1 ,F2 とすれば、入力信号Sinと出力信号Soutの関係は、Sout=Sin・F1 ・F2 ・・・(2)と表される。
【0024】
この(2)式を用いて、幾つかの符号系列に対する時間軸上のサイドローブ、ピーク比を最小とする、フィルタインパルス応答関数(重み付け係数)を非線形最適化アルゴリズムを用いて求めた。
【0025】
図5は第2の実施形態に係り、マッチドフィルタを2段に分け、各フィルタのタップ長を8段(従って、全体のインパルス応答長は15チップとなり、1段の場合と同様となる。)とした場合のサイドローブ、ピーク比を最小とする各重み付け係数を示したものである。
【0026】
サイドローブ、ピーク比として−25.8dBの値が得られ(1段と略同様の値が得られ)、また各段のインパルス応答長を従来の半分とすることができた。この結果を例えばSAWマッチドフィルタに適用すれば、デバイスサイズを従来の約2/3とすることが可能であり、デバイスの小形化に有効である。
【0027】
図6は第3の実施形態に係り、マッチドフィルタを2段に分け、各フィルタのタップ長を7段(従って、全体のインパルス応答長は13チップとなり、1段の場合と同様となる。)とした場合のサイドローブ、ピーク比を最小とする各重み付け係数を示したものである。
【0028】
サイドローブ、ピーク比として−22.5dBの値が得られ(1段と略同様の値が得られ)、また各段のインパルス応答長は従来の半分とすることができた。この結果を例えばSAWマッチドフィルタに適用すれば、デバイスサイズを従来の約2/3とすることが可能であり、デバイスの小形化に有効である。
【0029】
図7は第4の実施形態に係り、2段縦続型デジタル処理型マッチドフィルタの機能ブロック図である。図中、前記図17と同一個所は同一番号を付している。本発明を用いれば、タップ段数の少ない簡易な回路により本回路が構成可能なため、設計の自由度向上、簡略化、小形化が可能である。
【0030】
図8は第5の実施形態に係り、タップ係数可変型のSAWマッチドフィルタを示している。図中、第1の実施形態と同一個所は同一番号を付している。この第5の実施形態では、中間接続すだれ状電極17は正規型とし、入出力すだれ状電極18,19の各タップ出力を可変増幅器としている。本実施形態を用いれば、SAWマッチドフィルタの小形化が可能となると同時に、対応する符号系列も自由に選択できる。
【0031】
図9は第6の実施形態に係り、小形SAWマッチドフィルタを用いた無線LAN用通信システムを示している。信号入力端子20から入力されたデジタル信号はDPSK信号変換回路21によりDPSK化され、拡散符号発生器22と混合回路23により拡散処理されて、RF信号発生器24と混合器25によりRF変調され、送信増幅器26により増幅後、アンテナ27より出力される。
【0032】
受信信号は、前置増幅器28により増幅され、本発明に係るSAWマッチドフィルタ29により相関処理され、遅延線30と混合器31により遅延検波後、波形整形回路32により処理されて出力端子33に出力される。この実施形態では、本発明のSAWマッチドフィルタを用いているため、通信装置の小形化が可能である。
【0033】
図10は第7の実施形態に係り、デジタル処理型マッチドフィルタを用いた無線LAN用通信システムを示す図である。図中、図9と同様個所は同一記号で示している。前置増幅器28により増幅された受信信号は、A/Dコンバータ34によりデジタル信号に変換後、本発明に係るデジタル処理型マッチドフィルタ35により相関処理され、デジタル復調回路36により処理され出力端子33に出力される。本実施形態では本発明に係るデジタル処理型マッチドフィルタを用いているため、設計自由度が高く、低価格化に有利である。
【0034】
図11は第8の実施形態に係り、マッチドフィルタを搭載した送受信装置を用いた無線LANシステムを示す図である。送受信装置37,39,43,45は各々端末38,40,44,46に接続され、また送受信装置41,42は有線系47に接続されている。この実施形態では本発明に係る小形送受信装置を用いているため、スペースの有効活用が可能である。
【0035】
図12は第9の実施形態に係り、SAWマッチドフィルタを用いたCDMA端末のブロック図である。送信側においては、ベースバンド処理部48で音声CODEC、エラー訂正用の畳み込み符号化、インターリーバ、CDMA用のアダマール変調を行った後、PN符号を乗算(0,1の半加算)することにより拡散変調を行う。また、変復調部49では、デジタルベースバンド信号をQPSK変調する。さらに、CDMA−RF部50では、RF帯にアップコンバートし、アンテナ51より送信を行う。
【0036】
受信側では、アンテナ51より入力された受信信号をCDMA−RF部50で中間周波数信号にダウンコンバートし、変復調部49でレーク処理、逆拡散、アダマール変換の処理を行う。この信号はその後、A/Dコンバートされ、ベースバンド処理部48にてディインタリーバ、ビタビ誤り訂正(検出)、音声CODEC処理が行われる。
【0037】
本実施形態の変復調部49には、本発明のSAWマッチドフィルタ52をIF段に配置し、逆拡散、アダマール変換を行っている。従来、この種のCDMA端末では、情報速度が遅いため、SAWマッチドフィルタの適用を試みると、デバイスサイズが実用的なものとならず、高速同期捕捉のメリットはあるものの、実質的に適用不可能であるが、本実施形態では前記SAWマッチドフィルタを用いているため、デバイスの小形化により、実用的な大きさで、高速同期捕捉が可能な移動通信端末が実現できる。
【0038】
図13は第10の実施形態に係り、マッチドフィルタを搭載した移動通信端末を用いた移動体通信システムを示す図である。移動体端末55,56,57は各々、各セル59内の基地局58と通信が可能である。この実施形態では本発明の送受信装置を用いているため、小形で同期捕捉性能に優れた移動通信が可能となり、回線品質の向上に効果がある。
【0039】
【発明の効果】
本発明によれば、低情報速度の場合でもデバイスサイズを増加させることのないスペクトラム拡散通信用マッチドフィルタが可能となり、素子の小形化、設計自由度向上、通信端末の小形化、通信システムの通信品質向上が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施形態に係る弾性表面波型マッチドフィルタの模式図である。
【図2】スペクトラム拡散通信信号及び検波回路の説明図である。
【図3】相関関数計算方法の説明図である。
【図4】相関関数計算結果(a)とRF相関信号(b)の比較図である。
【図5】本発明の15チップmコード対応2段重み付け係数と、サイドローブ/ピーク比を示す図表である。
【図6】本発明の13チップバーカーコード対応2段重み付け係数と、サイドローブ/ピーク比を示す図表である。
【図7】本発明のデジタル処理型マッチドフィルタの機能ブロック図である。
【図8】符号可変型弾性表面波マッチドフィルタの機能ブロック図である。
【図9】本発明の弾性表面波装置型マッチドフィルタを用いたスペクトル拡散通信システムのブロック図である。
【図10】本発明のデジタル処理型マッチドフィルタを用いたスペクトラム拡散通信装置のブロック図である。
【図11】本発明を用いた無線LAN通信システムの構成図である。
【図12】本発明の弾性表面波装置型マッチドフィルタを用いたCDMA通信端末のブロック図である。
【図13】本発明を用いた移動通信システムの構成図である。
【図14】従来の弾性表面波型マッチドフィルタの模式図である。
【図15】従来の15チップmコード対応1段重み付け係数と、サイドローブ/ピーク比を示す図表である。
【図16】従来の13チップバーカーコード対応1段重み付け係数と、サイドローブ/ピーク比を示す図表である。
【図17】従来のデジタル処理型マッチドフィルタの模式図である。
【符号の説明】
1 入力端子
2 弾性表面波基板
3,6 入力すだれ状電極
4,7 出力すだれ状電極
5 中間端子
8 出力端子
Claims (8)
- 第1段の入力すだれ状電極及び出力すだれ状電極と、第2段の入力すだれ状電極及び出力すだれ状電極とが、単一の弾性表面波基板上に2段に分けて並列に形成されて各段のマッチドフィルタ部を構成し、
前記第1段の入力すだれ状電極と第2段の出力すだれ状電極は符号化及び開口重み付けが施され、
前記第1段の出力すだれ状電極と第2段の入力すだれ状電極が中間端子で電気的に縦続接続されていることを特徴とするマッチドフィルタ。 - 請求項1記載のマッチドフィルタにおいて、前記各段のマッチドフィルタ部のインパルス応答時間が拡散信号の情報信号周期より短いことを特徴とするマッチドフィルタ。
- 請求項1記載のマッチドフィルタにおいて、当該マッチドフィルタがタップ係数可変型であることを特徴とするマッチドフィルタ。
- 請求項1記載のマッチドフィルタにおいて、当該マッチドフィルタがデジタル処理型に構成されていることを特徴とするマッチドフィルタ。
- 請求項1ないし請求項4のいずれか1項記載のマッチドフィルタを用いたことを特徴とする通信システム。
- CDMA方式を用いた通信装置に利用される変復調装置であって、
第1段の入力すだれ状電極及び出力すだれ状電極と、第2段の入力すだれ状電極及び出力すだれ状電極とが、単一の弾性表面波基板上に2段に分けて並列に形成されて、
前記第1段の入力すだれ状電極と第2段の出力すだれ状電極は符号化及び開口重み付けが施され、
前記第1段の出力すだれ状電極と第2段の入力すだれ状電極が中間端子で電気的に縦続接続されているマッチドフィルタを備えていることを特徴とする変復調装置。 - 請求項6記載の変復調装置と、アンテナとを備えることを特徴とする通信装置。
- 請求項7記載の通信装置と、その通信装置とCDMA方式に従って通信を行なう基地局とを有することを特徴とする通信システム。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP19602299A JP4363707B2 (ja) | 1999-07-09 | 1999-07-09 | マッチドフィルタ及び通信システム |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP19602299A JP4363707B2 (ja) | 1999-07-09 | 1999-07-09 | マッチドフィルタ及び通信システム |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001024472A JP2001024472A (ja) | 2001-01-26 |
JP2001024472A5 JP2001024472A5 (ja) | 2006-07-20 |
JP4363707B2 true JP4363707B2 (ja) | 2009-11-11 |
Family
ID=16350927
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP19602299A Expired - Fee Related JP4363707B2 (ja) | 1999-07-09 | 1999-07-09 | マッチドフィルタ及び通信システム |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4363707B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4785285B2 (ja) * | 2001-07-26 | 2011-10-05 | 耕司 戸田 | 超音波情報管理システム |
JP4785286B2 (ja) * | 2001-07-26 | 2011-10-05 | 耕司 戸田 | 多周波数駆動型超音波信号処理器 |
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1999
- 1999-07-09 JP JP19602299A patent/JP4363707B2/ja not_active Expired - Fee Related
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---|---|
JP2001024472A (ja) | 2001-01-26 |
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A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060607 |
|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060607 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20090116 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090210 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20090410 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20090804 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20090818 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120828 Year of fee payment: 3 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |