JP3406319B2 - 高速データ伝送無線ローカル・エリア・ネットワーク - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の分野） 本発明は、一般に無線ローカル・エリア・ネットワー
ク、特に多重通路干渉の影響を受ける高速データ伝送用
に使用される無線ローカル・エリア・ネットワークに関
する。

（発明の背景） コンピュータ間で通信を行うことができるコンピュー
タ通信ネットワークが普及してきた。例えば、あるコン
ピュータのユーザは、他のコンピュータとの間でファイ
ルおよび実時間データを送受信することができる。ロー
カル・エリア・ネットワーク（LAN）は、共通の場所内
に位置している複数のコンピュータの間で通信を行うこ
とができるコンピュータ通信ネットワークである。例え
ば、LANは通常事務所または学校内のパソコンまたはワ
ークステーションを相互に接続したり、キャンパスまた
は事務所パーク内のいくつかの建物内にあるコンピュー
タを相互に接続するのに使用される。LANに接続してい
るコンピュータは、通常相互に通信し、また通常一台ま
たはそれ以上のホスト・コンピュータのような中央コン
ピュータまたは専用コンピュータや、プリンタのような
出力装置、およびファイル・サーバのような大量データ
記憶装置と通信する。

LANのようなコンピュータ通信ネットワークは、ネッ
トワーク内の複数のデータ装置の間でデータ信号を通信
するための送信媒体を使用している。通常、この通信媒
体は、ワイヤのネットワークである。ワイヤは、ルート
を決めなければならないという問題があり、スペースを
とり、設置に時間が掛かり、ネットワークに接続してい
るコンピュータを移動させることができないという厄介
な問題を含んでいる場合がある。

通信媒体としてワイヤ・システムを使用する場合に生
ずる問題を解決するために、コンピュータ通信ネットワ
ーク内のコンピュータ間で、データ・メッセージを運ぶ
ための無線信号を通信するのに、複数の無線送信機およ
び受信機を使用することができる。無線送信機および受
信機は、データ送信速度および／または信頼が低いため
に現在までほとんど普及しなかった。通常、データ送信
速度が下がると、信頼性は向上する。別の方法として
は、信頼性を犠牲にして高速データ送信速度を行うこと
ができる。

無線ローカル・エリア・ネットワーク内のコンピュー
タ間の高速データ通信の本質的障害は、「多重通路」と
呼ばれる干渉である。無線信号は、受信機に到着するま
でに通常多くの通路を通る。無線信号が多くの伝送通路
を通るという現象は、例えば、環境内のいくつかの表面
からの反射によって起こる場合がある。これらの通路の
いくつかは、他の通路より長い。それ故、反射したそれ
ぞれの信号が同じ速度で伝わるから、信号のいくつかは
他の信号より遅れて到着する。場合によっては、遅れた
信号は受信機に到着したとき、より速く到着した信号と
干渉を起こし信号の質を劣化する場合がある。

多重通路による時間のずれは、送信された信号の中の
最も早い信号が受信機に到着した時間と最も遅い信号が
受信機に到着した時間との間の時間の経過である。

多重通路という現象および本発明を理解してもらうた
めに、「記号」という用語を説明する。ある意味を伝達
するメッセージを作成するためには、一つまたはそれ以
上の記号を組み合わせることができる。各記号は一意に
認識できるものでなければならず、また記号アルファベ
ットと呼ばれる一組の使用可能な記号から選び出され
る。記号アルファベット内の記号の数は、記号アルファ
ベットの「オーダ」と呼ばれる。例えば、文字「ａ」、
「ｂ」および「ｃ］は、英語のアルファベットからの記
号であり、この場合、英語のアルファベットのオーダは
26である。数字の「０」および「１」は、二進法の記号
であり、二進法のオーダは２である。

第一のアルファベットから選んだ一連の記号を、第二
のアルファベットから選んだ一つの記号で表すことがで
きる。例えば、一連の二進法の記号「101」を「ａ」で
表すことができる。この二進法の一連の組み合わせは、
三つの記号からできている。二進法の各記号は、二つの
可能な記号の中のどちらか一つであるから、三つの二進
法の記号からなる一連の組み合わせの場合には、二進法
の記号による一意の可能な組み合わせは８組ある。それ
故、三つの記号で二進法の記号による８組の一意の組み
合わせを作るには、８の記号からなるアルファベットが
必要になる。一般的にいって、Ｎ個の記号を使用して、
二進法の記号によるＭ＝2^N個の一意の組み合わせを作る
には、Ｍ＝2^N個の記号からなるアルファベットが必要で
ある。

二進法による信号法を二次の信号法と呼ぶことができ
るように、８個の記号からなる記号アルファベットを使
用して、三つの記号による二進法の組み合わせを表す信
号システムを８次信号法と呼ぶ。通信システム設計の用
語においては、８次記号表示方法は、「一つの記号に３
ビット」を使用して、各記号を表示する方法と呼ばれ
る。

一般的にいって、Ｍ＝2^N個の記号からなる記号アルフ
ァベットを使用して、Ｎ素子による二進法の組み合わせ
を表示する信号システムは、Ｍ次信号法と呼ばれる。Ｍ
字信号法の場合には、等価の二進法データ伝送速度Ｒ
は、記号伝送速度Ｓに記号当たりのビット数でＮを掛け
たもの、すなわち、Ｒ＝Ｓ＊Ｎである。記号を構成する
ビット数Ｎは、log₂Mである。それ故、８次信号法の場
合には、Ｎ＝３であるので、等価二進法データ伝送速度
は、（エラー訂正コードおよびオーバヘッドビットを使
用しない場合には）記号伝送速度の３倍である。

二進信号法の場合には、等価二進データ伝送速度は、
記号伝送速度に等しい。すなわち、Ｒ＝Ｓである。何故
なら、Ｍ＝２の場合には、記号Ｎ当たりのビット数は１
だからである。従って、二進信号法を論ずる場合には、
「ビット」と「記号」とはしばしば同じ意味に使用され
る。

無線通信の場合には、送信機は、モジュレータに送ら
れた情報を表す送信信号を供給するモジュレータを含ん
でいる。逆に、受信機は、送信信号を受信し、理想的に
は送信信号が表すもとの情報を提供する復調器を含んで
いる。通常、モジュレータに送られる情報は、複数の記
号を含み、各記号は一組の有限の記号から選ばれる。モ
ジュレータに送られる各記号に対して、モジュレータは
一組の別々の記号の波形から選ばれた対応する記号の波
形を生成し、その記号の波形は通信チャネルを通して送
信され、少なくとも一台の受信機によって受信される。

送信される各記号の波形は、歪を生じノイズの影響を
受ける。それにより受信される各波形は、対応するもと
の送信記号波形とは違ったものになり、実際に送信され
なかった他の記号波形にさらに似たものになる。従っ
て、既知の記号の中の個々の記号のどれが最も送信され
た可能性が高いかを決定する必要がある。この決定は受
信機の復調器によって行われ、復調器の出力は送信され
た記号の組み合わせに最も近い記号の既知の一組から選
ばれた記号の組み合わせである。

どの記号の組み合わせが送信されたのか判断するため
に、送信された各記号に対して、復調器はコヒーレント
な積分インタバルと呼ばれる時間の間、対応する受信記
号波形を処理する。各コヒーレントな積分インタバル
が、各受信記号波形と一致し、それにより正しい同期を
行うことが最も重要である。正しい同期が行われない場
合には、受信機波形の記号内容は間違って解釈される。

多重通路干渉の概念をもっとはっきりさせるために、
メッセージが、各メッセージ記号が単一のビットででき
ている二進データ変調波形として送信された場合を考え
てみよう。多重通路による時間のずれが、記号波形の持
続時間より長い場合には、受信信号の最初の信号の記号
波形は、受信信号の非常に遅れた信号の対応していない
記号波形に重なる。この現象は記号間干渉（ISI）と呼
ばれる。

例えば、通常の室内またはキャンパス無線ネットワー
ク環境の場合には、時間の遅れは500ナノ（ns）秒より
長い場合がある。二進法データ変調の場合には、データ
伝送速度は、記号の持続時間の乗法逆数（逆数）である
から、500nsの時間の遅れは、１秒当たり二百万ビット
（Mbps）より遥かに遅いデータ伝送速度の場合でも、記
号間干渉により有意なデータ・エラーを生ずることを意
味している。

記号間干渉のほかに、いくつかの多重通路反射が、記
号波形の持続時間より短い時間の遅れを生じる場合があ
る。このタイプの多重通路干渉は、記号内干渉と呼ば
れ、このような干渉は、受信信号全体の振幅内に有意な
劣化を生ずる恐れがある。

記号内干渉の場合には、多重通路による時間の遅れは
記号波形の持続時間より短い。それ故、第一の受信信号
の記号波形は、遅れて受信された信号の対応する記号波
形の対応していない部分に重なる。従って、有意の振幅
を持っている反射信号は、特定の周波数におけるコヒー
レントな打ち消しにより、受信信号全体の周波数スペク
トル内で周期的に振幅ゼロの状態を引き起こす。振幅ゼ
ロの帯域幅は干渉を引き起こしている対応する信号の遅
れに反比例する。この現象は「周波数選択フェージン
グ」と呼ばれ、実質的に送信機と受信機間の通信の信頼
性を実質的に損なう。

周波数選択フェージングを解決するには、通常ダイバ
シティ法が使用される。ダイバシティ法としては、空間
ダイバシティ、偏波ダイバシティおよび周波数ダイバシ
ティ等がある。空間および偏波ダイバシティは、各アン
テナに対する周波数選択パターンが異なるように、その
各々が別別の受信アンテナを持っている少なくとも二台
の受信機が必要である。

周波数ダイバシティ受信機は、一本の放送受信アンテ
ナを共同で使用しているが、送信信号は複写され、周波
数ゼロの幅より広い周波数帯域幅により分離されてい
る、少なくとも二つのキャリア信号に乗せて送信され
る。周波数ダイバシティ受信機は、それぞれが異なるキ
ャリア周波数に同調している複数の受信機からなってい
る。それぞれの方法の受信機の出力のフェージングはそ
れぞれ異なっていて、この利点を利用するためのいくつ
かの既知の方法の中の一つで結合される。この方法は、
使用する各ダイバシティ・チャネル用に別々の受信機を
使用しているので、実行コストが非常に高くなる。

高速なデータ伝送速度を維持しながら、多重通路現象
による記号間干渉を減らすためのいくつかの既知の方法
が用いられている。第一の方法は、利得の高いアンテナ
を使用して指向性の高い見通し線マイクロウエーブ・リ
ンクを使用している。何故なら、最も長い遅れを持って
いる信号は、しばしばマイクロウエー・アンテナの中心
軸から外れた角度で到着するからである。この方法のひ
とつの問題は、アンテナ利得を高くしなければならない
ということである。アンテナは、固定しプラットフォー
ムに装着した大型のもので、その向きを注意深く設定し
なければならない。それ故、そのようなアンテナは、構
造が複雑で、設置するにも移動するにも金がかかる。大
型のアンテナは特に、レンジの短い室内およびキャンパ
ス環境用としては不適当である。

高いデータ伝送速度を維持しながら、記号間干渉を減
らす第二の方法は、適応フィルタを使用して実行するエ
コー打ち消し技術を使用する方法である。しかし、適応
フィルタはコストが高く、計算が面倒なので、非常に動
的な無線通信環境の場合には、要求される高速のデータ
伝送速度で使用することはできない。

第三の方法は、送信波形を多重チャネルにチャネル化
する方法である。各チャネルは異なるキャリアー周波数
を持ち、単一チャネルにより送信された波形より狭い帯
域幅を持っている（それ故、より長い記号持続時間を使
用している）。その後、各チャネルは個別に受信され
る。この方法は、非常にコストが高くつく。何故なら、
各チャネル毎に一台の独立した受信機が必要だからであ
る。

第四の比較的新しい方法は、二進法の記号である限
り、log₂M倍である記号を使用して、Ｍ次の直交信号法
を使用する方法である。直交性の特徴に従って、各記号
を表す波形は、そこからメッセージの記号を選択する記
号アルファベットの任意の他の記号の各波形上の突出部
を持っていない。従って、アルファベット内の各記号
は、直交特性を使用しない場合と比較すると、アルファ
ベット内の他の記号からもっと容易に区別することがで
きる。

直交信号の記号の一時的な持続時間を、多重通路によ
る時間の遅れより遥かに長くすると、多重通路の影響を
減らすことができる。例えば、多くの方法の一つは、高
次の記号アルファベットをＭ周波数の一つにコード化す
るために、Ｍ次周波数シフト・キーイング（MFSK）変調
を含んでいる。直交信号法は、さらに記号内干渉を除去
するために、ダイバシティ受信機を必要とする。さら
に、直交信号法は、従来の通信チャネルと比較すると、
実行するのに非常に広い帯域幅を必要とし、それ故、通
常政府の規制によりその使用が禁じられている。

高速のデータ伝送速度を維持しながら、多重通路効果
による記号間の干渉を減らすためのこれらすべての方法
は、一般的に同様に記号内干渉を減らすためのダイバシ
ティ受信用の装置を含んでいて、そのため複数の受信機
を使用しなければならない。

直接シーケンス拡張スペクトル（DSSS）変調は、多重
通路干渉を解決し、区別するために使用することができ
る乗法変調技術である。多重通路効果を緩和するために
普通使用されているが効果が低い方法は、二進データ変
調と一緒に使用される直接シーケンス拡張スペクトル変
調を使用する方法である。この場合、DSSS変調の直接シ
ーケンス拡張関数は、疑似ノイズ（PN）波形である。こ
の方法の効果は満足できるものではない。何故なら、多
重通路効果を除去するために十分な処理利得を使用する
と、LAN処理能力要件をサポートするために必要な十分
速いデータ伝送速度が得られないからである。

二進法データ変調拡張スペクトル波形の処理利得は、
DSSSの拡張帯域幅とデータ帯域幅との比である。拡張帯
域幅は、しばしば政府規制または信号処理技術の欠陥に
よる束縛により制限される。二進法データ伝送速度を遅
くすると、処理利得が増大し、その結果、強くになる
が、データ処理能力の速度が低下する。

多重通路効果による記号間および記号内干渉を減らす
効果は、拡張スペクトル波形の処理利得によって決まる
が、一方隣接する通路を解像する能力は、記号伝送速度
び関数ではなく、拡張帯域幅の一つの関数にしかすぎな
い。

コード分割多重アクセス（CDMA）を実行するのにウオ
ルシュ関数波形を使用することは周知である。CDMAは、
複数の送信機が同じ周波数スペクトルを共通に使用して
いる拡張スペクトル・システムのチャネル容量を改善す
るのに使用される。ウオルシュ関数変調は分割可能な信
号を供給するために使用される。この分割の可能性を確
保することは困難である。何故なら、処理利得が制限さ
れていて、その結果、正確な送信機の電力規制が通常要
求されるからである。利得をさらに増大することが望ま
しい。

ギルハウゼンの米国特許第5,103,459号は、多重ユー
ザの信号を相互に区別するために拡張スペクトル・コー
ド化を使用しているセルラ電話システムを詳細に開示し
ている。この能力は、拡張スペクトル信号法の周知のCD
MA装置の一例である。その目的は、多重通路干渉の減少
ではない。順方向チャネル内においては、ウオルシュ関
数信号法は、データ変調用としてではなく、改善された
CDMA性能用に使用されている。さらに、ウオルシュ関数
信号法は、記号持続時間の拡張によるCDMA処理利得を増
大するためには使用されていないで、DSSSが単独で供給
できる疑似ノイズよりよいCDMA波形を供給するという目
的だけに使用されている。何故なら、この処理が行われ
るのは、直交特性がデータ記号の間で起こるのではな
く、同じ周波数帯域幅を分割して使用している複数のユ
ーザの間で起こるからである。ギルハウゼンの5,103,45
9は、逆方向チャネル内でのウオルシュ関数データ変調
の使用について記述しているが、ギルハウゼンの5,103,
459は、はっきりとウオルシュ関数信号法の目的は、ラ
イリ・フェージング多重通路チャネル内で良好なガウス
雑音性能を達成するためであると述べている。従って、
復調ためにコヒーレントな位相基準信号を必要とする二
進法位相シフト・キーイングのような変調の使用は避け
なければならない。ギルハウゼンの5,103,459は、ライ
リ・フェージング多重通路環境内においては、作動位相
シフト・キーイングはうまく作動しないと述べている
し、また直交信号法のある種の装置は、位相基準がなく
ても作動するものでなければならないと述べている。さ
らに、ギルハウゼンの5,103,459に記載されている多重
通路チャネルはライリ・フェージングであるので、ギル
ハウゼンの5,103,459の方法では多重通路干渉を解決で
きないし、区別することもできない。さらに、ギルハウ
ゼンの5,103,459の装置内で、データ変調用にウオルシ
ュ関数信号法を使用すると、その内部で拡張スペクトル
・コード化を独立して使用しなければならなくなる。ギ
ルハウゼンの5,103,459は、明らかに二進法直交信号法
を使用することができる、何故なら、コヒーレントな位
相基準を必要としないからであると述べている。ギルハ
ウゼンの5,106,459に記載されている受信機の場合に
は、移動装置を時間的に同期させるために、順方向およ
び逆方向の全チャネルを使用しなければならない。実
際、サテライトに基づくタイミング・システムは、セル
間で時間を整合していなければならない。それ故、ギル
ハウゼンの5,103,459に開示されているシステムは、明
らかに時間同期CDMAセルラ電話通信システムであり、高
速データ伝送無線周波数コンピュータ間通信システムを
意図するものでもなければ、その目的のために使用でき
るものでもない。

カーの米国特許第4,635,221号および第5,001,723号
は、一般的に信号送信用に使用できる帯域幅より遥かに
広い処理帯域幅を持っている、表面音波コンボルバ内で
使用できる帯域幅を使用するシステムを開示している。
受信された信号は、いくつかのキャリア周波数に多重化
され、そのそれぞれはコンボルバ内で別々に処理され
る。コンボルバは、受信した信号を、ウオルシュ関数お
よびPN−DSSS波形からなるＭ個の直交基準波形と、同時
に比較するために使用される。カーの5,001,723特許
は、4,635,221特許が開示しているウオルシュ関数の代
わりに、直交正弦波を使用している別なタイプのものを
開示している。これら特許の開示の範囲は狭く、限定的
にコンボルバを使用する複数の信号を復調する方法を述
べているに過ぎず、多重通路環境内での使用に適してい
る高速データ伝送無線ローカル・エリア・ネットワーク
を実行するいかなる装置も開示していない。

グロスの米国特許第4,494,238号は、受信機によりコ
ヒーレントに処理される多重非連続キャリア周波数間の
疑似ノイズ直接シーケンス拡張スペクトルの使用を開示
している。このシステム内においては、ウオルシュ関数
は、受信機内で信号を生成するのに使用され、この信号
は位相の計算には使用されるが、多重通路干渉の影響を
受けている通信チャネルを通して、信号を送受信するの
には使用されていない。

マクリー等の米国特許第4,872,182号は、高周波無線
通信ネットワークを操作するために役にたつ周波数を決
定するための方法を提供している。各受信機は、その疑
似ノイズ直接シーケンス拡張スペクトル基準コードによ
って識別されるが、このことは拡張スペクトルコード化
がCDMA用に使用されていることを意味している。ただ
し、「CDMA」という用語の意味ははっきりとは説明され
ていない。ウオルシュ関数変調は、役にたつ周波数バン
ドが発見されるまで、使用できる周波数バンドを走査す
るための制御情報を指定するために使用される。

（発明の目的） 本発明の一般的な目的は、先行技術の問題点を解決す
ることができる上記のタイプの無線LANを提供すること
である。

本発明のより明確な目的としては、通信の信頼性を維
持しながら、非常に高速のデータ伝送速度を達成するこ
とができる無線LANを提供すること等がある。

本発明の他の目的は、多重通路効果による記号間およ
び記号内干渉を解決し、それにより従来のものより確実
な性能とともに、より高速なデータ伝送速度を提供する
ことである。

本発明の他の目的は、信頼性が高く、データ伝送速度
が速い無線ローカル・エリア・ネットワークを実行する
実用的な手段を提供することである。

（発明の要約） 本発明は、多重通路による干渉がある場合でも、無線
ローカル・エリア・ネットワーク・データ通信環境内
で、高速のデータ伝送速度を提供する装置および方法を
提供することである。この目的を達成するために、本発
明は、多重通路効果による記号間および記号内干渉の両
方を抑制するための処理利得を提供するため、また一方
無線LAN用に必要とされる高速のデータ処理能力を提供
するために、一組の直交信号のようなより高次の信号ア
ルファベットを、直接シーケンス拡張スペクトル変調
（DSSS）と組み合わせている。さらに、上記の高速デー
タ伝送速度の分野にDSSSを使用することにより、記号内
干渉の影響をダイバシティ法の使用の必要性を有意に減
らすことができる程度にまで減少している。

より高次の信号法アルファベットを使用することによ
り、等価の二進信号法の波形よりlog₂M倍長い記号波形
が得られる。この場合、Ｍはより高次の信号アルファベ
ットの位数である。より高次の信号アルファベットの持
続時間がより長い記号波形は、拡張スペクトル送信帯域
幅を増大しないで、一定のデータ伝送速度に対する処理
利得を増大するために、DSSS波形と一緒に変調される。
処理利得が増大した結果、実用的な無線LANを提供する
ために十分な速さのデータ伝送速度で、信頼性の高い性
能を得ることができる。

ある種の用途の場合には、非直交のより高次の信号ア
ルファベットを使用すると、一定のSN比に対して低いビ
ット・エラー率で測定した場合の性能は合格ライン以上
である。一つの記号に対して二つまたはそれ以上のビッ
トを送信する場合の一組の非直交記号の例としては、直
角位相振幅変調（QAN）信号立体配置および一組のＭ次
位相シフト・キーイング等がある。

望ましい実施例の場合、使用されるより高次のアルフ
ァベットは相互に直交している。Ｍ次直交信号法をより
高次のアルファベットを実行するために使用しようとし
ても、通常利用可能なチャネルの割当が狭いために使用
できない。一つの記号当たりｎビットを送るために必要
な帯域幅は、記号伝送速度のＭ倍である。この場合、Ｍ
は2ⁿである。ｎとＭとの間の指数関係が表しているよう
に、Ｍ個の直交波形をサポートするのに必要な小さな構
造体（高周波部品）を使用すると、帯域幅の要件は指数
的に増大することになる。例えば、一定の記号伝送速度
に対しては、一つの記号に対して送信されるビット数が
４から５に増大すると、処理能力（データ伝送速度）は
25％増大するが、送信機の帯域幅を100％増大しなけれ
ばならない。

その内部で使用される、すなわち、直接シーケンス拡
張コードおよび帯域幅によってサポートされる一組の直
交信号の一例としては、一組のウオルシュ関数波形があ
る。より高次のアルファベットとしての、これらの波形
は、拡張スペクトル信号法だけに必要な占有送信帯域幅
を越えない範囲で、疑似ノイズ拡張スペクトル変調によ
り直接変調することができる。拡張スペクトル周波数割
当および拡張スペクトル送信装置は、コヒーレントな広
帯域幅を持っているので、ウオルシュ関数コード化だけ
を使用する場合に、コード化される信号よりもっと広い
帯域幅が必要な場合でも、DSSSコード化と一緒に使用す
る場合には、一組のウオルシュ関数波形は追加の帯域幅
を必要としない。

従って、「拡張」および「縮小」という用語の意味
は、DSSS波形による帯域幅の変化があろうがなかろう
が、それぞれ変調およびDSSSコード化波形の除去と解釈
していただきたい。DSSSの帯域幅より狭い帯域幅を持っ
ているウオルシュ関数波形の場合には、「拡張」および
「縮小」という用語は、従来の意味により近い意味に解
釈することができる。

本発明は、ウオルシュ関数波形および拡張スペクトル
波形のすべての二進法による遷移が、共通のクロック信
号の遷移と一緒に起こるように、拡張スペクトルコード
上で同期している状態で変調することができる、複数の
相互に直交する二進波形を含んでいる一組のウオルシュ
関数波形を使用している。クロック信号周波数は、各ウ
オルシュ関数および拡張スペクトル波形内の可能な限り
の最も小さいパルス構造体をサポートするように選択さ
れる。一つの波形内で起こる可能性のある最も小さいパ
ルス構造体が、波形の帯域幅を決定する。それ故、クロ
ックの速度が波形の帯域幅を確立する。クロックの縁部
で波形信号の遷移が起こっている限りは、ウオルシュ関
数波形と拡張スペクトル波形との乗法合成は、その二つ
の構成波形の帯域幅以上の追加帯域幅を必要としない。
従って、DSSS波形の帯域幅より狭いかまたは等しい帯域
幅を持っているウオルシュ関数波形は、ウオルシュ関数
/DSSS合成波形の帯域幅を全然増大しないで、使用する
ことができる。

他の望ましい実施例の場合には、一組の直交信号は、
一組の二重直交信号を形成するために対せき信号を含ん
でいて、一定のDSSS処理利得で達成することができるデ
ータ伝送速度をさらに増大する。他の実施例は、二重直
交信号法を行うために、差動位相シフト・キーイング
（PSK）内でのように、二つの記号にまたがっているコ
ヒーレントでない信号法、単一の記号内で直交信号法と
組み合わされているコヒーレントおよびコヒーレントで
ないＭ次位相シフト信号法、一つの記号内で直交信号法
とともに、二つの記号にまたがっている差動コード化コ
ヒーレント位相シフト・キーイングを含んでいる。

（図面の簡単な説明） 本発明は、添付の図面を参照しながら、下記の詳細な
説明を読めば、より完全に理解することができる。

図１は、多重通路による干渉により影響を受けている通
信チャネルの略図である。

図２は、記号間および記号内干渉の両方を示している通
常の短いレンジの多重通路チャネルの、時間対測定イン
パルス応答の対数のグラフである。

図３は、拡張スペクトル送信機のブロック・ダイアグラ
ムと関連波形の時間領域である。

図４は、DSSSによりコード化された見通し線（LOS）信
号を縮小するために、受信機内で使用される相関プロセ
スのブロック・ダイアグラムである。

図5A、図5Bおよび図5Cは、それぞれ見通し線および反射
信号の時間領域グラフ、ブロック・ダイアグラムおよび
相関プロセス出力グラフを示す。これら図面すべてに
は、相関プロセス出力線を引くための見通し線信号およ
び反射信号の和に対する相関プロセスを示している。

図６は、各記号のDSSSコード化による有意の記号間干渉
の除去を示す時間対測定インパルス応答のグラフであ
る。

図７は、急速な同期要件を示すLANタイプの図面であ
る。

図８は、拡張スペクトル送信機のブロック・ダイアグラ
ムである。

図９は、相関器復調器にタイミング信号を供給する急速
同期回路を持っている、拡張スペクトル受信機のブロッ
ク・ダイアグラムである。

図10は、同期を行うためのスライド直列コリレータを持
っている拡張スペクトル受信機のブロック・ダイアグラ
ムである。

図11は、データ・パケット構造体の一例の図面である。

図12は、帯域直接シーケンス（DS）除去を使用するコリ
レータ復調器の略図である。

図13は、ベースバンドDS除去およびコヒーレントでない
DPSKを使用する直交信号法用の位相がコヒーレントでな
いコリレータ・復調器の略図である。

図14は、ベースバンドDS除去およびコヒーレントなPSK
を使用する直交信号法用の位相がコヒーレントなコリレ
ータ復調器の略図である。

図15A−図15Hは、ウオルシュ昇順の第一の８のウオルシ
ュ関数波形を示す波形トレースである。

図16は、種々のデータ伝送速度での、DPSK信号法および
直交信号法用の1024ビットのデータ・パケットを正しく
復調する確率対信号／干渉比のグラフである。

図17は、図16のグラフの部分拡大図である。

図18は、本発明の受信機を実行する電荷移送装置の集積
回路のレイアウト図面である。

図19は、コヒーレントなキャリア位相基準信号と一緒に
使用する、復調チップ回路の略図である。

図19Aは、図19の加算／減算ブロックの詳細を示すブロ
ック・ダイアグラムである。

図20は、同相チャネルおよび直交位相チャネルの両方が
処理される、位相が分からないキャリア信号と一緒に使
用する復調器チップ回路の略図である。この図の中に
は、復調器チップの組み合わせ回路の略図が示されてい
る。

図21Aおよび図21Bは、図20の回路を二つのチップに分割
する際の望ましい分割方法、または段階状構造を実現す
るための略図である。

図22は、ウオルシュ係数を計算するための基本セルの略
図である。

図23は、ウオルシュ係数を計算するための木構造に接続
された図22の複数の基本セルの略図である。

（図面の詳細な説明） 本発明は、多重通路による干渉の影響を軽減するため
の装置および方法を提供する一方、ローカル・エリア・
ネットワーク・データ通信環境内で高速データ伝送速度
を提供する。本発明の装置および方法は、一組の直交信
号のようなより高次の信号アルファベットを、直接シー
ケンス拡張スペクトル（DSSS）変調とを組み合わせて使
用する。

本発明でわかったことだが、DSSS変調の拡張コードの
帯域幅と同じ程度の帯域幅を必要とする一組の直交信号
としては、例えば、一組のウオルシュ関数波形がある。
高次のアルファベットとしての、これらの波形は、占有
送信帯域幅を拡張スペクトル信号だけに必要な帯域幅以
上に増大せずに、疑似ノイズ（PN）直接シーケンス拡張
スペクトル（DSSS）波形と組み合わせることができる。
一組のウオルシュ関数信号は、ウオルシュ関数波形のす
べての二進遷移が、DSSS波形を生成する同じクロック信
号の遷移の際に起こるように、DSSS波形によって同期状
態で多重化することができる二進波形を含んでいる。

波形の帯域幅は、波形の可能な限りの最も小さいパル
ス構造によって決まる。各クロック遷移は潜在的な信号
の遷移を表しているので、クロックの速度により信号波
形の可能な限りの最も小さいパルス構造が確立する。ク
ロックの縁部で起こる帯域幅が最も広い波形のすべての
信号の遷移は、クロック信号の帯域幅以上の追加の帯域
幅を必要としない。

他の方法によっても、拡張スペクトル技術と一緒に使
用するための一組の直交信号を提供することができる。
信号法を実行するために、一つの疑似ノイズ拡張コード
と一緒にウオルシュ関数のような別々の乗法直交信号セ
ットを使用する代わりに、記号波形を、ほとんど直交し
ている一組の疑似ノイズ（PN）拡張コード、または上記
の拡張コードの位相シフトの中から選ぶことができる。
同じコードの種々のシフトを送信するための変調として
は、例えば、パルス位置変調（PPM）および周期コード
・シフト・キーイング等があるが、これらの時間シフト
変調は不適当である。なぜなら、多重通路による時間の
遅れが起こったとき、変調が不明確になる恐れがあるか
らである。データをリレーするために、一組のPN拡張波
形の中の一つを送る変調も、いくつかの問題点がある。

周期的に、データ変調を受けていない最大長の組み合
わせだけが、必要なほとんど直交する相互相関特性を持
っている。ランダムに選んだPN波形は、PN波形の処理利
得に等しい（異なるペアの波形間で）平均相互相関値を
示す。良好な相互相関特性を持っている波形のサブセッ
トを得ることは困難である。必要な波形の数は、送信し
なければならない一つの記号当たりのビット数の増大と
ともに、指数的に増大する。いったん決定したこれらの
波形は、別々のPN生成装置で生成しなければならない。
何故なら、各波形の構造は他のそれぞれの波形の構造と
無関係であるからである。

受信機の場合には、各送信波形に対して別々のスペク
トル・相関器を設置しなければならない。何故なら、波
形は一般的にそれぞれ独立しているからである。各相関
器は、受信信号によって作動し、受信信号波形と基準波
形との間の相関関係の程度を示す相関器の出力でのレベ
ルを供給する。潜在的に送信することができる各波形
は、一つの相関器内で基準波形として供給される。どの
波形が実際に送信されたのかに関する決定は、最大の出
力信号を持っている相関器によって行われる。

本発明によれば、先行技術とは異なって、ウオルシュ
関数はこれらの問題点を持っていない。ウオルシュ関数
の規則的な波形構造により、任意の次数の一組の波形を
容易に合成することができる。受信機においては、本発
明は、それにより相関器を複数の同一の素子から構成す
ることができる、ウオルシュ関数波形の分解特性を使用
することができる。それ故、本発明によれば、ウオルシ
ュ関数直交データ変調は、拡張スペクトル変調と一緒に
使用するための望ましい形のデータ変調となる。

しかし、Ｍ個のウオルシュ関数波形のそれぞれに相関
関係を供給する手段であれば、どの手段でも使用するこ
とができる。拡張スペクトル変調と一緒に使用する場合
には、（高速ハダマード変換とも呼ばれる）ウオルシュ
変換のような他の例も、同様に役にたつ。

一組の直交信号の特徴は、拡張スペクトル波形がその
組の中の他の波形上に突出部を持っていないという特性
である。一方、一組の対せき信号の特徴は、波形が他の
波形上に負の突出部を持つことができるという特性であ
る。二組の信号を組み合わせることによって、一組の二
重直交信号が形成される。この場合、直交信号および対
せき信号の両方とも可能である。利点をあげると、二重
直交データ変調の場合には、各信号は、送信帯域幅を広
げなくても、または処理利得を下げなくても、余分のデ
ータビットを使用することができる。この場合、SN比が
少し悪化するが無視できる程度のものである。

一組の二重信号は、図14の例示としての実施例に示し
たように、ウオルシュ関数復調器内で実行することがで
きる。この場合、任意の波形の正負の位相を一つの記号
内の追加の可能性のある波形として使用することができ
る。それ故、位相シフト・キーイング（PSK）は直交信
号と組み合わせることができる。受信した信号の位相を
追跡することができる場合には、二重直交変調をコヒー
レントに処理することができる。

別々の方法を使用する場合には、二重直交変調を、図
13の例示としての実施例に示した通り、記号間で差動位
相シフト・キーイング（DPSA）を使用してコヒーレント
でない状態で処理することができる。コヒーレントでな
いDPSKを使用する場合には、直交受信機が連続している
記号の各組に対して送信された可能性の最も高い波形を
決定した後、DPSK受信機は各組の記号波形のキャリアの
間で位相反転が行われたかどうかを判断する。この動作
に対する次の組の記号は、二進法のDPSKと丁度同じよう
に、前の組の第二の記号と一つの新しい記号からなって
いる。

位相基準が受信機で生成される場合には、コヒーレン
トなPSKを各記号に対して使用することができるように
データ伝送速度を速くするために、直交信号と一緒に多
相シフト・キーイングを使用することができる。しか
し、このタイプのビット・エラー率性能は、信号セット
の次数が増大するにつれて急速に悪化する。さらに、差
動直角位相シフト・キーイング（DQPSK）のようなマル
チレベルのDPSKを使用することができるが、この方法は
データ伝送速度は向上するが、そのかわりにビット・エ
ラー率性能が低くなる。

本発明のいくつかの実施例は、信頼性の高い無線LAN
性能を提供する。上記の実施例の一つは、送信記号の後
に続く各記号用の異なるPN拡張コードを使用している。
それにより、送信記号間の多重通路内の高い相互間相互
関係のサイドローブによるエラーはダンダム化される。

望ましい実施例の場合には、エラー率をさらに減少さ
せるために、エラー修正コード化も使用することができ
る。エラー修正コード化は、復調器の出力で測定した場
合に、ある種の多重通路による遅れの条件下で起こる恐
れのある高いサイドローブによるエラー率の一部を補償
するために使用することができる。

他の実施例の場合、同じPNコードが各継続記号の形で
繰り返して現れる。反復するPNコードを使用することに
よって、相互相関関係のピーク・サイドローブ・レベル
を低くすることができるが、コードを変更すると記号間
のレベルのある程度のランダム化が起こる。

本発明の他の実施例は、一定の処理利得を得るために
必要な帯域幅を減らすために、拡張スペクトルコード変
調に対してパルス整形フィルタを使用している。周波数
領域で正方形に整形された波形、すなわち、周波数サイ
ドローブを持っていない波形の場合に、処理利得が最大
になることは当業者にとっては周知である。それ故、コ
ードのパルス整形を行えば、時間サイドローブは高くな
るが、周波数サイドローブが低くなる、すなわち、周波
数領域内の正方形の形が崩れることになる。

＜多重通路環境＞ 図１について説明すると、二つのタイプの主な多重通
路による干渉の違いを知ることは有益なことである。
「近接」多重通路による干渉は、直接見通し線信号26よ
りほんの少し長い距離を通ってきた、見通し線信号（LO
S）26の反射信号28が存在する場合に起こる。これによ
り、受信信号の信号の強度のコヒーレントな打ち消し合
いと深いフェージングが起こる。これは少なくとも反射
信号28とLOS信号26の組み合わせである。このタイプの
反射信号のLOS信号26に対する遅れは、もはやLOS信号26
の一つのデータ記号の持続時間より短く、そのためそれ
による干渉は「記号内」干渉と呼ばれる。このタイプの
多重通路による干渉は、LOS信号26と比較すると、小さ
な角度で受信機に到着するような状態で表面から反射す
る通路を通る信号によって起こる。

LOS信号26および反射信号28の種々の周波数構成要素
は、受信機に悪影響を及ぼすような形で干渉し、その結
果、受信周波数スペクトルがゼロになる。例えば、狭い
帯域幅の信号、すなわち、（通常従来の通信で使用され
ていた）比較的狭い周波数レンジを占有する信号は、受
信周波数スペクトル内で零になるある周波数のキャリア
信号の変調に使用される。また狭い帯域幅の信号は受信
機へのLOS通路および反射通路の両方を通り、受信変調
信号の振幅は実質的に減少する。変調信号の振幅が、通
信チャネルにより導入されたノイズの振幅より小さな振
幅にまで減少することすら起こり得る。この現象は多重
通路によるフェージングと呼ばれている。

例えば、受信機が送信機から200メートル離れた場所
に設置されていて、信号反射器が受信機と送信機間の見
通し線から垂直に45メートルのところに設置されている
場合には、送信機から出た後、反射器によって受信機の
方向に反射された信号は、見通し線（LOS）信号が通っ
た距離と比べると、20メートルだけ長い距離を通過す
る。それ故、この例の場合、反射信号はLOS信号より65
ナノ秒遅れて到着する。反射が正反射である場合には、
しばしば反射信号の振幅はLOS信号の振幅にほとんど等
しい場合も起こり得るし、それにより深い多重通路によ
るフェージングが起こる。

「遠い外側の」多重通路干渉は、一つのデータ記号の
持続時間より長い遅れを生ずるように、反射信号が見通
し線信号が通った距離より十分長い距離通った場合に起
こる。この結果起こる干渉は記号間干渉（ISI）と呼ば
れる。反射の原因は、「近接」多重通路内の反射の原因
に類似している場合があるが、反射面と送信機および受
信機との幾何学的位置関係により、LOS信号の振幅以下
に十分減衰する前に、記号の持続時間以上に延びる場合
がある過度の反射通路が形成される。本発明は、二進法
による通信のデータ伝送速度に対する遠い外側の多重通
路干渉による今までの制限を取り除く。

第一のデータ・ビットに対応する信号の反射が、第二
のデータ・ビットに対応する直接通路信号に重なった場
合には、記号間干渉（ISI）が起こる。ISIは、受信機の
ところでデータ回復エラーを起こす場合がある。例え
ば、送信機と受信機との間の距離が200メートルあり、
反射器が見通し線通路から垂直方向に150メートル離れ
ていて、送信機および受信機から同じ距離にある場合に
は、見通し線（LOS）信号が通った直接通路より160メー
トル長い反射通路ができる。それ故、反射信号は、LOS
信号より535ナノ秒遅れて到着する。この作動環境内で
は、二進法による信号法の速度が、2Mbpsより遥かに低
い速度に制限される。

図２は、無線LAN通信チャネルの代表的なろ過インパ
ルス応答測定値のグラフである。この図において、Ｔは
記号の持続時間を示す。最初の（ろ過）パルスは送信さ
れたインパルスへの見通し線応答を表す。その後のすべ
ての応答は、反射によるものである。層内および層間干
渉両方のＴの数値に対する影響は明かである。

＜拡張スペクトル性能の利点＞ 図３を見れば分かるように、疑似ノイズ直接シーケン
ス拡張スペクトル技術（PN−DSSS）は、データ伝送速度
をサポートするのに通常必要な周波数（帯域幅）より広
いレンジ上に、送信信号を分配する乗法変調ステップを
使用している。例えば、二進法データ30は、第一のモジ
ュレータ34内で、キャリア信号32を位相シフト・キー変
調するのに使用されている。第一のモジュレータ34の出
力36は、二進法データ30のデータ伝送速度程度の周波数
帯域幅を持っている。変調データ信号30内のシャープな
信号遷移38は、変調信号36の位相反転39を行う。フーリ
エ変換理論によると、位相反転39が行われると、信号帯
域幅内に高い周波数の信号成分が導入される。

PN−DSSS拡張コード42内の最小のパルス構造体40は、
通常、データ信号の可能な最小パルスであるビットと区
別するために、チップ40と呼ばれている。PN−DSSS拡張
コード42は、第二のモジュレータ44内で波形36を位相シ
フト・キー変調し、その結果、出力波形45の各データ記
号内でより多くの位相反転が起こる。第二のモジュレー
タ44の出力波形45は、PN−DSSSコードの帯域幅に等しい
帯域幅を持っている。モジュレータ34および44の変調順
序は反対にすることができる。また変調を当業者にとっ
ては周知の最小シフト・キーイングまたは他の種々の連
続位相シフト・キーイングの形でも行うことができる。

図４について説明すると、受信機46内においては、拡
張コード42を、基準コード49を使用する整合ろ過または
直列相関器内で実行することができる、相関関係プロセ
スにより除去することができる。相関器48により実行さ
れる相関関係プロセスにより、受信信号を形成している
個々の伝ぱん通路の線形分解50が行われる。この分解
は、信号処理に固有のもので、フィードバックを必要と
しない。それ故、適応イコライザ・システムの場合と違
って、面倒な計算をしなくても、広域チャネル・ダイナ
ミックを行うことができる。

図４に示すように、受信機46内での相関関係プロセス
48により、信号通信チャネルを通しての送信により崩れ
た後で、ローカル基準コード49と受信信号47との間で相
互相関関係のチェックが行われる。相関関係プロセス出
力50は、基準コード信号に対する受信信号の相対的変位
のレンジに対して描くことができる。拡張コード信号42
は、その自動相関関数の振幅が、信号が整合する場所を
除いては、すべての場所でほとのどゼロになるように選
ばれる。信号が整合する場所では、相関スパイク50と呼
ばれる底辺の長さが2/T_cである、三角パルスができる。
この場合、T_cはチップの幅である。

相関スパイク50のピークは、完全な整合が行われた場
所で発生する。データのビットと区別するために、拡張
コードの各ビットをチップと呼ぶことにしたことを思い
出してほしい。それ故、相互相関インタバル、例えば、
記号の持続時間内の拡張シーケンスのチップが16である
場合で、チップの縁部も整合する場合には、拡張コード
を相関関係のチェックが行われる信号に対して整合させ
る方法は16種類ある。未知のチップ境界タイミングは、
チップ・タイミング・シフトの半端な部分によるものと
説明がつく。相関関係プロセスにより、有意の信号エネ
ルギー（相関スパイク）をもたらした相対位置、および
無視できる信号エネルギー、すなわち、目でみて分から
ない信号スパイクを持っている残りの相対位置を知るこ
とができる。

図５について説明すると、反射信号52およびLOS信号5
4をPN−DSSS変調することにより、これら信号を相関関
係プロセス56を使用している受信機で、時間内に分析す
ることができ、それにより多重通路干渉を除去すること
ができる。相関関係プロセスの後で、各信号52および54
は、それぞれ変位した相関スパイク52aおよび54aで表さ
れ、各スパイクは受信信号の相対強度を表す振幅を持っ
ている。実際、相関関係プロセスの出力は、整合した相
対コードとして掃引され、それがすべての信号通路の自
動相関機能の線形の和として、拡張帯域幅に分解された
通信チャネルのインパルス応答に近似される。

本発明の場合、PN−DSSS拡張スペクトル信号法を使用
することによる利点は、強い遠い外側の多重通路ISIを
緩和できることである。望ましい実施例の場合には、こ
の緩和は、各データ記号からのISIが任意の以後の記号
のDSコードと相関関係を持たないように、各データ記号
の拡張スペクトル波形を変更することにより達成され
る。

図６は、図２のチャネル・インパルス応答に対する相
関関係プロセス出力のグラフである。チャネル・インパ
ルス応答58の遠い外側の多重通路部分は、記号時間を過
ぎた部分が切除されている。何故なら、各データ記号は
異なるPN−DSSS波形によって変調されているからであ
る。

相関関係プロセスは、直列相関器、または整合フィル
タ、またはそのどちらかの近似法を使用することによっ
て実行することができる。直列相関器（別名スライディ
ング・相関器）は、検出インタバルと呼ばれる処理期間
後、信号が検出されたかどうかを確認する。検出インタ
バルは、通常データ記号より長い、何故なら、無線LAN
の性能が満足できるものにするために信号を復調するの
に必要な信号エネルギーより、信号を検出するのに必要
な信号エネルギーのほうが大きいからである。

多重コヒーレント積分インタバル上で（コヒーレント
または非コヒーレントに）積分を行うことにより、検出
インタバルをさらに長くすることができる。この場合、
各コヒーレントな積分インタバルは、通常データ記号に
関連する持続時間である。検出インタバルの後で、信号
の検出ができなかった場合には、直列相関器は、PN−DS
SSコード・チップの端数により基準タイミングをスライ
ドする。チェックしなければならない検出インタバルの
数は、不確かなコード・タイミングおよびチップ・タイ
ミングのオーバサンプルの量によって決まる。例えば、
タイミングが全く分からず、プリアンブルの検出部分が
16のチップの反復シーケンスであり、ストラドリング損
失を防止するためのオーバサンプルに対してチップ半分
毎に相関関係が起こる場合、受信信号を検出するのに正
しいタイミングを行うには、32程度の検出インタバルで
十分である。検出インタバルが10記号分長い場合には、
送信機は任意のデータを送信する前に、320の記号から
なるプリアンブルを送信しなければならない。さらに、
DSSSシーケンスは、プリアンブル内で反復され、検出は
任意の反復の際に起こるので、信号検出後は、どの記号
がデータ・ストリームの冒頭の部分であるかを知るため
にフレーム同期を行わなければならない。S/N比は、検
出には十分であるので、フレーム同期は、容易に認識で
きる簡単なフレーム同期ビット・パターンを使用して行
うことができる。

整合フィルタ・シンクロナイザまたはそれと同等の装
置を使用することにより、一回の検出タイミング内のす
べてのコード・タイミングの関係を試験することがで
き、それ故、これら装置を高速シンクロナイザとして使
用することができることは一般に知られている。整合フ
ィルタ同期は、直列相関器と比較すると、タイミングが
曖昧である。本格的な整合フィルタの種々の近似法は、
二進法量子化入力整合フィルタまたはある種のコヒーレ
ントでない処理を含む整合フィルタ、または数段の間
（しかし、直列相関器ほどではない）に全タイミング・
サーチを行う整合フィルタを含んでいる。

同期のために相関器を使用するかまたは整合フィルタ
を使用するかは、用途によって違ってくる。相関器の方
が、遥かに価値が安く、はるかに技術によって左右され
ない。整合フィルタは、計算向きである。長い同期オー
バーヘッドが起きても平気な場合や、適当なデータ・リ
ンク・プロトコルを使用して、検出プロセスを支援する
装置を使用する場合には、相関器を使用することができ
る。

＜ローカル・エリア・ネットワーク・チャネル・アクセ
ス・プロトコル＞ 通信アクセス・チャネル・プロトコルは、多くのユー
ザが共通の通信チャネルにアクセスできるようにする一
連の手順である。例えば、複数の送信機が同一の通信周
波数バンドを使用しているある種の通信環境の場合に
は、処理能力要件お通信量優先権に基づく通信アクセス
・チャネル・プロトコルは、複数の送信機のぞれぞれが
順番にチャネルを通して送信することを要求する。デー
タの長いブロックを送信するには、コンピュータ通信プ
ロトコルは、しばしばデータをパケットと呼ばれるより
短いブロックに分割し、送信する。これらパケットは受
信機で再び組み立てられる。データをパケットに分割す
ることにより、多くのユーザが通信チャネルを公平に有
効に共通使用することができる。

図７は、六つの周知のプロトコル・タイプと必要なシ
ンクロナイザ回路の速度の比較を示す。使用されるプロ
トコルにより、どの速度のシンクロナイザが必要である
かが決まる。何故なら、平均のデータの処理能力は同期
オバーヘッドにより影響を受けるからである。例えば、
一般的に入って、直列相関器・シンクロナイザ内での信
号検出は遅いが、その速度はその使用がプロトコルによ
ってサポートされている場合には、事前タイミング情報
を使用することによって改善することができる。タイミ
ング情報は、各データ・パケットに関する不確かなタイ
ミングを最低限度に抑えることにより、大まかな分析で
のタイミングを長期間追跡することによって決めること
ができる。別な方法を使用した場合には、タイミング情
報は、タイミング・ハブからの放送用の送信を通してタ
イミングを中央で制御することにより決めることができ
る。このタイプの通信システムは、制御信号の同期の性
質を示すために、「時間スロットつき」と呼ばれる。

チャネルが時間スロットつきでなく、ランダム・アク
セスタイプである場合には、使用するデータ・パケット
の長さが重要である。データ・パケットが直列相関器同
期に必要なプリアンブルよりかなり長い場合には、プリ
アンブルは通信チャネル処理能力効率に影響を与えな
い。しかし、データ・パケットの持続時間に対してプリ
アンブルと比較して短いほうが望ましい場合には、チャ
ネルの効率を維持するために高速シンクロナイザを使用
しなければならない。場合によっては、再送信制御を行
うために、送信されるデータのタイプに従って、通信量
の流れを最適化するために短いデータ・パケットが必要
になる。

整合フィルタ・シンクロナイザまたはそれに相当する
装置は、一つの検出インタバルの間に、すべてのコード
・タイミング関係を試験することができ、それ故、高速
シンクロナイザとして、使用することができることは広
く知られている。短いデータ・パケットを使用する場合
には、シンクロナイザが必要な低い同期オーバーヘッド
を得るのに十分なだけ高速であることは、きわめて重要
である。

もう一つの方法は、パケット切り換えではなく、メッ
セージ切り換えに基づくネットワークである。メッセー
ジ切り換えの場合には、通信量はパケット化されるが、
チャネルの各ユーザはメッセージを送信する。この場
合、各メッセージは一連のパケットを含んでいて、他の
ユーザはメッセージの中断を行うことはできない。各連
続パケットを異なるユーザが送信することができるパケ
ット切り換えの場合のように、各パケット内で、同期を
再度行う必要はない。図７の図面に示すように、切り換
えられたパケットだけが短いパケットを使用するランダ
ム・アクセス・プロトコルは、高速シンクロナイザを必
要とする。

送信が切り換えられたメッセージである場合、または
パケットがクロック安定性より長い場合、またはドップ
ラ・シフトを使用できる場合には、送信期間中同期を維
持するために時間追跡ループを使用しなければならな
い。例えば、データ伝送速度が5Mbpsで、パケット長が2
00キロビットである場合には、パケットの持続時間は40
ミリ秒になる。必要とする整合が、最初の同期タイミン
グの20ナノ秒間持続しなければならない場合には（この
時間はコード・チップの持続時間より実質的に短くなけ
ればならない）、20ppmのネットのクロック・オフセッ
トが送信機と受信機との間に必要になる。別々の方法を
使用する場合には、受信信号との基準コード整合を維持
するために、遅れロックタイミング制御ループを使用す
ることができる。他の例としては、クロック周波数をロ
ックするために、自動周波数制御（AFC）ループを使用
することができる。

本発明による無線LAN通信システムの一実施例を図８
に示す。コンピュータ・インタフェース60は、記号グル
ープ化モジュール62によって、最初に一連のデータ・ワ
ードに分割される二進法データのデータ・ストリームを
供給する。各データ・ワードは記号の数値を表す。記号
の数値は、エンコーダ64を任意に通かすることができ、
その際にエラー修正のコード化が行われる。直交信号法
の場合には、変調アルファベットに整合している記号と
一緒に、リード・ソロモン・エラー修正コードを使用す
ることができる。二重直交信号法の場合には、リード・
ソロモン・コードを排他的に使用することができ、また
ハイブリッド・リード・ソロモン／二進法コード化技術
をを使用することができる。この場合、リード・ソロモ
ン・コード化は直交復調プロセスを修正するために使用
される。また記号間位相反転復調に対しては、二進法修
正を使用することができる。例えば、振幅情報に基づく
デコーダ内に潜在的エラーを表示する削除解読法は、直
交または二重直交信号法を使用するオプションである。
例えば、直交復調の間に記号エラーが起こった場合に
は、対応する間違っている記号を使用した位相反転決定
の有効性を疑ってみる必要がある。

もっと詳細に説明すると、エラー修正コード化は、通
常記号グループ内の多数の修正可能なエラーを修正しよ
うとする。この記号グループは、「コード化ブロック」
と呼ばれる。リード・ソロモンコード化ブロックは、デ
ータ記号と同じに表示されるが、実際にはコード化情報
を含んでいるある種の「チェック記号」と接続している
一組のもとのデータ記号からなる。データと一緒に含ま
れるチェック記号の数が増えれば増えるほど、修正する
ことができるエラー内のデータ記号の数が増える。デー
タ記号と全グループの大きさとの比は、「コード化」比
と呼ばれる。例えば、「比率1/2」コード化は、データ
記号の数とチェック記号の数が同じであることを意味す
る。「比率1/2」は低い比コードと見なされる。低い比
コード化の結果、復調を効率的に行うことができるガウ
スノイズ環境での最低S/N比は減少し、エラーの突発に
対する許容範囲を達成することができる。

本発明による装置および方法は、若干異なる目的のた
めのコード化に使用することができる。それ故、本発明
の一つの特徴は、衛星通信またはコンピュータ内で使用
されるハード・ディスク・ドライブ上のエラーを修正す
るというようなより一般的な用途には、一般的に不適当
であると思われているコード化方法を含んでいることで
ある。上記の用途は、一般的に、必要な性能を実現する
ために低速コードと大きなコード化ブロックを必要とす
る。実際、共通コード化方法を実行することができる集
積回路を入手することができるが、これらの集積回路は
上記の用途に適していないことが分かっている。使用中
の直接シーケンス・コードおよび実際の多重通路による
遅れによる、ウオルシュ直交信号法による無線データ通
信システムの独特な問題としては、多重通路による自己
干渉による減らすことができないエラーが起こる場合が
ある。このことは、非常に高いS/N比の場合ですら、復
調したデータ内にエラーが現れることを意味する。

この問題を解決するために、高速度コードが使用され
る。すなわち、一つのデータ・ブロックに対して、少数
のチェック記号が好んで使用される。この独特なコード
化を使用すると、無線データ通信ネットワークの高い処
理能力の要件を維持しながら、減らすことができないエ
ラー率を除去することができる。もっと普通のコード化
方法を使用した場合には、減らすことができないエラー
を除去できるだろうが、この場合には、データの処理能
力が大きく低下し、ハードウエアおよびソフトウエアが
非常に複雑になる。本発明の一つの特徴によると、上記
のような犠牲はしばしば他の用途の場合には必要と思わ
れるが、無線データ通信ネットワーク内の多重通路によ
る問題の解決には望ましいものではない。

高速エラー修正コードは、多重通路が記号間で起こら
ない場合であっても、各記号に対する多重通路の効果を
ランダム化する各記号に対する直接シーケンス・コード
を変更することによって改善される場合がある。さら
に、短いコード化ブロックが好んで使用される。短いコ
ード化ブロックを使用すると、高速コードにより、各ブ
ロック内での修正の可能性が低い場合であっても、パケ
ットの性能は高くなる。より短いコード化ブロックが好
まれるには、他の理由もある。すなわち、ブロック内の
各記号を変更するために、コードの選択が行われる直接
シーケンスコードのライブラリとして、小規模のものを
使用することができること。復調器とコンピュータとの
間の待ち時間を、短くすることができること。修正を行
う際の計算の要件が少なくなり、データ記憶装置の容量
が少なくてすむことである。

エラーの突発に耐えなければならない用途の場合に
は、大きなコード化ブロックだけしか使用することがで
きない。一方、ランダム・エラーの場合には、一定のコ
ード速度、その結果であるある種の平均エラー率への許
容範囲は、チェック記号とブロック記号との間の比率が
同じである限り、異なるブロック・サイズを使用するこ
とによって達成することができる。コード・ブロックが
長いと性能が幾分良くなるので、従来のコード化の設計
は通常長いブロックを使用していた。本明細書内で使用
する「短いブロック」という用語は、一定のランダム・
エラー率が、単一のエラーを修正する能力だけで許容す
ることができる程度に十分短いブロック・サイズを意味
する。従来のコード化を実行するには、洗練されたプロ
セッサ内で行われる複雑な反復解読手順を使用しなけれ
ばならなかったが、単一エラー修正コードは、比較的簡
単なデジタル・ロジックを使用することにより直接解読
することができる。それ故、短いコード化ブロックを使
用すれば、少ない遅れで簡単な回路を使用して、高速伝
送エラーを修正することができる。

望ましい実施例の場合、、高速コードは、各コード化
ブロック内の一つの記号だけを修正することができる単
一エラー修正リードソロモンコードである。それ故、コ
ード化された信号を受信した場合、簡単な記号幅のフィ
ードバック・シフト・レジスターまたは全解読動作を含
んでいる索引テーブルを使用する簡単なデコーダを作る
ことができる。これについては後で詳細に説明する。二
つのチェック記号を含む15の記号からなる長さのコード
化ブロックは、速度13/15（RS（15,13）とも表記する）
単一エラー修正リード・ソロモンコード化ブロックを形
成する。このブロックは、1/5程度の記号エラー率を取
り扱うことができ、また計算は最も簡単である。

基本的なRS（15,13）コードは、（コヒーレントまた
はコヒーレントでない復調の）ウオルシュ二重直交信号
法だけに対して使用される。（コヒーレントまたはコヒ
ーレントでない復調の）ウオルシュ二重直交信号法の場
合には、リード・ソロモンコード化ブロックの他にデー
タの二進法素子の修正を行う必要がある。直交変調の場
合に必要な記号S/N比の場合には、波形の二進法の部分
内のエラーは、直交信号法のエラーと比較すると、数段
低いので、無視することができる。データの送信パケッ
トが、ランダム二進法ビット・エラーにより失われる場
合があるが、このようなことは、平均して、（RS（15,1
3）を使用している記号15からなる長さのブロック内で
の単一直交エラーより多い）非常に多くの直交信号法エ
ラーによるパケットの紛失より、その頻度は遥かに少な
い。

しかし、直交信号法エラーを起こしたことが二進法神
信号法に与える影響は、無視することはできない。何故
なら、二進法部分の変調を行う処理チャネルを選択する
のに、直交復調が使用されるからである。例えば、コヒ
ーレントな二重直交の場合には、直交波形決定の際に一
つのエラーが起こると、対応する二進法のビットにエラ
ーが起こる確率は50％である。一方、コヒーレントでな
い二重直交信号法の場合には、直交信号法エラーが起こ
ると、DPSK決定を行う際に複雑な振幅を使用する二つの
DPSKビットのエラーを起こす確率は50％である。都合の
いいことに、信号法エラーと二進法エラーとの間には高
い相関関係があるので、削除解読法は魅力があり、削除
解読法はランダム・エラー修正と比較すると、より少な
いチェック・ビットしか必要としない。

特別なケースとして、一つの記号当たり５ビットを使
用しているウオルシュ二重直交信号法に対する望ましい
コード化は、13の５ビットからなる情報記号と一緒に15
0の記号ブロックを使用している。二つの５ビットから
なるチェック記号は、任意の４ビットの直交復調エラー
が起こったとき、修正を行う。Ｒ−Ｓ FECの位置が確
認され、４ビットの直交信号法エラーが修正された後、
おそらくエラーを起こしていると思われる一組のDPSKビ
ットの位置を知ることができる。５ビットからなるチェ
ック記号のそれぞれのための二進法（第五）ビットは、
それぞれ復調された二進法ビットの偶数および奇数の組
用のパリティ・チェックを含んでいる。このことは、隣
接している二進法DPSKビットが、異なるパリティ・ビッ
トによってチェックされることを意味するが、この異な
るパリティ・ビットは、どのエラーがペアで現れやすい
かについてDPSK対するパリティ・チェックを有益なもの
にしている。ランダムな二進法エラーは無視することが
できるので、単一のエラーは二進法データ・グループ
（偶数および奇数）内でおこる恐れがあり、直交信号法
エラーが起こったとき、疑わしい二進法ビットの位置を
知ることができる。それ故、二進法データを修正するに
は、一組のパリティ・ビットで十分である。

図８について説明すると、データ・モジュレータ66
は、入力データを対応するウオルシュ関数記号波形に変
換し、適当な位相変化が記号の間に任意に追加される。
データ・モジュレータ66は、記憶している対の波形を選
択することによって、またはデジタル波形生成装置内の
対応するロジックを選択することによって、入力データ
を対応するウオルシュ関数記号波形に変換する。二重直
交または差動二重直交変調の場合には、位相反転の制御
は、記号の情報内容を増加させ、それによりデータ伝送
速度を増大するために、二進法ウオルシュ関数出力を補
足するか、または補足しないで行われる。その後、排他
的OR論理ゲート72は、結果として得られた波形を、直接
シーケンス疑似ノイズ生成装置70が生成したPN−DSSS波
形69と結合させる。論理ゲート72の出力は、送信信号76
を供給するRFモジュレータ74を駆動し、送信信号76は、
RFアンプ78によって増幅され、データのパケットとして
アンテナ80から放送される。

モジュール70,72および74によって行われる変調の順
序は重要ではないし、それ故逆の順序で行うこともでき
る。同様に、RFモジュレータ74は、各段にわけて行うこ
とができる。例えば、最初に中間周波数変調、その後で
ろ過に関連する最終送信周波数での変調を行うことがで
きる。

データ・モジュレータ66は、ウォルシュ関数の選択の
他に任意の位相変調を内蔵することができる。S/N比が
十分に高い場合には、コヒーレントなＭ次PSK,またはDP
SK,DQPSKのような記号間のコヒーレントでない差動位相
シフト、または差動Ｍ次PSKを、データ伝送速度を高め
るために使用することができる。適当なエラー修正コー
ド化を上記の変調方式と一緒に使用することができる。

図９に示す本発明の一実施例の場合には、受信機84は
高速シンクロナイザ82を含んでいる。高速シンクロナイ
ザ82の出力は、ウオルシュ関数の結合、PN相関器86およ
びPN基準生成装置83のタイミングを制御する。図12、図
13、図14は、図９および図10のウオルシュ関数／疑似相
関器86のようなウオルシュ関数／直接シーケンス・相関
器の種々の実施例を示す。高速同期のいくつかの方式
は、当業者にとっては周知であり、本発明に従っていろ
いろの形で使用することができる。実施例の一つは、整
合フィルタである。他の実施例は、獲得補助相関器であ
る。高速シンクロナイザ82は、検出域値レベルを持って
いる検出回路を含んでいなければならない。域値レベル
は固定にすることもできるし、受信信号レベルの関数と
して決定することもできる。

相関器86は、最大確度決定またはその近似を行う復調
器88を駆動する。相関器86は、複数Ｍ個の出力を持ち、
この出力の数Ｍは復調されるＭ次信号85の位数Ｍに等し
い。最大値を持っているＭ個の出力の特定の出力は、送
信される波形にマッチしている基準波形にもっとよく対
応している。従って、相関器86のＭ個の出力は、復調器
88を駆動し、復調器88はすべての相関器86の出力の中か
ら大きさが最も大きい出力を選ぶ。

直交変調の他に使用されるすべての位相シフト・デー
タ変調は、復調器88内のすべての可能な波形に対して相
関関係をチェックすることにより理想的に復調すること
ができる。別々の方法としては、（コヒーレントまたは
コヒーレントでない、また記号内または記号間の）位相
シフト・キーイングを、性能の無視できる程度の損失の
結果生じる選択された直交値に対して、復調器88を作動
させることによって、別々に復調することができる。

例示としての実施例の場合には、Ｍ次の直交信号法と
結合したDPSKの場合には、各記号のペア内のＭ次の直交
波形が最初に復調される。連続している記号上の最大出
力を含んでいる相関器の出力は、DPSK復調に使用され
る。他の例示としての実施例の場合には、Ｍ次の直交信
号法と結合しているコヒーレントなPSKに対して、各記
号内のＭ次の直交波形が最初に復調される。その後、連
続している記号上の最大出力を含んでいる相関器の出力
は、PSK復調器内の位相基準と比較される。

復調器88内においては、復調が行われた後、送信機内
でエラー修正コード化が使用されていた場合には、復調
されたそれぞれの記号が、エラーがあるかないかをチェ
ックするために解読される。その後、解読された記号89
は、データ・インタフェース92内で鎖状に接続され、二
進法のデータ・ストリームが形成され、コンピュータに
よって受信される。

遅延ロック・タイミング制御ループが含まれていない
ことに注目してほしい。何故なら、パケットが高速同期
を必要とするほど十分に短いと思われるからである。し
かし、にもかかわらずパケットがタイミング・ドリフト
仕様に対して長すぎる場合、または可変長パケットが望
ましい場合には、遅延ロック・ループまたはAFCループ
を内部に設置することができる。

図10に、相関器同期を使用し、任意の遅延ロック時間
追跡制御ループ90を内蔵している、本発明による受信機
の一実施例を示す。任意のウオルシュ波形を、パケット
の最初に送信する同期信号として使用することができ
る。例示としての実施例として、最も低い位数の波形W₀
を使用する。この場合、相関器86は、タイミング情報を
タイミング制御モジュール87からの入力として使用し
て、PNコード・タイミングを探して直列相関器サーチを
行う。アナログ信号であってもデジタル信号であっても
いい、出力信号W₀は、相関器86の実行技術に従って、コ
ンパレータ93によって検出される。コンパレータ93の出
力信号は、同期検出装置95によって受信される。その
後、同期検出装置95は、それ以上の信号のサーチを止
め、復調プロセスが行えるようになる。

例示としての実施例の場合には、コンパレータ93への
第二の入力94は、他のチャネル96の一つまたはそれ以上
の出力のそれぞれの大きさの合計を行う域値推定モジュ
ール98によって決定される。これらのチャネル96は、送
信される同期信号に対して直交相関関係のチェックを行
っているので、チャネル96は、受信機内におけるノイズ
および干渉の強さの測定値を提供する。ノイズおよび干
渉がない場合には、チャネル96の中の一つだけが能動状
態になっている。しかし、ある程度のノイズおよび干渉
は不可避であるので、チャネル96のそれぞれはある程度
能動状態にある。多くのこれらチャネル96を結合するこ
とによって、受信信号のノイズおよび干渉の強さをコヒ
ーレントでない状態で平均することができ、それにより
ほとんど一定の偽のアラーム速度を維持するように設定
されている検出域値が与えられる。この場合、偽のアラ
ームはノイズまたは干渉が真の相関信号として誤って解
釈されたものである。検出域値レベルを確立するために
直交チャネル内で同時相関関係チェックを行うという方
法は、多重出力サンプルにまたがる期間の間一台の相関
器のレベルを平均する方法より優れている。何故なら、
この方法は遷移応答問題を抱えているからである。

図10の復調器88は、図９の復調器と同じものである。
図10には、長いパケットの間同期を維持するために使用
される、任意の時間追跡機能90がはっきりと図示されて
いて、一方、図９には時間追跡機能が明示されているこ
とに注目してほしい。時間追跡モジュール90の実行方法
は周知であり、早期／後期相関関係チェックおよび時間
ディザを含み、時間ドリフト源がクロックのオフセット
またはドップラである場合には、AFCを含んでいる。

図11に、本発明と一緒に使用することができるデータ
・パケット構造100の一例を示す。データ・パケット構
造100は、ヘッダー部分101、データ部分102およびトレ
イラ部分103を含んでいる。ヘッダー部分101は、プリア
ンブル104、ソース・アドレス106、行き先アドレス108
およびパケット長110を含んでいる。プリアンブルは同
期信号を含み、オプションとして、受信機が検出イベン
トが発生したことを確認するために使用することができ
る信号を含んでいる。プリアンブル104の長さは、使用
する同期のタイプによって決まる。またプリアンブル10
4の後ろには、エラー修正のタイプまたは制御情報自身
に対するエラーチェックのような他の制御情報をつける
こともできる。パケット本体はデータ102を含んでい
る。トレイラ103は、最終エラー検出のための周期的冗
長度チェックコード112を含んでいる。トレイラは、ま
た前のパケットの受信が成功したか失敗したかに関する
確認情報を含むこともできる。この確認は「ピッギーバ
ックド」確認と呼ばれる。

図12、13および14は、結合ウオルシュ関数およびPN相
関器・ブロック86および図９および10に示すデータ復調
器88の詳細を示す。これらの実施例は一つの記号に対し
て３ビットを供給するために８次のウオルシュ変調を使
用しているが、これは説明上の便宜のためだけである。
しかし、同じ回路を、二進法直交信号法を含めて、一つ
の記号当たり任意の数のビットを使用する直交信号法に
適用することができることを理解してほしい。

疑似ノイズ（PN）は、図12に示すように、少なくとも
一台のミキサ115および少なくとも一台の帯域フィルタ1
16によって、直接中間周波数上で除去することができ
る。ウオルシュ関数コード化が、拡張スペクトル帯域幅
全体を占めていない場合には（すなわち、ウオルシュ関
数クロック・サイクル当たり一つ以上のPNチップが存在
する場合には）、帯域フィルタ116は、ウオルシュ関数
帯域幅にろ過することができ、その結果部分的な相関関
係のチェックが行われる。この場合は、表面音波（SA
W）フィルタとして実行することができる帯域フィルタ1
16は、ウオルシュ関数変調の帯域幅内に入るように、入
力波形をろ過する矩形波インパルス応答を行う。その
後、このろ過された信号117は、それぞれのミキサ118、
低域フィルタ120およびA/Dコンバータ122により、Ｉお
よびＱチャネル内で分割され、サンプルされ、それによ
り信号117の複雑な形が形成されるが、Ｉチャネルは真
の成分を表し、Ｑチャネルは信号117の虚の成分を表
す。A/Dコンバータ122の出力は、ウオルシュ関数復調器
124によって受信され、この復調器は信号と基準ウオル
シュ関数との相関関係をチェックする。相関器124の出
力は、結合回路126内で包絡線変調され、この結合回路1
26は８次変調に対する８組の複合（ＩおよびＱ）チャネ
ルの各組に対して包連出力を行う。八組の包連出力は、
８次コンバータ130内で比較され、どの複合相関器124が
最も強い包絡出力を行ったのかを示す最大振幅インデク
スが得られる。最大振幅インデクスは、相関器124内で
行われた直線相関関係チェックプロセスによる決定に従
って、送信された可能性の最も高いデータ記号を示す。
データ・デコーダ132は、最大振幅インデクスおよび八
組の包絡出力を受信し、選択されたウオルシュ関数相関
器包絡出力の二進法ストリームに対して直接解読を行う
か、二重直交信号法が同様に使用されている場合には、
任意のリード・ソロモンまたはハイブリッド・リード・
ソロモンおよび二進法コード・エラー解読を行う。

図13は、アナログ／デジタル変換後、およびウオルシ
ュ関数照合を行う直前にPN除去を行う例示としての実施
例を示す。A/D変換（図示してない）の前にアナログ乗
算を使用してベースバンドでPNの除去を行うこともでき
る。復調器は図12の復調器130,132と同じものであって
もいいし、または任意にDPSKを記号の間に追加すること
もできる。この形の信号法は、DPSKを使用するので、コ
ヒーレントでない二重直交信号法と呼ばれる。

DPSK復調を行うには、最大相関器出力を決定する８次
振幅比較モジュール150の出力152が、選択装置146内で
使用され、八の複合振幅145からその出力に多重化さ
れ、振幅147を復号化する最大信号の復号振幅147DPSK復
調（Ｍ−aryDPSK復調においてＭ＝８の場合）に使用さ
れる。

DPSKの決定は、最大振幅の相関器の出力の内積を取り
出し、その結果の符号を決定した後で、記号遅延154を
使用して、複合乗算装置158内の二つの連続している記
号の選択出力を使用して行われる。それとは別々、記号
の内の一番大きいインデックスが、記号遅延モジュール
156内に、ウオルシュ関数法の正しい数値としてセーブ
される。データ・デコーダ160は、記号遅延モジュール1
56からウオルシュ復調の結果を、複合乗算装置158からD
PSK復調の結果を受信する。これらの結果は、各記号に
対して４ビットの出力（16字のアルファベット）を得る
ために、一つのビットからなるDPSKの答を３ビットから
なるウオルシュ相関器の答を鎖状に接続することによっ
て、データ・デコーダ内で結合される。そうしたい場合
には、データ・デコーダ160は、エラー修正アルゴリズ
ムを適用する。その後、データ・デコーダ160は、結果
として得られたそれぞれの記号を、コンピュータ（図示
してない）によって処理するために、等価の二進法デー
タ・シケンスに変換する。データ・デコーダ160は、図
８のモジュール62、64、および66が行った演算を反転す
る。記号遅延装置156は、送信されたDPSK変調と整合す
る特定の記号に従って使用される任意の装置であること
に注意してほしい。記号遅延モジュール156は正しい場
所に設置され、DSPKの結果は、データ・デコーダ160内
において、対のDPSK記号の先の記号の間に送信されたウ
オルシュ関数記号と整合する。

図14は、コヒーレントな位相基準信号164と一緒に使
用するための単一チャネル復調器を示す。IF信号166
は、帯域幅フィルタ168によってろ過される。ろ過され
たIF信号には、キャリア回復ループ（図示してない）か
らのコヒーレントな位相基準信号164が掛けられる。そ
の結果得られる信号は、低域フィルタ170によってろ過
され、その後アナログ−デジタル・コンバータ172によ
ってデジタル信号に変換される。その結果得られたデジ
タル信号は、PN基準コード174を使用してPN相関器176に
よりデスプレッドされ、デスプレッドされた信号は、ウ
オルシュ相関器178内でウオルシュ関数復調される。PN
除去およびウオルシュ関数復調のための上記の技術の任
意なものを適用することができ、その適用の順序も任意
である。PNスプレディイング・コードが、ウオルシュ変
調より高速な変調である場合には、ディスプレッドした
PNはPN相関器176内でウオルシュ帯域幅に狭めることが
できる。位相基準信号164を使用するので、この相関器
内には単一のチャネル（チャネルＩ）だけで十分であ
る。符号除去モジュール180は、ウオルシュ関数相関器1
78からのデジタル信号の符号ビットを除去し、８次比較
モジュール182が、相関器178のどの出力が最も大きいか
を判断する。位相基準信号164がコヒーレントな状態を
保っているので、任意のPSK変調をコヒーレントな二重
直交信号法を供給するために使用することができる。復
調する場合には、符号レジスター184内で最大の数値の
符号ビットを選択する必要がある。データ・デコーダ18
6は、任意にエラー検出および修正を行い、８次比較モ
ジュール182からの信号の記号グループをコンピュータ
（図示してない）で処理するために二進法データ・スト
リームに分解する。

＜ウオルシュ関数信号法＞ 図15A−図15Hに第一のウオルシュ関数を示す。図15A
は一番低位のウオルシュ関数であり、図15B−図15Hに他
のウオルシュ関数を昇順に示す。最も低位のウオルシュ
関数はW₀で示す。通信環境の場合には、ウオルシュ関数
は時間の関数であるので、ウオルシュ関数はまたＷ（n,
t）またはWAL（n,t）で表すことができる。この場合、
ｎは特定のウオルシュ関数の位数であり、ｔは時間を表
す。

ウオルシュ関数は、相互に掛け合わせた場合、それぞ
れが異なる位数の他方のウオルシュ波形と相互に直交し
ているデジタル波形である。すなわち、異なる位数の任
意の二つのウオルシュ関数の積の整数は零に等しい。各
ウオルシュ関数の位数は、その関数が示す二進法遷移の
数に等しい。例えば、WAL（O,t）は二進法遷移を持って
いないが、一方、WAL（2,t）は二つの二進法遷移を持っ
ている。等価的にいって、ウオルシュ関数波形は波形の
持続時間内の一つまたはそれ以上の二進法の状態を持っ
ていると見なすことができるが、この場合、一つの二進
法の状態はウオルシュ・チップと呼ばれる最低の持続時
間より長くない持続時間であってもいい。

メッセージの各記号に対しては、これらのデジタル波
形の一つを、メッセージによってすでに変調されている
キャリアを位相変調するために使用することができる他
のデジタル波形を生成するために、直接シーケンス拡張
スペクトル・コードを使用して、排他的OR論理ゲートに
より論理的に結合することができる。

図16は四つの確率曲線を示す。DPSKと表示されている
曲線Ａは、デシベル（db）単位の正規化したS/N比の関
数として、DPSK拡張スペクトル信号法を使用してのデー
タの1024ビットのパケットを正しく復調する確率を示
す。（一つの記号に対するビットで表した）データ伝送
速度が8b/s,4b/sおよび2b/sで表示されているその他の
三つの曲線は、一つの記号当たりのビット数が、それぞ
れ８、４および２であるＭ次直交信号法を使用するデー
タの1024ビットのパケットが、正しく復調される確率を
示す。Ｍ次直交信号法は、コード化の一つの形式である
ことを強調しておかなければならない。DPSK変調がコー
ド化と結合した場合には、同様に必要とするより低次の
S/N比の方へ移行する。

図17は、同じ曲線拡大したものである。４次の直交
（２ビット／符号）の使用は実質的にDPSKと同じであ
り、より高次の信号アルファベット（4b/sまたは8b/s）
は有意に性能を改善することに注目してほしい。コード
化していないリンクの場合には、上記の曲線は、一定の
帯域幅の場合には、Ｍ次（Ｍ＞２）の直交信号法をPN−
DSSS拡張スペクトルと結合することによって、受信機で
許容することができるS/I比は、PN−DSSS拡張スペクト
ルと二進法（Ｍ＝２）信号法、またはDSPKのいずれかと
結合することによって許容できる、S/I比より大きいこ
とを意味する。逆に、例えば、４ビット／記号および80
MHzのPN−DSSS帯域幅を使用する送信は、受信機におい
て約130MhzのDPSKおよび直接シーケンスを使用する送信
の場合と同じ干渉を許容することができる。

周期的コード・シフト・キーイング（CCSK）と呼ばれ
ている、PN−DSSSコードのローテーションを使用する
と、ウオルシュ関数を使用する場合のいくつかの利点を
持っている一組の直行信号が得られる。その利点の一つ
は、PN−DSSSコードの帯域幅上に信号帯域幅をそれ以上
拡張しないでも、直行信号法に必要な帯域幅を、直接シ
ーケンス帯域幅と等しくすることができることである。
DDSKを使用すると、パルス位置変調（PPM）された相関
器の出力波形を生じる。しかし、多重通路環境の場合に
は、CCSKのPPMに類似している行動は問題を引き起こす
恐れがある。何故なら、信号の重要な特徴、すなわち、
復調に使用される遅延判別式が、多重通路として誤って
解釈される恐れがあるからである。それ故、CCSKは多重
通路環境内でウオルシュ関数として使用するのは望まし
くない。

直交信号法による帯域幅の拡張が、直接シーケンス拡
張より遥かに小さい場合には、一組の直交信号を使用す
ることができる。この場合、便利な選択法は拡張コード
を除去した後で、高速フーリエ変換（FFT）を使用して
復調される一組のトーン（すなわち、Ｍ次のFSK）を選
ぶ方法である。しかし、直交信号法による拡張がDSSS変
調による拡張に接近する場合には、実際の送信帯域幅は
直接シーケンスおよび直交変調によって変化する。何故
なら、この一組の変調は根本的に異なる変調方式である
ために、どんな方法を使用してもそれらを同期させて重
畳することができないからである。

CCSKおよびウオルシュ関数の両方とも、直交信号法に
必要な帯域幅を、PN−DSSSの帯域幅上の信号の帯域幅を
それ以上拡張しなくても、直接シーケンス帯域幅に等し
くすることができるという特性を持っているけれども、
CCSKを多重通路環境内で有効に使用することはできな
い。それ故、帯域幅を制限し、多重通路環境内での性能
を向上させるには、CCSKよりウオルシュ関数のほうが望
ましい。

＜ウオルシュ関数相関関係チェックプロセッサ＞ この問題を論じる場合、受信信号は、PN−DSSSおよび
ウオルシュ関数の両方により変調されているものと仮定
する。また、受信機内においては、受信信号を変調する
ためのPN−DSSSコードは、受信信号に正しく整合してい
て、この場合、同期は、例えば、整合しているフィルタ
または時間スライド直列相関器を使用して行われている
ものと仮定する。さらに、スプレッド信号を形成するた
めに、受信信号と局部基準信号が掛け合わされ、その
後、最も高い位数のウオルシュ関数の処理を容易にする
ために、デスプレッド信号は低域フィルタによってろ過
されるものと仮定する。（例えば、最も高次のウオルシ
ュ関数はDSSSチップ速度以下の周波数を含むだけの帯域
幅を持つことができる。）デスプレッド動作は、ウオル
シュ関数変調だけを残して、PN−DSSSコードを除去する
効果がある。

以下に同相ベースバンド処理について考察する。実際
の実行の場合には、キャリアの位相、および直角位相チ
ャネル並びに以下に説明する同相処理は、各チャネル内
で行われ、それに続いてデータの決定が行われる前に対
応する振幅の包絡線結合が行われる。

ウオルシュ関数相関関係チェックプロセッサ（例え
ば、モジュール86、124、144、178）内で必要な相関関
係チェックを行う一つの方法としては、完全に並列の高
速ウオルシュ変換を実行する方法がある。この方法は、
ウオルシュ関数が大きくなったときだけ魅力的になる。
高速ウオルシュ変換を実行するのに望ましい方法は、図
23に示す連続した段を持っている木構造の形に相互に接
続している、図22に示す複数の基本セル使用して、ウオ
ルシュ関数の係数を計算することによって、数学的構造
を開発することである。連続している各段のクロックの
速度は、前段と比較すると半減し、連続している各段の
セルの数は二倍になっていて、それにより各段での計算
速度は同じに保たれている。そのほとんどが計算速度に
依存している各段で消費される電力は、それ故、ほとん
ど一定である。さらに、計算素子の数は、完全並列高速
ウオルシュ変換に必要な数より遥かに少ない。

並列高速ウオルシュ変換は、Ｍ次の出力当たりＭ（lo
gM）個の計算素子を必要とする。比較のために、図23に
示す木構造は、Ｍ次の出力当たり２（Ｍ−１）の計算素
子を使用している。それ故、Ｍの数値が大きくなればな
るほど、図23の木構造はウオルシュ変換を計算するため
の並列アーキテククチャ（図示してない）より優れたも
のになる。何故なら、Ｍ次の出力当たりの計算素子の数
は木構造の場合より有意に少ないからである。両方の構
造とも記号当たり同数の計算を行う。この木構造によ
り、それを集積回路の形に実行した場合、その数だけハ
ードウエアの動作速度に対してハードウエアの規模を少
なくすることができるという利点を得ることができる。

図22について説明すると、基本セル250は、速度f
_inで、入力部252において入力サンプルを受け入れ、f_in
/2の速度で、出力部254および256において並列に二つの
出力サンプルを生成する。それ故、直列の入力サンプル
のペアは並列の出力サンプルのペアを形成する。ペアの
出力中の一方の出力サンプルは、直列入力サンプルの現
在のペアの和であり、ペアの出力の中の他方のアンプは
これら二つの入力サンプルの間の差である。

図23に、第一の八つのウオルシュ関数W₀−W₈を解読す
ための基本セル250の木構造252を示す。算術的な和およ
び差を適用するけれども、木構造を通る各通路は、入力
シーケンスに（二進法）矩形波機構の特定の組み合わせ
を掛け合わせ、その結果を合計するプロセスを表してい
る。実際、各通路の特定の矩形波機能は、その積はウオ
ルシュ関数を生成することで知られているラデマチャ関
数の積である。

また、木構造は当然のことであるが電力を一定に保
つ。何故なら、連続している各段は前の段と比較する
と、二倍の素子を含んでいるが、前の段と比較すると、
半分のクロック速度で動作するからである。さらに、集
積回路上の設計のレイアウトが簡単になる。何故なら、
論理出力信号分配がより高いと、それに比例した低い速
度で動作が行われるからである。それ故、集積回路の場
合には望ましいことであるが、より遅い回路がより長い
信号ルートによって接続されることになる。

ウオルシュ関数照合プロセッサは、フィールド・プロ
グラマブル・ゲート・アレーを使用して実行することが
できる。しかし、詳細な実行技術は関係しない。フィー
ルド・プログラマブル・ゲート・アレーの実行は、木構
造を使用することによって容易になる。何故なら、上記
の実行の論理出力ルートが高いと、長さも長くなるの
で、動作をもっとゆっくりさせることができる。別の方
法としては、上記のプロセッサを、デジタル信号処理マ
イクロプロセッサにより実行されるソフトウエア内で完
全に実行することができる。帯域幅が高い場合には、プ
ロセッサ電荷移送装置（CTD）を使用して効率的に実行
することができる。

＜電荷移送装置の実行＞ 電荷移送装置（CTD）は、電荷結合装置（CCD），音響
電荷移送装置（ACT）およびバケツリレー素子（BBD）を
含んでいる。これら技術のそれぞれは、信号を電子の電
荷で表し、電子電荷を処理することによって信号を処理
する。CTD技術は、同期と復調の両方を行うことができ
る。CTDはその入力部で離散時間アナログ・サンプルを
受け取り、すべての信号処理を行い、その出力部でその
結果得られたデジタル信号データ決定を行う。CTD入力
部は、容量記憶セルであるので、アナログ信号は、CTD
入力がクロックで制御されるときにその特性に従って、
サンプルされる。この動作は、標本および保持回路内の
サンプリング・コンデンサの動作に似ている。

別の方法の場合には、デジタル方法は高価な高速D/A
コンバータを必要とする。比較すると、CTDの入力の直
線性のおかげで、この目的に必要とする処理利得より遥
かに高い処理利得をサポートできる。CCD装置の場合に
はサンプリング速度は50Mspsであるが、ACT装置の場合
には、サンプリング速度は360Mspsである。上記のサン
プリング速度は、過度のストラドル損失を防ぐために、
信号帯域幅に対してファクタ・オブ・ツウ・オーバサン
プリングを含んでいる。二つの装置を並列に作動し、ク
ロックをスタガーすることによって、もっと速いサンプ
リング速度を得ることができる。この信号は二進法デジ
タル基準信号に対してアナログの精度で処理することが
できる。

図18の例示としての実施例内に概略示したように、ウ
オルシュ復調器はCDT190を使用して構成することができ
る。CCD190への電気入力は、入力電極192のところで基
板の表面に装着されている信号電荷注入ワイヤ191に接
続している。クロック電極195上のクロック信号は、一
列に並んでいる電荷蓄積セル193に沿って、サンプルし
た電荷パケットを直列に移送する。その間に、各電荷蓄
積セルがその左の電荷蓄積セル内に前に蓄えた電荷パケ
ットを受け取るクロックの各周期が終了した後で、信号
感知電極194は各セル内に蓄えられている電荷のレベル
を読み取る。

別な方法の場合には、ATC内において、信号サンプル
は同じような方法で取り扱われるが、CDDのクロック電
極は、通過する音波の電位によって置き換えられる。BB
D内においては、信号の電荷のクロックはクロックによ
り制御されているパス・トランジスタ−を通して行われ
るが、信号処理はアナログ的に行われる。

ウオルシュ復調器は、クロック電極195および信号感
知電極194の下の基板内にある電荷蓄積セル193内に設置
されているような、波形サンプルを記憶するためのサン
プル遅延装置を必要とする。ウオルシュ組み合わせ回路
198は、信号感知電極194から送られる信号上でウオルシ
ュ相関関係のチェックを行い、それにより複数の包絡出
力を行う。その後、振幅回路およびＭ次比較回路200
は、ウオルシュ組み合わせ回路198のどの相関器が最大
の振幅を持っている包絡出力を出力したのかを示す最大
振幅インデックス信号201を供給する。最大振幅インデ
ックス信号201は、信号に対してデータ変調を行う検出
／データ解読回路202に送られる。

PN−DSSSコードが、CTDがサポートできるより広い帯
域幅を持っている場合には、受信信号の帯域幅は、同期
サイクルの間に、DSチップ・タイミングが確立された
後、前置相関器内でPN−DSSS変調を除去することによ
り、CTDで処理される前に、減らすことができる。その
後、CTDはウオルシュ相関関係チェック、データ変調お
よびデータ解読を行うことができる。

同期の確立は、復調CTDチャネルを再構成することに
よっても、または別々のCTDチャネルを並列に作動させ
ることによっても、CTD内でも行うことができる。同期
および復調の両方に同じチップ速度を使用したい場合、
そして望ましいチップ速度が（50Mspsの装置に対して）
25MHzより速い場合には、整合フィルタを実行する多重
化構造と一緒に、並列CCDを使用することができる。

別な方法を使用する場合には、固有のサンプリング速
度が速いので、ACT技術を使用することができる。もう
一つの方法としては、同期には通信速度に制限がないの
で、遅いPN−DSSSコード速度で、もっと長い記号を使用
することができ、それにより処理速度をもとの状態に維
持することができる。

丈夫な同期プリアンブルを供給するために、整合フィ
ルタ内のコード・チップの数を、さらに増大することが
できる。その後で、シーケンシャル動作内で正確なタイ
ミングをとることができる。このようにして、例えば、
25MHzの拡張スペクトル・コード速度を、同期のために
使用することができ、一方、前置相関器内で除去するこ
とができる75MHzの拡張スペクトル・コードによって変
調されたデータをコード化するために、25MHzのウオル
シュ・チップ速度を使用することができる。

CTDの重要な利点は、すべての関連サポート回路およ
び記憶セルを同じ装置上に集積することができるという
点である。最近のCCDは、ダイナミックRAMに類似の記憶
装置を使用しているので、CCD技術はDRAM技術のパッキ
ング密度および速度の進歩により直接恩恵を受けてい
る。

例えば、振幅および８次比較回路200および検出およ
びデータ解読回路202（オプションとしてのタイミング
および周波数制御ループ）は、装置の出力部を直接集積
することができるので、それにより出力処理が非常に簡
単になる。

＜デジタル実行＞ チップのアーキテククチャは、図22および23に示す基
本的なセルおよび木構造に基づいている。このアーキテ
ククチャは、集積回路（IC）またはフィールド・プログ
ラマブル・ゲート・アレー（FPGA）の形で、効率的に達
成することができる。何故なら、このアーキテククチャ
はレジスター向きであり、形が木構造になっているから
である。木構造のアーキテククチャの利点は、各段がそ
の前の段と比較して、二倍の回路素子を含んでいても、
その後の段はその前の段の半分の速度で作動できる点で
ある。それにより、チップ上の電力の分配は均等にな
り、最も速度に敏感な回路のルートに関する要件が軽減
する。従って、より高速な入力段は、最適化されたルー
トを使用することができる。同様に、比較的遅い速度で
作動し、最も高い加算器論理出力を持っているために多
くのルート・チャネルを必要とする最後の段を、束縛を
受けることなく設置することができる。

非ガウス通信チャネルを通る通信の場合には、デジタ
ル信号プロセッサは、ガウス通信チャネルを通しての通
信よりも広い入力語を受信しなければならない。ガウス
チャネル内においては、一ワードの入力ワードに対して
ビット数を１まで下げるために望ましい信号正規化を使
用することができ、それによりハードウエアを実質的に
節約することができる。

図19について説明すると、非ガウス干渉を収容し、信
号正規化回路（例えば、自動利得制御）が必要とする精
度を低くするために、図19に示す実施例は、ワード入力
サンプル206（５ビット＋記号ビット）に対して６ビッ
トを使用している。一連のクロック信号デバイダ205
は、段々と遅くなるクロック信号を供給する。入力サン
プル206は、入力レジスター207内にクロック制御下で送
り込まれる。図19に詳細に図示した最初の段の加算／引
算モジュール208は、７のビットの出力211を生成するた
めに、符号拡張を持っている６ビットの２の補数入力20
9上で演算する。

10Mbpsの８次信号法をサポートするために、加算／減
算ブロック208は、26.67MHzのクロック速度で作動しな
ければならない。何故なら、3.333Msps（１秒間に百万
ビット）MP記号速度は、一つの記号当たり３ビットの形
で10Mbpsを達成するために（８次変調に対して）八つの
ウオルシュ・チップ／記号を必要とするからである。

9A図について説明すると、クロック信号Ａはクロック
信号デバイダ205によって二つのファクタに従って分割
されているので、クロック信号Ｂの速度の二倍である。
従って、加算器210Aおよび減算器210Bは、入力サンプル
が加算／減算モジュール208に送られる速度の半分の速
度で、一組の出力を供給するために、並列で動作する。

＜刻時＞ 一組の入力サンプルを、第一の加算／減算モジュール
208の入力レジスター208Aにロードした後で、モジュー
ル210Aおよび210Bが行った加算および減算の結果は、次
の入力サンプルが到着したときに、それぞれラッチアウ
トされる。それ故、加算／減算モジュール208は、同時
に一組のサンプルに対して演算を行うが、結果一つのサ
ンプル時間内に準備できていなければならない。同様
に、第二段の加算／減算ブロック212は、第一段の加算
／減算ブロック208の一組の出力サンプル211について演
算を行う。その結果は次の入力サンプルが到着する前に
次の段にラッチアウトされていなければならない。

第三段の加算／減算モジュール214は、出力レジスタ
ー2160が８次比較218に従って置き換えられるように修
正済みであり、それにより余分のフレーム遅延が除去さ
れ、Ｍ−１レジスター（この例の場合、Ｍ＝８）がいら
なくなる。第三段の加算／減算モジュール214および８
次比較回路218は、入力速度の1/4の速度で動作する。各
段で二重バファーが使用されている場合には、計算速度
は半分になる。何故なら、サンプルの余分の組が処理待
ちをしている間に記憶されるからである。

通常、各段の入出力のラッチ時のクロック信号の到着
の間に幾分のスキュー（遅れ）がある。入力クロックの
最後の到着時間と出力クロックの最初の到着時間との間
の差が正である場合には、それをクロック速度を決定す
る論理の最大遅延通路に加えなければならない。最大保
持時間が可能な最も短い論理遅延通路に適合するように
配慮するならば、速度を増大するために、過度の遅延を
出力クロックに加えることができる。

８次比較回路218は、前段と比較すると、その後のそ
れぞれの段が半分の数と素子を含んでいる、倒置二進法
木構造の形で図示されている。一つの受信機チャネルが
図示されているので、図14に示すように、おそらくコヒ
ーレントなキャリア基準が起こるものと考えられる。そ
れ故、包絡線検出は符号除去機能にすぎない。第一に、
加算／減算モジュール214からの９ビット包絡線信号の
それぞれの振幅は、符号除去モジュール220内で決定さ
れる。その後、各段で一組毎に振幅の比較が行われ、ウ
イニング相関器からの最大バイトの振幅が一つになる。
それぞれの比較の最大バイトの数値は、次の段に沿って
送られ、一方対応する相関器のインデックスは、７−３
デコーダ222によって直交データ復調の結果と見なされ
る。

＜全ＩおよびＱ処理用アーキテククチャ＞ 図20においては、図19に示すパイプライン化アーキテ
ククチャと同じものがＱチャネルにも使用されている。
この場合、ＩおよびＱチャネル用の回路は、全Ｉおよび
Ｑ処理を行うために、８次比較回路に結合されている。
各組の出力上のI230またはQ231チャネルの最大の数値の
出力を組み合わせ、ＩおよびＱブロック232内で、より
数値の小さい出力の半分に加算する方法の周知の近似法
を使用して、どのようにして直角位相チャネル結合が行
われるかを図20に示す。それ故、符号除去モジュール22
0によって行われる符号除去は、各チャネルにとって依
然として必要である。

本発明によれば、図20の回路を、複数の同一またはほ
とんど同一の集積回路ができるように分割することがで
きる。この場合、各集積回路は、Ｍ個の任意の数のＭ次
ウオルシュ復調器を形成するために、類似の集積回路と
結合するの適する階段構造になっている。

図20の回路を、FPGAチップ、または多重カスタムまた
は準カスタム集積回路に分割できるように、この分割を
行うための最も直接的な方法は、各チップ上に一つのウ
オルシュ・相関器を設置する方法である。さらに、Ｉお
よびＱ組み合わせ回路が、同様に８次比較回路を持って
いる第三のチップ上に設置される。この分割方法を行う
場合には、各ウオルシュ・相関器チップは、64の出力ラ
イン（８ビット Ｘ ８チャネル）を含んでいなければ
ならないし、また組み合わせチップは128の入力ライン
を含んでいなければならない。このI/Oの数は過度であ
り、その結果、コストが高くなり、信頼性が低下する。

図21Aおよび21Bについて説明すると、本発明による分
割方法は、各セグメントのＩチャネル244およびＱチャ
ネル246を同じチップ上に保持しながら、回路を図21Aに
示す上部セグメント240に分割し、図21Bに示す下部セグ
メント242に分割するという方法である。上部セグメン
ト240および下部セグメント242は、比較木構造248の最
終的な比較が行われるまでは接続されない。上部セグメ
ント回路240は、一つのチップ上に設置することがで
き、下部セグメント回路242は他のチップ上に設置する
ことができる。二つのチップを接続するには、24のデー
タ・ラインだけで十分である。

図21Aおよび21Bに示す８次回路内においては、第一段
の後では、ＩおよびＱチャネルのそれぞれの７本のライ
ンは、他のチップとのインタフェース用であり、チップ
上には四本の複合相関器（244,246）が設置されてい
る。各チップ上の四台のＩ相関器および四台のＱ相関器
（244、246）は、図20の相関器と同じものであるが、図
20に示す木構造の半分だけと関連している。各チップ上
で四つのＩおよびＱの結果が結合された後で、４次比較
モジュール248内で、一つの最大数値が得られる。（振
幅が８ビットの）この最大数値は、二本の解読ラインを
通って他のチップに送られ、そこで比較木構造の他の半
分からの結果と比較される。この場合、二つの数値の中
最も大きいほうが解読される。

結果は復調された記号を表す３ビットからなるワードで
ある。

この回路は、さらに各部分240、242を類似の方法で二
つのより小さいチップに分割することによって再分割す
ることができる。同様に、チップはより高次のアルファ
ベット、すなわち、Ｍの数値がより高い場合には、階段
式にすることができる。また、一つのチップを、木構造
の個々のセグメントを供給するフロント・エンド源とし
て、使用することによって、もっと対称形の形状にする
こともできる。より高次のアルファベットを処理するた
めに、動作速度をさらに速くするには、チップ間の信号
ラインの数を、速度最適化フロント・エンドの速度との
兼ね合いで調整することができる。対称形のフロント・
エンド源は、上部セグメントに和の出力を行い、下部セ
グメントに異なる出力を送っている第一段の加算／減算
ブロックを、分割することにより得ることができる。信
号入力ラインは、その段が加算器であるかまたは減算器
であるかの判断を行うことができる。

この方法を使用することにより、生産性および信頼性
を増大するために、サイズは小さいままで、各チップ内
の相互接続も簡単な状態に維持しながら、複数のFPGA技
術チップまたは複数のカスタムまたは準カスタムの集積
回路を使用することができる。この方法を使用すること
により、任意の大きさのアルファベットを生成するため
に、ユーザは共通回路の一つのチップを垂直および水平
方向に階段状に配列することができる。

当業者なら、本発明の精神および範囲から逸脱しない
で、その他の修正および実行を行うことができるだろ
う。従って、上記の説明は本発明が制限するためのもの
ではなく、本発明下記の特許請求範囲によってのみ制限
される。

フロントページの続き (56)参考文献 特表 平５−506765（ＪＰ，Ａ) 米国特許4644523（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 14/00 - 14/04 H04B 1/707 H04L 27/18 - 27/30 特許ファイル（ＰＡＴＯＬＩＳ)

Claims (43)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】データを表すディジタル信号を生成する方
   法であって、 （Ａ）一連のディジタル波形シンボルとして該データを
   生成するステップを含み、各ディジタル波形シンボル
   は、（ｉ）2^N個の可能なディジタル波形シンボルから選
   択され、（ii）Ｎビットのデータを表し、各可能なディ
   ジタル波形シンボルは、他のものから一意であり、記号
   の一意性は、一意のボー構造によって決定され、ボー速
   度は、記号変調速度を規定し、該方法は、 （Ｂ）あるチップ速度で直接シーケンス拡散スペクトラ
   ムコード化信号を生成するステップと、 （Ｃ）該直接シーケンス拡散スペクトラムコード化信号
   と該一連のディジタル波形シンボルとを組み合わせて、
   該ディジタル信号を供給するステップとを含み、 該チップ速度は、該記号変調速度に等しい方法。
2. 【請求項２】請求項１に記載の方法において、各ディジ
   タル波形シンボルは、組の中の他のディジタル波形シン
   ボルに関して直交している方法。
3. 【請求項３】請求項１に記載の方法において、一組のデ
   ィジタル波形シンボルは、ウォルシュ関数の組を含む方
   法。
4. 【請求項４】請求項１に記載の方法において、該直接シ
   ーケンス拡散スペクトラムコード化信号は、該波形記号
   に該直接シーケンス拡散スペクトラムコード化信号を掛
   けることにより、一連のディジタル波形シンボルと組み
   合わせられる方法。
5. 【請求項５】請求項１の方法に従って生成されるディジ
   タル信号から導き出される送信信号を送信する信号送信
   器。
6. 【請求項６】請求項１に方法に従って生成されるディジ
   タル信号から導き出される送信信号を受信する信号受信
   器。
7. 【請求項７】遠隔信号受信器にデータを送信する信号送
   信器システムであって、 （Ａ）データを表すディジタル信号を生成するディジタ
   ル信号生成器を含み、該生成器は、 （ａ）一連のディジタル波形シンボルとしてデータを生
   成するように構成され、構築される第一の信号生成器を
   含み、各ディジタル波形シンボルは、（ii）2^N個の可能
   なディジタル波形シンボルから選択され、（iii）Ｎビ
   ットのデータを表し、各可能なディジタル波形シンボル
   は、他のものから一意であり、記号の一意性は、一意の
   ボー構造によって決定され、ボー速度は、記号変調速度
   を規定し、該生成器は、 （ｂ）あるチップ速度で直接シーケンス拡散スペクトラ
   ムコード化信号を生成するように構成され、構築される
   第二の信号生成器と、 （ｃ）該直接シーケンス拡散スペクトラムコード化信号
   と該一連のディジタル波形シンボルとを組み合わせて、
   該ディジタル信号を供給するように構成され、構築され
   る信号結合器とを含み、該システムは、 （Ｂ）該ディジタル信号に従って搬送波信号を変調し
   て、変調信号を供給するように構成され、構築される変
   調器と、 （Ｃ）該変調信号の関数として送信信号を送信するよう
   に構成され、構築される送信器とを含み、 該チップ速度は、該記号変調速度に等しいシステム。
8. 【請求項８】請求項７に記載のシステムにおいて、 各ディジタル波形シンボルは、組の中の他のディジタル
   波形シンボルと直交しているシステム。
9. 【請求項９】請求項７に記載のシステムにおいて、該一
   組の可能なディジタル波形シンボルは、ウォルシュ関数
   波形を含むシステム。
10. 【請求項１０】請求項７に記載のシステムにおいて、直
    接シーケンス拡散スペクトラムコード化信号は、該ディ
    ジタル波形シンボルに該直接シーケンス拡散スペクトラ
    ムコード化信号を掛けることにより、該一連のディジタ
    ル波形シンボルと組み合わせられるシステム。
11. 【請求項１１】請求項７に記載のシステムにおいて、該
    直接シーケンス拡散スペクトラムコード化信号は、擬似
    ノイズ直接シーケンス拡張コード化信号であるシステ
    ム。
12. 【請求項１２】請求項11に記載のシステムにおいて、該
    擬似ノイズ直接シーケンス拡散スペクトラムコード化信
    号は、周期的であり、該擬似ノイズ直接シーケンス拡散
    スペクトラムコード化信号は、各ディジタル波形シンボ
    ルの記号継続時間よりも長いコード周期を有するシステ
    ム。
13. 【請求項１３】請求項７に記載のシステムにおいて、該
    ディジタル波形シンボルは、互いに直交しており、該変
    調器は、該ディジタル信号に従って搬送波を変調して、
    Ｍ＝2^NであるＭに対してＭ次直交関数変調を提供するシ
    ステム。
14. 【請求項１４】請求項13に記載のシステムにおいて、差
    動多相位相シフトキーイングを実質的に近接するディジ
    タル波形シンボルの各ペアに適用して、差動Ｍ−aryPSK
    とＭ−ary直交関数変調との組み合わせによって変調さ
    れた波形を生成するように構成され、構築された信号ア
    プリケータをさらに含むシステム。
15. 【請求項１５】請求項14に記載のシステムにおいて、第
    二の変調器は、差動二相シフトキーイングを適用するシ
    ステム。
16. 【請求項１６】請求項７に記載のシステムにおいて、該
    信号結合器は、該一連のディジタル波形シンボルと該擬
    似ノイズ直接シーケンス拡散スペクトラムコード化信号
    とを同期的に掛け算して、送信器によって送信される該
    変調信号が、該擬似ノイズ直接シーケンス拡散スペクト
    ラムコード化信号の帯域幅よりも広くない帯域幅によっ
    て特徴付けられるのを確実にするシステム。
17. 【請求項１７】遠隔信号送信器から送信されたデータを
    表す信号を受信する信号受信器システムであって、送信
    信号は、（ａ）一連のディジタル波形シンボルを含み、
    各ディジタル波形シンボルは、（ｉ）一組の2^N個の可能
    なディジタル波形シンボルから選択され、（ii）Ｎビッ
    トのデータを表し、各可能な波形記号は、他のものから
    一意であり、記号の一意性は、一意のボー構造によって
    決定され、ボー速度は、記号変調速度を規定し、該送信
    信号は、あるチップ速度で生成された（ｂ）直接シーケ
    ンス拡散スペクトラム（DSSS）コード化信号と組み合わ
    せられ、該記号変調速度は、該チップ速度と等しく、該
    信号受信器システムは、 送信信号を受信して、入力信号を供給するように構成さ
    れた受信器と、 該チップ速度と記号変調速度とによって規定される速度
    の関数としてある速度でタイミング信号を供給するよう
    に構成される信号生成器と、 該タイミング信号と該入力信号とに応答して、該入力信
    号からDSSSコード化された信号を取り除くと共に、該一
    組の可能なディジタル波形シンボルの各可能なディジタ
    ル波形シンボルと該入力信号とを相関させて、複数のデ
    ィスプレッド相関信号を供給するディスプレッダ／相関
    器と、 複数のディスプレッド相関信号を受信して、それらから
    最も可能性の高い送信ディジタル波形シンボルを決定
    し、そして、一連の受信器号を供給するように構成され
    る記号認識器サブシステムと、 各最も可能性の高い送信ディジタル波形シンボルを対応
    するディジタルデータビットシーケンスに変換して、送
    信信号内にデータを表すディジタルデータストリームを
    供給する信号変換機サブシステムとを含むシステム。
18. 【請求項１８】請求項17に記載の信号受信器システムに
    おいて、該DSSSコード化信号は、擬似ノイズ直接シーケ
    ンスコード化を使用してコード化され、該ディスプレッ
    ダ／相関器は、該入力信号から擬似ノイズ直接シーケン
    ス符号化を取り除くように構成される信号受信器システ
    ム。
19. 【請求項１９】請求項17に記載の信号受信システムにお
    いて、該信号生成器は、該タイミング信号にステップを
    合わせて、該タイミング信号と該入力信号とを同期させ
    るように構成される信号受信システム。
20. 【請求項２０】請求項19に記載の信号受信システムにお
    いて、該信号生成器は、マッチトフィルタシンクロナイ
    ザを含む信号受信システム。
21. 【請求項２１】請求項19に記載の信号受信システムにお
    いて、信号生成器は、入力としてタイミング情報を受信
    するように構成される直列相関器ベースのシンクロナイ
    ザを含む信号受信システム。
22. 【請求項２２】請求項17に記載の信号受信システムにお
    いて、各ディジタル波形シンボルは、組の中の他のディ
    ジタル波形シンボルと直交する信号受信システム。
23. 【請求項２３】請求項17に記載の信号受信システムにお
    いて、該一組の可能なディジタル波形シンボルは、ウォ
    ルシュ関数波形を含む信号受信システム。
24. 【請求項２４】請求項17に記載の信号受信システムにお
    いて、該DSSSコード化信号は、該ディジタル波形シンボ
    ルに該DSSSコード化信号を掛けることによって、該一連
    のディジタル波形シンボルと組み合わせられる信号受信
    システム。
25. 【請求項２５】請求項17に記載の信号受信システムにお
    いて、該ディスプレッダ／相関器は、DSSSコード化信号
    をディスプレッドして、ディスプレッド信号を供給する
    ように構成される直接シーケンスディスプレッダと、 該ディスプレッド信号を濾波して、該一組のディジタル
    波形シンボルの帯域幅と実質的に等しい帯域幅を有する
    濾波信号を供給するように構成される帯域フィルタと、 街路は信号を同相信号と直角位相信号とに分離するよう
    に構成される信号分離器と、 該同相信号と該直角位相信号をそれぞれディジタル同相
    信号とディジタル直角位相信号とに変換するように構成
    される信号変換機サブシステムと、 該ディジタル信号と該ディジタル波形シンボルとを相関
    させて、相関同相信号と相関直角位相信号とを供給する
    ように構成される相関器と、 該相関同相信号と該相関直角位相信号とを復調して、複
    数の包絡線信号を供給するように構成される複長期とを
    含む信号受信システム。
26. 【請求項２６】請求項17に記載の信号受信システムにお
    いて、該記号認識器サブシステムは、 該複数の包絡線信号の各信号を比較して、送信された可
    能性が最も高いディジタル波形シンボルを示す最大振幅
    包絡線信号を決定すると共に、該最大振幅法絡線信号を
    示す最大振幅インデックス信号を供給するように構成さ
    れる信号比較器を含む信号受信システム。
27. 【請求項２７】請求項17に記載の信号受信システムにお
    いて、該信号変換機サブシステムは、該最大振幅法絡線
    信号を復号して、二進法データストリームを供給するデ
    ータ複合機手段を含む信号受信システム。
28. 【請求項２８】請求項17に記載の信号受信システムにお
    いて、該送信信号は、擬似ノイズ直接シーケンスコード
    化によってコード化され、該ディスプレッダ／相関器
    は、該入力信号から該擬似ノイズ直接シーケンス符号化
    を取り除くように構成されるサブシステムを含む信号受
    信システム。
29. 【請求項２９】請求項17に記載の信号受信システムにお
    いて、該信号生成器は、該入力信号と該入力信号とを同
    期させるように構成される同期サブシステムを含む信号
    受信システム。
30. 【請求項３０】請求項29に記載の信号受信サブシステム
    において、該同期システムは、マッチトフィルタシンク
    ロナイザを含む信号受信サブシステム。
31. 【請求項３１】請求項29に記載の信号受信サブシステム
    において、該同期サブシステムは、入力を有し、入力と
    して同期情報を受信する直列相関器ベースのシンクロナ
    イザを含む信号受信サブシステム。
32. 【請求項３２】請求項17に記載の信号受信システムにお
    いて、送信信号は、二進法DPSKコード化を含み、該ディ
    スプレッダ／相関器は、該一連の受信された記号を二進
    法DPSK復調するDPSK復調器を含む信号受信システム。
33. 【請求項３３】請求項17に記載の信号受信システムにお
    いて、該送信信号は、エラー修正コード化を含み、該信
    号受信システムは、エラー修正復号器サブシステムを含
    む信号受信システム
34. 【請求項３４】請求項33に記載の信号受信システムにお
    いて、該エラー修正復号サブシステムは、リード・ソロ
    モン・エラー修正復号器である信号受信システム。
35. 【請求項３５】少なくとも、２つのデータ装置間で変調
    された信号として、通信されたデータを受信する装置で
    あって、該変調された信号は直接シーケンス拡散スペク
    トラム符号化で符号化されたタイプのものであり、候補
    である相互に直交したディジタル波形シンボルのセット
    から選択されたディジタル波形シンボルを含み該データ
    がグループ化され、そして各々Ｎビットのグループのシ
    ーケンスとして変換されているデータ受信装置におい
    て、 変調された信号を受信して入力信号を提供する信号受信
    器、 タイミング信号を提供するタイミング信号発生器、 該タイミング信号と入力信号とに応答して、該入力信号
    から直接シーケンス拡散スペクトラム符号化を除去し、
    そして該到来信号と該候補ディジタル波形シンボルのセ
    ットの候補ディジタル波形シンボル各々との相関をとっ
    て複数のディスプレッドされた相関信号を提供するデス
    プレッダ／相関器、 複数のディスプレッド相関信号を受信して、その中から
    最も可能性の高い伝送ディジタル波形シンボルを決定し
    て受信シンボルのシーケンスを提供する最も可能性の高
    いシンボル決定サブシステム、及び 該最も可能性の高い伝送ディジタル波形シンボルをディ
    ジタルをディジタルデータビットシーケンスへ変換して
    ディジタルデータストリームを提供する信号交換器、と
    からなり、 該デスプレッダ／相関器は最大複素振幅信号を提供して
    おり、 該最大複素振幅信号に応答して、受信シンボルのシーケ
    ンスのＭ−ary DPSK復調をする復調器となるデータ受
    信装置。
36. 【請求項３６】請求項35に記載に装置において、エラー
    訂正符号化のためのエラー符号化器を含むデータ受信装
    置。
37. 【請求項３７】請求項35に記載の装置において、変調さ
    れた信号が同相成分と1/4位相成分を含むデータ受信装
    置。
38. 【請求項３８】請求項35に記載の装置において、変調さ
    れた信号は複素数であるデータ受信装置。
39. 【請求項３９】２つのデータ装置間で変調された信号を
    送信する装置において、 Ｍ−ary DPSK変調を用いて該変調された信号を発生す
    る信号発生器を含み、該変調された信号は、 （ａ）直接シーケンス符号化が対応する相補的ディスプ
    レッド手法を用いて除去されるような直接シーケンス拡
    散スペクトラム符号化、及び （ｂ）候補である相互に直交するディジタル波形のシン
    ボルのセットから選択された各成分内のディジタル波形
    シンボルであって、該データがグループ化され各成分に
    おいて各々Ｎビットのグループのシーケンスとして搬送
    されるようにされているディジタル波形シンボルとを含
    み、 送信される該変調信号は、受信側の復調器において、 （ｉ）成分が分離され、ディスプレッドされ、そして該
    候補のディジタル波形シンボルのセットの各候補のディ
    ジタル波形シンボルと相関がとられ、 （ii）該受信シンボルのシーケンスのシンボル各々に関
    する最も可能性の高いシンボルが、最大複素振幅信号を
    発生して決定され、該受信シンボルの各々に関し最も可
    能性の高いシンボルと関連づけられ、そして （iii）該最大複素振幅信号に応答して、該受信信号シ
    ンボルのシーケンスが、Ｍ−ary DPSK復調することに
    より発生され、 る要に生成される装置。
40. 【請求項４０】請求項39に記載の送信装置において、各
    成分は、それが所定のWalsh関数波形と成分との相関を
    とるWalsh関数復調器を用いて相関がとられ、相関のと
    られた同相信号と1/4信号を提供するよう各成分が形成
    され、そして複数のエンベロープ信号を提供するよう復
    調され、該最大振幅エンベロープ信号は最も可能性の高
    い送信されてきたWalsh関数波形を示している送信装
    置。
41. 【請求項４１】請求項39に記載の送信装置において、変
    調された信号は同相成分と1/4成分とを含む送信装置。
42. 【請求項４２】請求項39に記載の送信装置において、変
    調された信号は複素信号である送信装置。
43. 【請求項４３】少なくとも２つのデータ収容装置間でデ
    ータを通信する装置において、 該データ収容装置からデータを取得する手段、 ディジタル波形シンボルのシーケンスとして該データを
    表わす手段、 シーケンスコードを発生する手段、 該シーケンスコードをシンボルと乗算し、送信信号を提
    供する手段、該送信信号を変調して変調された信号を提
    供する変調手段、 該変調された信号を送信手段、及び 順次に隣接するシンボル波形の対の各々に差分多相シフ
    トキーイングを適用する手段を含み、差分Ｍ−ary位相
    シフトキーイングとＭ−ary直交関数変調とにより信号
    の結合された変調を生成している通信装置。