JP3491349B2 - 弾性表面波装置及びそれを用いた通信装置 - Google Patents
弾性表面波装置及びそれを用いた通信装置Info
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- JP3491349B2 JP3491349B2 JP21090094A JP21090094A JP3491349B2 JP 3491349 B2 JP3491349 B2 JP 3491349B2 JP 21090094 A JP21090094 A JP 21090094A JP 21090094 A JP21090094 A JP 21090094A JP 3491349 B2 JP3491349 B2 JP 3491349B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスペクトラム拡散通信の
受信のための、同期，拡散の相関復調、フィルタリング
を行い、かつ情報復調を行う弾性表面波装置及びその弾
性表面波装置を用いた通信装置に関する。
受信のための、同期，拡散の相関復調、フィルタリング
を行い、かつ情報復調を行う弾性表面波装置及びその弾
性表面波装置を用いた通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、弾性表面波（ＳＡＷ）装置を用い
て、スペクトラム拡散通信装置を構成する際には、例え
ば、Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ Ｒｅｃｏｒｄ Ｖｏｌ．２
ＭＩＬＣＯＭ ’８２，３４．５−１〜３４．５−
３，に見られる様にＳＡＷマッチドフィルタを用いた相
関器とＳＡＷ遅延線を用い、いわゆるＰＤＩ方式で情報
信号を復調していた。また、特開平３−７７４４５号公
報に見る様にＳＡＷマッチドフィルタとＳＡＷ遅延線を
同一ＳＡＷ基板上に、かつ同一伝搬路上に設け、マッチ
ドフィルタの符号化電極以外の送受波電極とＳＡＷ遅延
線の入力電極を共通の電極として情報信号を同様に復調
していた。
て、スペクトラム拡散通信装置を構成する際には、例え
ば、Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ Ｒｅｃｏｒｄ Ｖｏｌ．２
ＭＩＬＣＯＭ ’８２，３４．５−１〜３４．５−
３，に見られる様にＳＡＷマッチドフィルタを用いた相
関器とＳＡＷ遅延線を用い、いわゆるＰＤＩ方式で情報
信号を復調していた。また、特開平３−７７４４５号公
報に見る様にＳＡＷマッチドフィルタとＳＡＷ遅延線を
同一ＳＡＷ基板上に、かつ同一伝搬路上に設け、マッチ
ドフィルタの符号化電極以外の送受波電極とＳＡＷ遅延
線の入力電極を共通の電極として情報信号を同様に復調
していた。
【０００３】また、これらのＳＡＷマッチドフィルタで
は符号化電極に於ける遅延時間を取り扱うべきベースバ
ンド二値情報の１ビットの時間としていた。
は符号化電極に於ける遅延時間を取り扱うべきベースバ
ンド二値情報の１ビットの時間としていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のスペクトラム拡散通信用ＳＡＷマッチドフィルタに
は伝送情報の高速化、あるいは拡散帯域の制限が必要な
場合、符号長が短く（チップが少なく）なり、使用可能
な符号配列が限られ、同様のシステムの並列配置が難し
く、また充分な拡散比（ＳＮ比）が確保できない、相関
ピーク損失が大きくなる等の問題があった。または拡散
比を確保しようとすると、伝送情報の高速化に対応でき
ない、あるいは拡散帯域が制限を外れる等の問題があっ
た。
来のスペクトラム拡散通信用ＳＡＷマッチドフィルタに
は伝送情報の高速化、あるいは拡散帯域の制限が必要な
場合、符号長が短く（チップが少なく）なり、使用可能
な符号配列が限られ、同様のシステムの並列配置が難し
く、また充分な拡散比（ＳＮ比）が確保できない、相関
ピーク損失が大きくなる等の問題があった。または拡散
比を確保しようとすると、伝送情報の高速化に対応でき
ない、あるいは拡散帯域が制限を外れる等の問題があっ
た。
【０００５】さらに上記従来の前者にてはＳＡＷマッチ
ドフィルタとＳＡＷ遅延線を別個に設け、かつその間の
減衰を補うためにアンプを挿入するなど回路規模が大き
くなる、消費電力も増える、価格も上昇する等の課題が
あった。上記後者ではＳＡＷマッチドフィルタとＳＡＷ
遅延線の間のアンプは不要となるものの、ＳＡＷマッチ
ドフィルタとＳＡＷ遅延線が同一伝搬路上に配列される
ためＳＡＷデバイス全体が長手方向が極めて大きくなる
ばかりでなく、ＳＡＷデバイスのハーメチックシールの
パッケージが、価格が高くなる等の小型化，低価格化を
妨げる要因が有った。
ドフィルタとＳＡＷ遅延線を別個に設け、かつその間の
減衰を補うためにアンプを挿入するなど回路規模が大き
くなる、消費電力も増える、価格も上昇する等の課題が
あった。上記後者ではＳＡＷマッチドフィルタとＳＡＷ
遅延線の間のアンプは不要となるものの、ＳＡＷマッチ
ドフィルタとＳＡＷ遅延線が同一伝搬路上に配列される
ためＳＡＷデバイス全体が長手方向が極めて大きくなる
ばかりでなく、ＳＡＷデバイスのハーメチックシールの
パッケージが、価格が高くなる等の小型化，低価格化を
妨げる要因が有った。
【０００６】本発明の目的は、上記の高速化，小型化，
低価格化等を阻害する要因を除き、スペクトラム通信用
のＳＡＷデバイスとそれを用いたスペクトラム拡散通信
装置の情報処理高速化，小型化，低価格化を達成する事
に有る。
低価格化等を阻害する要因を除き、スペクトラム通信用
のＳＡＷデバイスとそれを用いたスペクトラム拡散通信
装置の情報処理高速化，小型化，低価格化を達成する事
に有る。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明では符号化電極と該符号化電極と互いに送
受波しうる送受波電極からなるＳＡＷ（弾性表面波）マ
ッチドフィルタを設け、かつ該符号化電極に於ける遅延
時間を取り扱うべきベースバンド二値情報の１ビットの
時間の２のＭ乗倍（Ｍは整数）とした。また、符号化電
極と該符号化電極と互いに送受波しうる送受波電極を該
符号化電極を挟んで各一個設けることによりＳＡＷ（弾
性表面波）マッチドフィルタを計二個設けた。それに加
えてかつ該ＳＡＷマッチドフィルタと並んで弾性表面波
伝搬路を平行とした、互いに送受波しうる二個の送受波
電極よりなるＳＡＷ遅延線を設け、かつ、上記ＳＡＷマ
ッチドフィルタの送受波電極を整合回路を介して上記Ｓ
ＡＷ遅延線の入力送受波電極と復調器の一方の入力と結
合させ、上記ＳＡＷ遅延線の出力送受波電極を他の整合
回路を介して上記復調器の他の入力と結合させた。
めに、本発明では符号化電極と該符号化電極と互いに送
受波しうる送受波電極からなるＳＡＷ（弾性表面波）マ
ッチドフィルタを設け、かつ該符号化電極に於ける遅延
時間を取り扱うべきベースバンド二値情報の１ビットの
時間の２のＭ乗倍（Ｍは整数）とした。また、符号化電
極と該符号化電極と互いに送受波しうる送受波電極を該
符号化電極を挟んで各一個設けることによりＳＡＷ（弾
性表面波）マッチドフィルタを計二個設けた。それに加
えてかつ該ＳＡＷマッチドフィルタと並んで弾性表面波
伝搬路を平行とした、互いに送受波しうる二個の送受波
電極よりなるＳＡＷ遅延線を設け、かつ、上記ＳＡＷマ
ッチドフィルタの送受波電極を整合回路を介して上記Ｓ
ＡＷ遅延線の入力送受波電極と復調器の一方の入力と結
合させ、上記ＳＡＷ遅延線の出力送受波電極を他の整合
回路を介して上記復調器の他の入力と結合させた。
【０００８】
【作用】上記した様に、ＳＡＷマッチドフィルタを設
け、該符号化電極に於ける遅延時間ＴSAW を取り扱うべ
きベースバンド二値情報の１ビットの時間の２のＭ乗倍
(Ｍは整数）としたことにより、ベースバンドで情報信
号をＭ段にシリアル／パラレル変換し、二値情報の１ビ
ットの時間の２のＭ乗倍（Ｍは整数）を１シンボルとし
た信号をとりあつかえるため該符号化電極に於けるチッ
プ数（電極タップ数）を約２のＭ乗倍とでき、拡散比を
相応に大きく出来る、即ちＳＮ比が確保出来、かつ損失
も小さくできる。ここで、ベースバンド情報速度をＲIM
´、ベースバンドでの情報の多重度をＮIM（＝２のＭ
乗）と書くとシンボル速度ＲIMは ＲIM＝ＲIM´／ＮIM＝１／ＴSAW 式（１） であり、拡散信号のチップ速度Ｒｃは拡散帯域幅ＢDS，
シンボル速度ＲIM，チップ数Ｎｃとで、 Ｒｃ＝ＢDS／２ 式（２） ＝ＲIM・Ｎｃ 式（３） ＝ＲIM´・Ｎｃ／ＮIM 式（４） と書き表される。拡散帯域幅ＢDSに制限が有り、ベース
バンド情報速度ＲIM´を大きくした場合、従来のＭ＝
０，ＮIM＝１では、チップ数Ｎｃを小さくせざるを得な
い。Ｍ＝１から大きくしてゆくと、チップ数ＮｃはＮIM
（＝２のＭ乗）倍に増えてゆく。即ち、拡散比を相応に
大きく出来、ＳＮ比が確保出来る。かつ損失も小さくで
きる。また符号化電極と該符号化電極と互いに送受波し
うる送受波電極を該符号化電極を挟んで各一個設けるこ
とによりＳＡＷ（弾性表面波）マッチドフィルタを計二
個設けたので一つのデバイスで、互いに時間反転の関係
にある二つの符号が扱え、小型化出来る。かつ該ＳＡＷ
マッチドフィルタと並んで弾性表面波伝搬路を平行とし
た、ＳＡＷ遅延線を設けたことにより、ＳＡＷデバイス
としての長手方向寸法を従来の約１／２に短縮できる。
け、該符号化電極に於ける遅延時間ＴSAW を取り扱うべ
きベースバンド二値情報の１ビットの時間の２のＭ乗倍
(Ｍは整数）としたことにより、ベースバンドで情報信
号をＭ段にシリアル／パラレル変換し、二値情報の１ビ
ットの時間の２のＭ乗倍（Ｍは整数）を１シンボルとし
た信号をとりあつかえるため該符号化電極に於けるチッ
プ数（電極タップ数）を約２のＭ乗倍とでき、拡散比を
相応に大きく出来る、即ちＳＮ比が確保出来、かつ損失
も小さくできる。ここで、ベースバンド情報速度をＲIM
´、ベースバンドでの情報の多重度をＮIM（＝２のＭ
乗）と書くとシンボル速度ＲIMは ＲIM＝ＲIM´／ＮIM＝１／ＴSAW 式（１） であり、拡散信号のチップ速度Ｒｃは拡散帯域幅ＢDS，
シンボル速度ＲIM，チップ数Ｎｃとで、 Ｒｃ＝ＢDS／２ 式（２） ＝ＲIM・Ｎｃ 式（３） ＝ＲIM´・Ｎｃ／ＮIM 式（４） と書き表される。拡散帯域幅ＢDSに制限が有り、ベース
バンド情報速度ＲIM´を大きくした場合、従来のＭ＝
０，ＮIM＝１では、チップ数Ｎｃを小さくせざるを得な
い。Ｍ＝１から大きくしてゆくと、チップ数ＮｃはＮIM
（＝２のＭ乗）倍に増えてゆく。即ち、拡散比を相応に
大きく出来、ＳＮ比が確保出来る。かつ損失も小さくで
きる。また符号化電極と該符号化電極と互いに送受波し
うる送受波電極を該符号化電極を挟んで各一個設けるこ
とによりＳＡＷ（弾性表面波）マッチドフィルタを計二
個設けたので一つのデバイスで、互いに時間反転の関係
にある二つの符号が扱え、小型化出来る。かつ該ＳＡＷ
マッチドフィルタと並んで弾性表面波伝搬路を平行とし
た、ＳＡＷ遅延線を設けたことにより、ＳＡＷデバイス
としての長手方向寸法を従来の約１／２に短縮できる。
【０００９】更に、上記ＳＡＷマッチドフィルタの送受
波電極を整合回路を介して上記ＳＡＷ遅延線の入力送受
波電極と復調器の一方の入力と結合させ、上記ＳＡＷ遅
延線の出力送受波電極を他の整合回路を介して上記復調
器の他の入力と結合させたことにより、上記ＳＡＷマッ
チドフィルタの出力となる送受波電極と上記ＳＡＷ遅延
線の入力送受波電極と復調器の一方の入力の間の電力損
失を３ｄＢ程度に減らす事が出来、上記ＳＡＷマッチド
フィルタとＳＡＷ遅延線の間のアンプ等を省略できる。
波電極を整合回路を介して上記ＳＡＷ遅延線の入力送受
波電極と復調器の一方の入力と結合させ、上記ＳＡＷ遅
延線の出力送受波電極を他の整合回路を介して上記復調
器の他の入力と結合させたことにより、上記ＳＡＷマッ
チドフィルタの出力となる送受波電極と上記ＳＡＷ遅延
線の入力送受波電極と復調器の一方の入力の間の電力損
失を３ｄＢ程度に減らす事が出来、上記ＳＡＷマッチド
フィルタとＳＡＷ遅延線の間のアンプ等を省略できる。
【００１０】
【実施例】図１は本発明の弾性表面波装置及びそれを用
いた通信装置の好適な実施例を示す模式的平面図であ
る。
いた通信装置の好適な実施例を示す模式的平面図であ
る。
【００１１】図１において、弾性表面波基板１上に符号
化電極２と該符号化電極２と互いに送受波しうる送受波
電極３からなるＳＡＷ（弾性表面波）マッチドフィルタ
４を設け、かつ該ＳＡＷマッチドフィルタ４と並んで弾
性表面波伝搬路を平行とした、互いに送受波しうる二個
の送受波電極６，７よりなるＳＡＷ遅延線５を設けてい
る。更に、上記ＳＡＷマッチドフィルタ４の送受波電極
３を整合回路８を介して上記ＳＡＷ遅延線５の入力送受
波電極６並びに復調器１０の一方の入力と結合させ、上
記ＳＡＷ遅延線５の出力送受波電極７を他の整合回路９
を介して上記復調器１０の他の入力と結合させている。
ここで該符号化電極に於ける遅延時間ＴSAW を取り扱う
べきベースバンド二値情報の１ビットの時間の２のＭ乗
倍（Ｍは整数で、ここではＭ＝１）とした。
化電極２と該符号化電極２と互いに送受波しうる送受波
電極３からなるＳＡＷ（弾性表面波）マッチドフィルタ
４を設け、かつ該ＳＡＷマッチドフィルタ４と並んで弾
性表面波伝搬路を平行とした、互いに送受波しうる二個
の送受波電極６，７よりなるＳＡＷ遅延線５を設けてい
る。更に、上記ＳＡＷマッチドフィルタ４の送受波電極
３を整合回路８を介して上記ＳＡＷ遅延線５の入力送受
波電極６並びに復調器１０の一方の入力と結合させ、上
記ＳＡＷ遅延線５の出力送受波電極７を他の整合回路９
を介して上記復調器１０の他の入力と結合させている。
ここで該符号化電極に於ける遅延時間ＴSAW を取り扱う
べきベースバンド二値情報の１ビットの時間の２のＭ乗
倍（Ｍは整数で、ここではＭ＝１）とした。
【００１２】ここで上記ＳＡＷマッチドフィルタ４の符
号化電極２に情報信号をπ／４−シフトＱＰＳＫ変調し
た後、該符号化電極２と同じ符号でスペクトラム拡散変
調した信号を入力し、ＳＡＷマッチドフィルタ４で同
期、拡散復調した信号と情報１ビットの時間の２のＭ乗
倍前の該拡散復調した信号を該ＳＡＷ遅延線５に入力し
て情報１ビット分の時間の２のＭ乗倍の時間を遅延させ
て得た信号とを上記の復調器１０の各々の入力端子に入
力し、情報復調している。
号化電極２に情報信号をπ／４−シフトＱＰＳＫ変調し
た後、該符号化電極２と同じ符号でスペクトラム拡散変
調した信号を入力し、ＳＡＷマッチドフィルタ４で同
期、拡散復調した信号と情報１ビットの時間の２のＭ乗
倍前の該拡散復調した信号を該ＳＡＷ遅延線５に入力し
て情報１ビット分の時間の２のＭ乗倍の時間を遅延させ
て得た信号とを上記の復調器１０の各々の入力端子に入
力し、情報復調している。
【００１３】本実施例では、情報信号は速度１０２４Ｋ
ｂｐｓの二値信号で、π／４−シフトＱＰＳＫ変調して
いる。即ちシリアル／パラレル変換はπ／４−シフトＱ
ＰＳＫ変調に伴い一回（Ｍ＝１に相当）である。更に２
６０．０９６ＭＨｚの微弱電波を搬送波とした上で、各
１ビットの二倍をさらに１２７チップ（２7−１）のｍ
系列のＰＮ（疑似雑音）符号で周波数拡散変調した信号
を入力信号としている。ここで、拡散の帯域は微弱電波
では周波数の上限が事実上３２２ＭＨｚに押さえられる
ことから、帯域幅ＢDSとして約１２０ＭＨｚ、チップ速
度ＲC として約６０ＭＨｚが上限となっている。弾性表
面波基板としては遅延時間の温度係数の小さく零温度係
数を持つＳＴカット水晶基板を用いており、ＳＡＷの各
電極は膜厚０．１μｍのＡｌ薄膜をホトエッチングして
形成したダブル電極指からなる中心周波数２６０．０９
６ＭＨｚのインターディジタルトランスデューサ（ＩＤ
Ｔ）から構成される。符号化電極２は対数０．５対のＩ
ＤＴを、その極性に上記の符号化を施して電極周期λE
の４倍毎に配置し、１２７チップに構成してあり、これ
と対となる送受波電極３は電極対数４対のいわゆる正規
型電極で構成してある。一方、ＳＡＷ遅延線の入力送受
波電極６、出力送受波電極７はいずれも電極対数４対の
正規型電極で構成され、情報１ビットの二倍相当の遅延
時間ＴSAW を生ずる様に間隔が取られている。
ｂｐｓの二値信号で、π／４−シフトＱＰＳＫ変調して
いる。即ちシリアル／パラレル変換はπ／４−シフトＱ
ＰＳＫ変調に伴い一回（Ｍ＝１に相当）である。更に２
６０．０９６ＭＨｚの微弱電波を搬送波とした上で、各
１ビットの二倍をさらに１２７チップ（２7−１）のｍ
系列のＰＮ（疑似雑音）符号で周波数拡散変調した信号
を入力信号としている。ここで、拡散の帯域は微弱電波
では周波数の上限が事実上３２２ＭＨｚに押さえられる
ことから、帯域幅ＢDSとして約１２０ＭＨｚ、チップ速
度ＲC として約６０ＭＨｚが上限となっている。弾性表
面波基板としては遅延時間の温度係数の小さく零温度係
数を持つＳＴカット水晶基板を用いており、ＳＡＷの各
電極は膜厚０．１μｍのＡｌ薄膜をホトエッチングして
形成したダブル電極指からなる中心周波数２６０．０９
６ＭＨｚのインターディジタルトランスデューサ（ＩＤ
Ｔ）から構成される。符号化電極２は対数０．５対のＩ
ＤＴを、その極性に上記の符号化を施して電極周期λE
の４倍毎に配置し、１２７チップに構成してあり、これ
と対となる送受波電極３は電極対数４対のいわゆる正規
型電極で構成してある。一方、ＳＡＷ遅延線の入力送受
波電極６、出力送受波電極７はいずれも電極対数４対の
正規型電極で構成され、情報１ビットの二倍相当の遅延
時間ＴSAW を生ずる様に間隔が取られている。
【００１４】本実施例では、所定のＰＮ符号に対するＳ
ＡＷマッチドフィルタそのものの相関出力信号ピークは
４０ｄＢにとどまっているが、雑音信号にたいしては、
２０ｄＢ以上のレベル差を取ることができた。従来構成
では情報１ビット分の遅延時間なので符号化電極のチッ
プ数ＮC ＝６３と半減するので、本実施例では従来構成
の二倍の出力が得られていることがわかる。即ち、ＳＮ
比も３ｄＢ良いので有る。さらにＳＡＷチップの長手方
向寸法は１５ｍｍ、短辺は６ｍｍと第二の従来例と同様
の構成とした場合に比べ、長手方向寸法は約１／２とで
きた。そのため、デバイスのパッケージが大幅に小さく
なり、価格的にも低減できた。さらに、第一の従来例に
比べ、ＳＡＷのパッケージが二個から一個と半減できた
だけでなく、アンプが節約出来、小型化，低価格化、消
費電力の低減ができた。また、スペクトラム通信の受信
装置としても、上記の効果が発揮され、薄型のカード状
のモデムが可能となった。
ＡＷマッチドフィルタそのものの相関出力信号ピークは
４０ｄＢにとどまっているが、雑音信号にたいしては、
２０ｄＢ以上のレベル差を取ることができた。従来構成
では情報１ビット分の遅延時間なので符号化電極のチッ
プ数ＮC ＝６３と半減するので、本実施例では従来構成
の二倍の出力が得られていることがわかる。即ち、ＳＮ
比も３ｄＢ良いので有る。さらにＳＡＷチップの長手方
向寸法は１５ｍｍ、短辺は６ｍｍと第二の従来例と同様
の構成とした場合に比べ、長手方向寸法は約１／２とで
きた。そのため、デバイスのパッケージが大幅に小さく
なり、価格的にも低減できた。さらに、第一の従来例に
比べ、ＳＡＷのパッケージが二個から一個と半減できた
だけでなく、アンプが節約出来、小型化，低価格化、消
費電力の低減ができた。また、スペクトラム通信の受信
装置としても、上記の効果が発揮され、薄型のカード状
のモデムが可能となった。
【００１５】図２は本発明の弾性表面波装置及びそれを
用いた通信装置の好適な第二の実施例を示す模式的平面
図である。
用いた通信装置の好適な第二の実施例を示す模式的平面
図である。
【００１６】図２において、弾性表面波基板１上に符号
化電極２と該符号化電極２と互いに送受波しうる送受波
電極３からなるＳＡＷ（弾性表面波）マッチドフィルタ
４を設け、かつ該ＳＡＷマッチドフィルタ４と並んで弾
性表面波伝搬路を平行とした、互いに送受波しうる二個
の送受波電極６，７よりなるＳＡＷ遅延線５を設けてい
る。更に、上記ＳＡＷマッチドフィルタ４の送受波電極
３を整合回路８を介して上記ＳＡＷ遅延線５の入力送受
波電極６並びに復調器１０の一方の入力と結合させ、上
記ＳＡＷ遅延線５の出力送受波電極７を他の整合回路９
を介して上記復調器１０の他の入力と結合させている。
同じく図２において、弾性表面波基板１上に符号化電極
２を挟み、送受波電極３の反対側に該符号化電極２と互
いに送受波しうる送受波電極３´からなるＳＡＷ（弾性
表面波）マッチドフィルタ４´を設け、かつ該ＳＡＷマ
ッチドフィルタ４´と並んで弾性表面波伝搬路を平行と
した、互いに送受波しうる二個の送受波電極６´，７´
よりなるＳＡＷ遅延線５´を設けている。更に、上記Ｓ
ＡＷマッチドフィルタ４´の送受波電極３´を整合回路
８´を介して上記ＳＡＷ遅延線５´の入力送受波電極６
´並びに復調器１０´の一方の入力と結合させ、上記Ｓ
ＡＷ遅延線５´の出力送受波電極７´を他の整合回路９
´を介して上記復調器１０´の他の入力と結合させてい
る。ここで該符号化電極に於ける遅延時間ＴSAW を取り
扱うべきベースバンド二値情報の１ビットの時間の２の
Ｍ乗倍（Ｍは整数で、ここではＭ＝２）とした。
化電極２と該符号化電極２と互いに送受波しうる送受波
電極３からなるＳＡＷ（弾性表面波）マッチドフィルタ
４を設け、かつ該ＳＡＷマッチドフィルタ４と並んで弾
性表面波伝搬路を平行とした、互いに送受波しうる二個
の送受波電極６，７よりなるＳＡＷ遅延線５を設けてい
る。更に、上記ＳＡＷマッチドフィルタ４の送受波電極
３を整合回路８を介して上記ＳＡＷ遅延線５の入力送受
波電極６並びに復調器１０の一方の入力と結合させ、上
記ＳＡＷ遅延線５の出力送受波電極７を他の整合回路９
を介して上記復調器１０の他の入力と結合させている。
同じく図２において、弾性表面波基板１上に符号化電極
２を挟み、送受波電極３の反対側に該符号化電極２と互
いに送受波しうる送受波電極３´からなるＳＡＷ（弾性
表面波）マッチドフィルタ４´を設け、かつ該ＳＡＷマ
ッチドフィルタ４´と並んで弾性表面波伝搬路を平行と
した、互いに送受波しうる二個の送受波電極６´，７´
よりなるＳＡＷ遅延線５´を設けている。更に、上記Ｓ
ＡＷマッチドフィルタ４´の送受波電極３´を整合回路
８´を介して上記ＳＡＷ遅延線５´の入力送受波電極６
´並びに復調器１０´の一方の入力と結合させ、上記Ｓ
ＡＷ遅延線５´の出力送受波電極７´を他の整合回路９
´を介して上記復調器１０´の他の入力と結合させてい
る。ここで該符号化電極に於ける遅延時間ＴSAW を取り
扱うべきベースバンド二値情報の１ビットの時間の２の
Ｍ乗倍（Ｍは整数で、ここではＭ＝２）とした。
【００１７】ここで上記ＳＡＷマッチドフィルタ４の符
号化電極２に情報信号をシリアル／パラレル変換して二
系統に分け、その各々をπ／４−シフトＱＰＳＫ変調し
た後、その一方を該符号化電極２と同じ符号でスペクト
ラム拡散変調した信号を入力し、ＳＡＷマッチドフィル
タ４で同期、拡散復調した信号と情報１ビットの時間の
２のＭ乗倍前の該拡散復調した信号を該ＳＡＷ遅延線５
に入力して情報１ビット分の時間の２のＭ乗倍の時間を
遅延させて得た信号とを上記の復調器１０の各々の入力
端子に入力し、情報復調している。また、符号化電極２
には、π／４−シフトＱＰＳＫ変調した他の一方を該符
号化電極２と同じ符号を時間反転した符号でスペクトラ
ム拡散変調した信号を並行して入力し、ＳＡＷマッチド
フィルタ４´で同期、拡散復調した信号と情報１ビット
の時間の２のＭ乗倍前の該拡散復調した信号を該ＳＡＷ
遅延線５´に入力して情報１ビット分の時間の２のＭ乗
倍の時間を遅延させて得た信号とを上記の復調器１０´
の各々の入力端子に入力し、情報復調している。
号化電極２に情報信号をシリアル／パラレル変換して二
系統に分け、その各々をπ／４−シフトＱＰＳＫ変調し
た後、その一方を該符号化電極２と同じ符号でスペクト
ラム拡散変調した信号を入力し、ＳＡＷマッチドフィル
タ４で同期、拡散復調した信号と情報１ビットの時間の
２のＭ乗倍前の該拡散復調した信号を該ＳＡＷ遅延線５
に入力して情報１ビット分の時間の２のＭ乗倍の時間を
遅延させて得た信号とを上記の復調器１０の各々の入力
端子に入力し、情報復調している。また、符号化電極２
には、π／４−シフトＱＰＳＫ変調した他の一方を該符
号化電極２と同じ符号を時間反転した符号でスペクトラ
ム拡散変調した信号を並行して入力し、ＳＡＷマッチド
フィルタ４´で同期、拡散復調した信号と情報１ビット
の時間の２のＭ乗倍前の該拡散復調した信号を該ＳＡＷ
遅延線５´に入力して情報１ビット分の時間の２のＭ乗
倍の時間を遅延させて得た信号とを上記の復調器１０´
の各々の入力端子に入力し、情報復調している。
【００１８】本実施例では、情報信号は速度２０４８Ｋ
ｂｐｓの二値信号で、一回シリアル／パラレル変換し二
系統に分けたのち、その各々をπ／４−シフトＱＰＳＫ
変調している。ここではシリアル／パラレル変換の回数
はπ／４−シフトＱＰＳＫ変調に伴うものを含め二回
（Ｍ＝２）である。更に２６０．０９６ＭＨｚの微弱電
波を搬送波とした上で、各１ビットの４倍をさらに１２
７チップ（２7−１）のｍ系列のＰＮ（疑似雑音）符号
で周波数拡散変調した信号を入力信号としている。弾性
表面波基板としては遅延時間の温度係数の小さく零温度
係数を持つＳＴカット水晶基板を用いており、ＳＡＷの
各電極は膜厚０．１μｍのＡｌ薄膜をホトエッチングし
て形成したダブル電極指からなる中心周波数２６０．０
９６ＭＨｚのインターディジタルトランスデューサ（Ｉ
ＤＴ）から構成される。符号化電極２は対数０．５対の
ＩＤＴを、その極性に上記の符号化を施して電極周期λ
E の４倍毎に配置し、１２７チップに構成してあり、こ
れと対となる送受波電極３は電極対数４対のいわゆる正
規型電極で構成してある。一方、ＳＡＷ遅延線の入力送
受波電極６、出力送受波電極７はいずれも電極対数４対
の正規型電極で構成され、情報１ビットの４倍相当の遅
延時間を生ずる様に間隔が取られている。
ｂｐｓの二値信号で、一回シリアル／パラレル変換し二
系統に分けたのち、その各々をπ／４−シフトＱＰＳＫ
変調している。ここではシリアル／パラレル変換の回数
はπ／４−シフトＱＰＳＫ変調に伴うものを含め二回
（Ｍ＝２）である。更に２６０．０９６ＭＨｚの微弱電
波を搬送波とした上で、各１ビットの４倍をさらに１２
７チップ（２7−１）のｍ系列のＰＮ（疑似雑音）符号
で周波数拡散変調した信号を入力信号としている。弾性
表面波基板としては遅延時間の温度係数の小さく零温度
係数を持つＳＴカット水晶基板を用いており、ＳＡＷの
各電極は膜厚０．１μｍのＡｌ薄膜をホトエッチングし
て形成したダブル電極指からなる中心周波数２６０．０
９６ＭＨｚのインターディジタルトランスデューサ（Ｉ
ＤＴ）から構成される。符号化電極２は対数０．５対の
ＩＤＴを、その極性に上記の符号化を施して電極周期λ
E の４倍毎に配置し、１２７チップに構成してあり、こ
れと対となる送受波電極３は電極対数４対のいわゆる正
規型電極で構成してある。一方、ＳＡＷ遅延線の入力送
受波電極６、出力送受波電極７はいずれも電極対数４対
の正規型電極で構成され、情報１ビットの４倍相当の遅
延時間を生ずる様に間隔が取られている。
【００１９】本実施例では、所定のＰＮ符号に対するＳ
ＡＷマッチドフィルタそのものの相関出力信号ピークは
４０ｄＢにとどまっているが、雑音信号にたいしては、
２０ｄＢ以上のレベル差を取ることができた。従来構成
では情報１ビット分の遅延時間なので符号化電極のチッ
プ数ＮC ＝３１と１／４に減するので、本実施例では従
来構成の４倍の出力が得られていることがわかる。即
ち、ＳＮ比も６ｄＢ良いので有る。さらにＳＡＷチップ
の長手方向寸法は１５ｍｍ、短辺は６ｍｍと第二の従来
例と同様の構成とした場合に比べ、長手方向寸法は約１
／２とできた。そのため、デバイスのパッケージが大幅
に小さくなり、価格的にも低減できた。さらに、第一の
従来例に比べ、ＳＡＷのパッケージが二個から一個と半
減できただけでなく、アンプが節約出来、小型化，低価
格化、消費電力の低減ができた。また、スペクトラム通
信の受信装置としても、上記の効果が発揮され、薄型の
カード状のモデムが可能となった。
ＡＷマッチドフィルタそのものの相関出力信号ピークは
４０ｄＢにとどまっているが、雑音信号にたいしては、
２０ｄＢ以上のレベル差を取ることができた。従来構成
では情報１ビット分の遅延時間なので符号化電極のチッ
プ数ＮC ＝３１と１／４に減するので、本実施例では従
来構成の４倍の出力が得られていることがわかる。即
ち、ＳＮ比も６ｄＢ良いので有る。さらにＳＡＷチップ
の長手方向寸法は１５ｍｍ、短辺は６ｍｍと第二の従来
例と同様の構成とした場合に比べ、長手方向寸法は約１
／２とできた。そのため、デバイスのパッケージが大幅
に小さくなり、価格的にも低減できた。さらに、第一の
従来例に比べ、ＳＡＷのパッケージが二個から一個と半
減できただけでなく、アンプが節約出来、小型化，低価
格化、消費電力の低減ができた。また、スペクトラム通
信の受信装置としても、上記の効果が発揮され、薄型の
カード状のモデムが可能となった。
【００２０】上記第二の実施例において、元の二値情報
信号が８１９２Ｋｂｐｓとかなり高速であってもチップ
数ＮC ＝３１，（２5−１）とすれば、弾性表面波基板
が水晶であっても符号化電極２と外部回路との整合は、
弾性表面波基板面積を過大とすることなく充分にとれ、
相関ピーク損失を過大とすることなく充分に実用的なも
のとできる。他方、従来技術では、チップ数ＮC ＝７で
弾性表面波基板が低温特の点から必要な水晶であっては
符号化電極２と外部回路との整合は、実質上、非常に困
難である。従って、損失の点でも大きく、ＳＮ比も極め
て小さく、スペクトラム拡散通信の利点が殆ど失われ
る。
信号が８１９２Ｋｂｐｓとかなり高速であってもチップ
数ＮC ＝３１，（２5−１）とすれば、弾性表面波基板
が水晶であっても符号化電極２と外部回路との整合は、
弾性表面波基板面積を過大とすることなく充分にとれ、
相関ピーク損失を過大とすることなく充分に実用的なも
のとできる。他方、従来技術では、チップ数ＮC ＝７で
弾性表面波基板が低温特の点から必要な水晶であっては
符号化電極２と外部回路との整合は、実質上、非常に困
難である。従って、損失の点でも大きく、ＳＮ比も極め
て小さく、スペクトラム拡散通信の利点が殆ど失われ
る。
【００２１】上記の実施例では、同一弾性表面波基板上
にＳＡＷ遅延線を組み込み、遅延検波しているが、必ず
しもそうでなくともよく、同期検波等を用いても良い。
にＳＡＷ遅延線を組み込み、遅延検波しているが、必ず
しもそうでなくともよく、同期検波等を用いても良い。
【００２２】
【発明の効果】本発明により、スペクトラム通信の相関
復調，同期，フィルタリング、並びに情報復調に使用す
るＳＡＷデバイスが、その損失、ＳＮ比を損なうことな
く高速情報を扱うことができるようになり、一個のパッ
ケージで構成出来、しかもその寸法が小型化でき、さら
にアンプ等が節約できる。そのため、スペクトラム通信
用のＳＡＷデバイス及びそれを用いた通信装置の高速情
報への対応、小型化，低価格化が可能となった。
復調，同期，フィルタリング、並びに情報復調に使用す
るＳＡＷデバイスが、その損失、ＳＮ比を損なうことな
く高速情報を扱うことができるようになり、一個のパッ
ケージで構成出来、しかもその寸法が小型化でき、さら
にアンプ等が節約できる。そのため、スペクトラム通信
用のＳＡＷデバイス及びそれを用いた通信装置の高速情
報への対応、小型化，低価格化が可能となった。
【図１】本発明の弾性表面波装置及びそれを用いた通信
装置の好適な実施例を示す模式的平面図である。
装置の好適な実施例を示す模式的平面図である。
【図２】本発明の弾性表面波装置及びそれを用いた通信
装置の好適な第二の実施例を示す模式的平面図である。
装置の好適な第二の実施例を示す模式的平面図である。
１…弾性表面波基板、２…符号化電極、３，３´…送受
波電極（ＳＡＷ マッチド フィルタ用）、４，４´…
ＳＡＷ マッチド フィルタ、５，５´…ＳＡＷ遅延
線、６，６´…送受波電極（遅延線入力）、７，７´…
送受波電極（遅延線出力）、８，８´…整合回路（遅延
線入力）、９，９´…整合回路（遅延線出力）、１０，
１０´…復調器、１１…ＳＡＷ マッチド フィルタ
入力、１２，１２´…復調器出力。
波電極（ＳＡＷ マッチド フィルタ用）、４，４´…
ＳＡＷ マッチド フィルタ、５，５´…ＳＡＷ遅延
線、６，６´…送受波電極（遅延線入力）、７，７´…
送受波電極（遅延線出力）、８，８´…整合回路（遅延
線入力）、９，９´…整合回路（遅延線出力）、１０，
１０´…復調器、１１…ＳＡＷ マッチド フィルタ
入力、１２，１２´…復調器出力。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 山田 佳弘
神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地株
式会社 日立製作所 映像メディア研究
所内
(72)発明者 山田 純
神奈川県横浜市戸塚区戸塚町216番地株
式会社 日立製作所 情報通信事業部内
(56)参考文献 特開 平５−316074（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−21752（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−193478（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−350558（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04J 13/00 - 13/06
H04B 1/69 - 1/713
H03H 9/42
Claims (4)
- 【請求項１】弾性表面波基板上に少なくとも一個の送受
波電極を設けた弾性表面波装置において、符号化電極と
該符号化電極と互いに送受波しうる送受波電極からなる
ＳＡＷ（弾性表面波）マッチドフィルタを設けた、弾性
表面波装置において、 該符号化電極に於ける遅延時間を取り扱うべきベースバ
ンド二値情報の１ビットの時間の２のＭ乗倍（Ｍは整
数）を１シンボル時間として、この１シンボルを拡散符
号で周波数拡散変調した信号を該符号化電極において拡
散の相関復調することを特徴とする弾性表面波装置。 - 【請求項２】弾性表面波基板上に少なくとも一個の送受
波電極を設けた弾性表面波装置において、符号化電極と
該符号化電極と互いに送受波しうる送受波電極を該符号
化電極を挟んで各一個設けることによりＳＡＷ（弾性表
面波）マッチドフィルタを計二個設け、かつ該符号化電
極に於ける遅延時間を取り扱うべきベースバンド二値情
報の１ビットの時間の２のＭ乗倍（Ｍは整数）としたこ
とを特徴とする弾性表面波装置。 - 【請求項３】弾性表面波基板上に少なくとも一個の送受
波電極を設けた弾性表面波装置において、符号化電極と
該符号化電極と互いに送受波しうる送受波電極からなる
ＳＡＷ（弾性表面波）マッチドフィルタを設け、かつ該
ＳＡＷマッチドフィルタと並んで弾性表面波伝搬路を平
行とした、互いに送受波しうる二個の送受波電極よりな
るＳＡＷ遅延線を設け、かつ、上記ＳＡＷマッチドフィ
ルタの送受波電極を整合回路を介して上記ＳＡＷ遅延線
の入力送受波電極と復調器の一方の入力と結合させ、上
記ＳＡＷ遅延線の出力送受波電極を他の整合回路を介し
て上記復調器の他の入力と結合させとたことを特徴とす
る請求項１又は２記載の弾性表面波装置。 - 【請求項４】請求項３の弾性表面波装置において、上記
ＳＡＷマッチドフィルタの送受波電極を整合回路を介し
て上記ＳＡＷ遅延線の入力送受波電極と復調器の一方の
入力と結合させ、上記ＳＡＷ遅延線の出力送受波電極を
他の整合回路を介して上記復調器の他の入力と結合させ
た弾性表面波装置の上記ＳＡＷマッチドフィルタの符号
化電極に同じ符号でスペクトラム拡散変調したＤＰＳＫ
変調もしくはπ／４シフトＱＰＳＫ変調の情報信号を入
力し、マッチドフィルタで同期、拡散復調した信号と信
号を該ＳＡＷ遅延線に入力して二値情報で２のＭ乗ビッ
ト分の時間を遅延させて得た二値情報で２のＭ乗ビット
前の該拡散復調した信号とを上記の復調器の各々の入力
端子に入力し、情報復調したことを特徴とする通信装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21090094A JP3491349B2 (ja) | 1994-09-05 | 1994-09-05 | 弾性表面波装置及びそれを用いた通信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21090094A JP3491349B2 (ja) | 1994-09-05 | 1994-09-05 | 弾性表面波装置及びそれを用いた通信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0879131A JPH0879131A (ja) | 1996-03-22 |
| JP3491349B2 true JP3491349B2 (ja) | 2004-01-26 |
Family
ID=16596938
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21090094A Expired - Fee Related JP3491349B2 (ja) | 1994-09-05 | 1994-09-05 | 弾性表面波装置及びそれを用いた通信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3491349B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102255629A (zh) * | 2011-07-07 | 2011-11-23 | 中国电子科技集团公司第五十五研究所 | 一种采用声表面波相关器的扩频通信系统 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6879571B1 (en) | 1998-05-13 | 2005-04-12 | Hitachi, Ltd. | Code division multiple access mobile communication system |
| JPH11331036A (ja) | 1998-05-13 | 1999-11-30 | Hitachi Ltd | 符号分割接続方式移動通信システム及び該システムで用いるスロットタイミング同定方法と移動端末 |
-
1994
- 1994-09-05 JP JP21090094A patent/JP3491349B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102255629A (zh) * | 2011-07-07 | 2011-11-23 | 中国电子科技集团公司第五十五研究所 | 一种采用声表面波相关器的扩频通信系统 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0879131A (ja) | 1996-03-22 |
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