JP2000101547A - スペクトル拡散通信波の受信装置 - Google Patents
スペクトル拡散通信波の受信装置Info
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- JP2000101547A JP2000101547A JP26417398A JP26417398A JP2000101547A JP 2000101547 A JP2000101547 A JP 2000101547A JP 26417398 A JP26417398 A JP 26417398A JP 26417398 A JP26417398 A JP 26417398A JP 2000101547 A JP2000101547 A JP 2000101547A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】符号多重により生じる相互相関を相関抑圧フィ
ルタを用いて低減して高品質な高速伝送を実現可能とす
るスペクトル拡散通信波の受信装置を提供する。 【解決手段】時間シフト多重されたスペクトル拡散信号
を受信するスペクトル拡散通信波の受信のために、マッ
チドフィルタから出力される逆拡散信号を相関抑圧フィ
ルタに通して、相互相関を低減したのちに検波および復
号を行うことにより、符号多重により生じる相互相関が
低減され高品質な高速伝送が実現される。
ルタを用いて低減して高品質な高速伝送を実現可能とす
るスペクトル拡散通信波の受信装置を提供する。 【解決手段】時間シフト多重されたスペクトル拡散信号
を受信するスペクトル拡散通信波の受信のために、マッ
チドフィルタから出力される逆拡散信号を相関抑圧フィ
ルタに通して、相互相関を低減したのちに検波および復
号を行うことにより、符号多重により生じる相互相関が
低減され高品質な高速伝送が実現される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、同一の拡散符号で
拡散された複数のスペクトル拡散信号を拡散符号の位相
が互いに異なるように時間的にずらして多重化し伝送す
るスペクトル拡散通信波の受信装置に関するものであ
る。
拡散された複数のスペクトル拡散信号を拡散符号の位相
が互いに異なるように時間的にずらして多重化し伝送す
るスペクトル拡散通信波の受信装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】現在、２．４ＧＨｚ帯スペクトル拡散通
信による無線ＬＡＮが実用化されているが、その伝送速
度は２Ｍbps 以下のものが大部分である。しかし、端末
のＣＰＵ性能の向上もあり、今後は画像やグラフィック
等のイメージ情報を含むアプリケーションの使用も増加
していくものと予想され、伝送速度のさらなる高速化が
求められている。国内においては、電波法により２．４
ＧＨｚ帯スペクトル拡散通信の占有帯域幅は２６ＭＨｚ
以下、また拡散率は１０以上と定められている。このた
め、符号多重を行わない場合の伝送速度は、原理的に４
値変調を用いた場合で５．２Ｍbps 以下，１６値変調を
用いた場合で１０．４Ｍbps 以下となる。これらの伝送
速度の上限は理想フィルタで帯域制限した場合での値で
あり、実際の伝送速度は、帯域制限に用いるフィルタの
性能，ベースバンド部のリニアリティ等により制限さ
れ、現状では４値変調を用いた場合で約２Ｍbps 、１６
値変調を用いた場合で約４Ｍbps が上限である。
信による無線ＬＡＮが実用化されているが、その伝送速
度は２Ｍbps 以下のものが大部分である。しかし、端末
のＣＰＵ性能の向上もあり、今後は画像やグラフィック
等のイメージ情報を含むアプリケーションの使用も増加
していくものと予想され、伝送速度のさらなる高速化が
求められている。国内においては、電波法により２．４
ＧＨｚ帯スペクトル拡散通信の占有帯域幅は２６ＭＨｚ
以下、また拡散率は１０以上と定められている。このた
め、符号多重を行わない場合の伝送速度は、原理的に４
値変調を用いた場合で５．２Ｍbps 以下，１６値変調を
用いた場合で１０．４Ｍbps 以下となる。これらの伝送
速度の上限は理想フィルタで帯域制限した場合での値で
あり、実際の伝送速度は、帯域制限に用いるフィルタの
性能，ベースバンド部のリニアリティ等により制限さ
れ、現状では４値変調を用いた場合で約２Ｍbps 、１６
値変調を用いた場合で約４Ｍbps が上限である。
【０００３】変調の多数値を増大すると伝送速度も増大
するが、フェージングに対する性能が劣化するため、フ
ェージング環境下においては変調の多値数を１６からさ
らに増大することは現実的ではない。従って、伝送速度
を４Ｍbps 以上に高速化するためには符号多重を行う必
要がある。符号多重にはいくつかの方式があるが、その
一つに同一の拡散符号で拡散された複数の拡散信号を拡
散符号の位相が互いに異なるように時間的にずらして多
重化する方式（以下では、時間シフト多重方式と称す
る）がある。この方式によると、４値変調を用いた場合
においても、符号多重数が５の場合で１０Ｍbps 程度、
符号多重数が１０の場合には２０Ｍbps 程度の高速伝送
を実現することができる。
するが、フェージングに対する性能が劣化するため、フ
ェージング環境下においては変調の多値数を１６からさ
らに増大することは現実的ではない。従って、伝送速度
を４Ｍbps 以上に高速化するためには符号多重を行う必
要がある。符号多重にはいくつかの方式があるが、その
一つに同一の拡散符号で拡散された複数の拡散信号を拡
散符号の位相が互いに異なるように時間的にずらして多
重化する方式（以下では、時間シフト多重方式と称す
る）がある。この方式によると、４値変調を用いた場合
においても、符号多重数が５の場合で１０Ｍbps 程度、
符号多重数が１０の場合には２０Ｍbps 程度の高速伝送
を実現することができる。
【０００４】図８は、符号多重数が１１の場合の時間シ
フト多重方式の伝送信号の構成を示す概念図である。図
８において、Ａは符号長１１の拡散符号を表すベクトル
であり、Ｄk （ｋ＝…−１０，−９，…０，１，２，…
２５）はｋ番目の送信シンボルによる情報変調信号表
す。伝送信号は無線周波数帯の信号であるが、以下では
等価低域系の信号を用いて説明する。等価低域系におい
ては、Ｄk はｋ番目の送信シンボルによる変調信号を表
す複素数となる。簡単のため情報変調をＢＰＳＫ（Bina
ry Phase-Shift Keying ）とすると、Ｄk はｋ番目の送
信データと等しくなる。この場合には、送信データＤk
が＋１のシンボルの拡散信号はＡであり、Ｄk が−１の
シンボルの拡散信号はバーＡとなる。ただし、バーＡは
拡散符号Ａの各成分の符号を反転したものである。拡散
符号としてバーカー符号を用いる場合には、Ａ＝〔１−
１１１−１１１１−１−１−１〕である。このとき、バ
ーＡ＝〔−１１−１−１１−１−１−１１１１〕とな
る。
フト多重方式の伝送信号の構成を示す概念図である。図
８において、Ａは符号長１１の拡散符号を表すベクトル
であり、Ｄk （ｋ＝…−１０，−９，…０，１，２，…
２５）はｋ番目の送信シンボルによる情報変調信号表
す。伝送信号は無線周波数帯の信号であるが、以下では
等価低域系の信号を用いて説明する。等価低域系におい
ては、Ｄk はｋ番目の送信シンボルによる変調信号を表
す複素数となる。簡単のため情報変調をＢＰＳＫ（Bina
ry Phase-Shift Keying ）とすると、Ｄk はｋ番目の送
信データと等しくなる。この場合には、送信データＤk
が＋１のシンボルの拡散信号はＡであり、Ｄk が−１の
シンボルの拡散信号はバーＡとなる。ただし、バーＡは
拡散符号Ａの各成分の符号を反転したものである。拡散
符号としてバーカー符号を用いる場合には、Ａ＝〔１−
１１１−１１１１−１−１−１〕である。このとき、バ
ーＡ＝〔−１１−１−１１−１−１−１１１１〕とな
る。
【０００５】拡散信号１〜１１はすべて拡散符号Ａで拡
散された拡散信号であり、かつその拡散符号の位相は互
いに異なっている。時間シフト多重方式の伝送信号は、
これらの１１個の拡散信号をすべて加算した信号であ
る。なお、図８における伝送データはＤ1 ，Ｄ2 ，…で
あり、Ｄ0 〜Ｄ-10 は伝送データに依らない初期値であ
る。
散された拡散信号であり、かつその拡散符号の位相は互
いに異なっている。時間シフト多重方式の伝送信号は、
これらの１１個の拡散信号をすべて加算した信号であ
る。なお、図８における伝送データはＤ1 ，Ｄ2 ，…で
あり、Ｄ0 〜Ｄ-10 は伝送データに依らない初期値であ
る。
【０００６】従来のスペクトル拡散通信波の受信機を用
いて時間シフト多重方式のスペクトル拡散信号の復調を
行う場合の復調動作について図９を用いて説明する。図
９は従来のスペクトル拡散通信波の受信機のブロック構
成図である。受信アンテナ１で受信された時間シフト多
重されたスペクトル拡散信号５０は、ダウンコンバータ
２において送信周波数とほぼ等しい周波数でダウンコン
バートされ、ベースバンドＩ（In-Phase）信号５１，ベ
ースバンドＱ（Quadrature）信号５２（以下、Ｉ信号と
Ｑ信号をまとめてＩＱ信号という）に周波数変換され
る。ベースバンドＩＱ信号５１，５２はＡＤ変換回路３
においてＡＤ変換され、ディジタルＩＱ信号５３，５４
となる。ディジタルＩＱ信号５３，５４はマッチドフィ
ルタ４において逆拡散され、マッチドフィルタ４からは
逆拡散ＩＱ信号５５，５６が出力される。逆拡散ＩＱ信
号５５，５６には１シンボル長の期間に符号多重数と同
じ個数の相関ピークが現れる。検波回路５において各々
の相関ピークの検波を行って検波信号のＩ成分５７とＱ
成分５８をとり出し、復号回路６において検波された各
相関ピークの復号を行って復調データのＩ成分５９とＱ
成分６０とをとり出し、これらからパラレル／シリアル
変換器７により受信データ６１を得る。
いて時間シフト多重方式のスペクトル拡散信号の復調を
行う場合の復調動作について図９を用いて説明する。図
９は従来のスペクトル拡散通信波の受信機のブロック構
成図である。受信アンテナ１で受信された時間シフト多
重されたスペクトル拡散信号５０は、ダウンコンバータ
２において送信周波数とほぼ等しい周波数でダウンコン
バートされ、ベースバンドＩ（In-Phase）信号５１，ベ
ースバンドＱ（Quadrature）信号５２（以下、Ｉ信号と
Ｑ信号をまとめてＩＱ信号という）に周波数変換され
る。ベースバンドＩＱ信号５１，５２はＡＤ変換回路３
においてＡＤ変換され、ディジタルＩＱ信号５３，５４
となる。ディジタルＩＱ信号５３，５４はマッチドフィ
ルタ４において逆拡散され、マッチドフィルタ４からは
逆拡散ＩＱ信号５５，５６が出力される。逆拡散ＩＱ信
号５５，５６には１シンボル長の期間に符号多重数と同
じ個数の相関ピークが現れる。検波回路５において各々
の相関ピークの検波を行って検波信号のＩ成分５７とＱ
成分５８をとり出し、復号回路６において検波された各
相関ピークの復号を行って復調データのＩ成分５９とＱ
成分６０とをとり出し、これらからパラレル／シリアル
変換器７により受信データ６１を得る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】時間シフト多重方式に
おいては、通常、偶相関サイドローブと奇相関サイドロ
ーブの両方が十分に小さな拡散符号が用いられる。これ
は、拡散符号の自己相関サイドローブが０でない場合に
は、相関ピークに他の相関ピークのサイドローブが重畳
され、相互相関により通信品質が劣化するためである。
時間シフト多重方式における相互相関による通信品質の
劣化について、図８を用いて説明する。図８に図示した
信号は時間シフト多重方式の伝送信号であるが、ここで
は受信機において伝送信号をベースバンド帯域に周波数
変換した信号、すなわちディジタルＩＱ信号を表すもの
とする。このとき、Ｄk はｋ番目の送信シンボルに対す
る複素変調信号と伝送路特性を表す複素包絡線の積であ
る。以下では簡単のため情報変調はＢＰＳＫとし、また
伝送路特性が１である場合について考える。この場合に
は、Ｄk はｋ番目の送信データと等しくなる。以下にお
いては、図８における拡散信号（１１）の最初のシンボ
ル、すなわちＤ11の相関ピークにおける相互相関につい
て調べる。
おいては、通常、偶相関サイドローブと奇相関サイドロ
ーブの両方が十分に小さな拡散符号が用いられる。これ
は、拡散符号の自己相関サイドローブが０でない場合に
は、相関ピークに他の相関ピークのサイドローブが重畳
され、相互相関により通信品質が劣化するためである。
時間シフト多重方式における相互相関による通信品質の
劣化について、図８を用いて説明する。図８に図示した
信号は時間シフト多重方式の伝送信号であるが、ここで
は受信機において伝送信号をベースバンド帯域に周波数
変換した信号、すなわちディジタルＩＱ信号を表すもの
とする。このとき、Ｄk はｋ番目の送信シンボルに対す
る複素変調信号と伝送路特性を表す複素包絡線の積であ
る。以下では簡単のため情報変調はＢＰＳＫとし、また
伝送路特性が１である場合について考える。この場合に
は、Ｄk はｋ番目の送信データと等しくなる。以下にお
いては、図８における拡散信号（１１）の最初のシンボ
ル、すなわちＤ11の相関ピークにおける相互相関につい
て調べる。
【０００８】受信機のマッチドフィルタにおいて、ディ
ジタルＩＱ信号と拡散符号との１シンボル期間での内積
が計算され出力されるが、Ｄ11のシンボルの相関ピーク
は、時刻ｔA から時刻ｔB までの１シンボル期間のディ
ジタルＩＱ信号と拡散符号との内積である。時刻ｔA か
ら時刻ｔB までの１シンボル期間の拡散信号ｉ（ｉ＝
１，２，…１１）をＳi と表記するものとすると、Ｄ11
のシンボルの相関ピークPeak11は次式（１）で表現され
る。
ジタルＩＱ信号と拡散符号との１シンボル期間での内積
が計算され出力されるが、Ｄ11のシンボルの相関ピーク
は、時刻ｔA から時刻ｔB までの１シンボル期間のディ
ジタルＩＱ信号と拡散符号との内積である。時刻ｔA か
ら時刻ｔB までの１シンボル期間の拡散信号ｉ（ｉ＝
１，２，…１１）をＳi と表記するものとすると、Ｄ11
のシンボルの相関ピークPeak11は次式（１）で表現され
る。
【数１】 ただし、上式において・印はベクトル間の内積を表すも
のとする。
のとする。
【０００９】（１）式の右辺の１１個の項のうち拡散信
号（１１）に関する項は、Ｓ11＝Ｄ 11・Ａであるから、
Ｓ11・Ａ＝Ｄ11・Ａ・Ａ＝１１・Ｄ11となる。この項は
Ｄ11に応じて＋１１または−１１の値をとる。（１）式
の右辺の残りの項により、Ｄ11のシンボルに対する相互
相関が発生する。拡散信号（１）に関する項Ｓ1 ・Ａ
は、図８よりＤ1 とＤ12の両方で決まることが分かる。
特にバーカー符号を用いる場合には、Ｓ1 ＝〔−Ｄ12Ｄ
12Ｄ12−Ｄ12Ｄ12Ｄ12Ｄ12−Ｄ12−Ｄ12−Ｄ12Ｄ1 〕で
あるから、Ｓ1 ・Ａ＝−Ｄ1 となる。この場合には、Ｓ
1 ・ＡはＤ1 だけで決定されＤ12には依らない。拡散信
号（２）に関する項Ｓ2 ・Ａは、図８よりＤ2 とＤ13の
両方で決まることが分かる。特にバーカー符号を用いる
場合には、Ｓ2 ＝〔Ｄ13Ｄ13−Ｄ13Ｄ13Ｄ13Ｄ13−Ｄ13
−Ｄ13Ｄ2 −Ｄ2 〕であるから、Ｓ2 ・Ａ＝−Ｄ13とな
る。この場合には、Ｓ2 ・ＡはＤ13だけで決定されＤ2
には依らない。
号（１１）に関する項は、Ｓ11＝Ｄ 11・Ａであるから、
Ｓ11・Ａ＝Ｄ11・Ａ・Ａ＝１１・Ｄ11となる。この項は
Ｄ11に応じて＋１１または−１１の値をとる。（１）式
の右辺の残りの項により、Ｄ11のシンボルに対する相互
相関が発生する。拡散信号（１）に関する項Ｓ1 ・Ａ
は、図８よりＤ1 とＤ12の両方で決まることが分かる。
特にバーカー符号を用いる場合には、Ｓ1 ＝〔−Ｄ12Ｄ
12Ｄ12−Ｄ12Ｄ12Ｄ12Ｄ12−Ｄ12−Ｄ12−Ｄ12Ｄ1 〕で
あるから、Ｓ1 ・Ａ＝−Ｄ1 となる。この場合には、Ｓ
1 ・ＡはＤ1 だけで決定されＤ12には依らない。拡散信
号（２）に関する項Ｓ2 ・Ａは、図８よりＤ2 とＤ13の
両方で決まることが分かる。特にバーカー符号を用いる
場合には、Ｓ2 ＝〔Ｄ13Ｄ13−Ｄ13Ｄ13Ｄ13Ｄ13−Ｄ13
−Ｄ13Ｄ2 −Ｄ2 〕であるから、Ｓ2 ・Ａ＝−Ｄ13とな
る。この場合には、Ｓ2 ・ＡはＤ13だけで決定されＤ2
には依らない。
【００１０】拡散信号（３）〜（１０）に関する項につ
いても同様であり、結局、次式（２）が得られる。
いても同様であり、結局、次式（２）が得られる。
【数２】 ここで、ｆi （Ｄ11+i）はＤi に起因する相互相関を表
す。特に、バーカー符号を用いる場合には、Peak11は次
式（３）で与えられる。
す。特に、バーカー符号を用いる場合には、Peak11は次
式（３）で与えられる。
【数３】
【００１１】以上においては、Ｄ11のシンボルの相関ピ
ークにおける相互相関に着目したが、同様の議論は任意
のＤN （Ｎ≧１１）に対して成り立つことから、次式
（４），（５）が得られる。
ークにおける相互相関に着目したが、同様の議論は任意
のＤN （Ｎ≧１１）に対して成り立つことから、次式
（４），（５）が得られる。
【数４】
【００１２】（４）式において第２項以降の項がすべて
０であるような拡散符号、すなわち偶相関サイドローブ
および奇相関サイドローブがすべて０であるような拡散
符号があれば、相互相関による劣化を受けることなく時
間シフト多重を行うことができる。ところが、実際には
このような符号は知られておらず、実用的には、偶相関
サイドローブと奇相関サイドローブの両方が０ではない
が小さな値をとるバーカー符号が用いられている。バー
カー符号の偶相関および奇相関サイドローブの振幅はす
べて１であるので、バーカー符号は２値符号の中では最
も時間シフト多重に適した符号といえる。ところが、こ
の時間シフト多重に最適なバーカー符号を用いる場合に
おいても、多重数を拡散率と同程度にまで大きくする
と、相互相関による劣化が非常に大きくなってしまう。
０であるような拡散符号、すなわち偶相関サイドローブ
および奇相関サイドローブがすべて０であるような拡散
符号があれば、相互相関による劣化を受けることなく時
間シフト多重を行うことができる。ところが、実際には
このような符号は知られておらず、実用的には、偶相関
サイドローブと奇相関サイドローブの両方が０ではない
が小さな値をとるバーカー符号が用いられている。バー
カー符号の偶相関および奇相関サイドローブの振幅はす
べて１であるので、バーカー符号は２値符号の中では最
も時間シフト多重に適した符号といえる。ところが、こ
の時間シフト多重に最適なバーカー符号を用いる場合に
おいても、多重数を拡散率と同程度にまで大きくする
と、相互相関による劣化が非常に大きくなってしまう。
【００１３】符号長１１のバーカー符号を用いる場合の
最大多重数は１１であるが、このときの相関ピーク振幅
は伝送データに応じて１以上２１以下となる。バーカー
符号を用いて時間シフト１１多重を行ったときの信号点
間距離の劣化の様子を図１０に示す。ただし、図１０で
は情報変調としてＱＰＳＫ〔Quadratur Phase-ShiftKey
ing〕変調を用いる場合について示してある。図１０
（ａ）に多重を行わない場合の信号点配置を、図１０
（ｂ）に１１多重したときの信号点の位置を示してい
る。図１０（ｂ）において黒丸で示した４つの信号点は
無歪みの信号点であり、それ以外の白丸で示した信号点
はすべて相互相関の影響を受けた信号点である。相互相
関によりＩ軸およびＱ軸を越える信号点は存在しない
が、最悪の信号点では多重を行わない場合と比較して信
号点距離が１／１１に劣化している。これは、Ｓ／Ｎに
換算すると２０．８ｄＢの劣化に相当する。また、１１
多重することにより、１信号当たりの信号電力は１／１
１となるが、これはＳ／Ｎに換算すると１０．４ｄＢの
劣化に相当する。
最大多重数は１１であるが、このときの相関ピーク振幅
は伝送データに応じて１以上２１以下となる。バーカー
符号を用いて時間シフト１１多重を行ったときの信号点
間距離の劣化の様子を図１０に示す。ただし、図１０で
は情報変調としてＱＰＳＫ〔Quadratur Phase-ShiftKey
ing〕変調を用いる場合について示してある。図１０
（ａ）に多重を行わない場合の信号点配置を、図１０
（ｂ）に１１多重したときの信号点の位置を示してい
る。図１０（ｂ）において黒丸で示した４つの信号点は
無歪みの信号点であり、それ以外の白丸で示した信号点
はすべて相互相関の影響を受けた信号点である。相互相
関によりＩ軸およびＱ軸を越える信号点は存在しない
が、最悪の信号点では多重を行わない場合と比較して信
号点距離が１／１１に劣化している。これは、Ｓ／Ｎに
換算すると２０．８ｄＢの劣化に相当する。また、１１
多重することにより、１信号当たりの信号電力は１／１
１となるが、これはＳ／Ｎに換算すると１０．４ｄＢの
劣化に相当する。
【００１４】すなわち、図９に示した構成のスペクトル
拡散通信波の受信機を用いて符号長１１のバーカー符号
を時間シフト１１多重したスペクトル拡散信号の復調を
行う場合には、最悪の信号点における誤り率特性が多重
を行わない場合と比較してＳ／Ｎ換算で３１．２ｄＢだ
け劣化してしまう。このように、時間シフト多重された
スペクトル拡散信号を伝送するシステムにおいて、図９
に示した従来のスペクトル拡散通信波の受信機で復調を
行う場合には、符号多重を行うと誤り率特性が大きく劣
化するため、符号多重数を大きくできないという問題点
があった。
拡散通信波の受信機を用いて符号長１１のバーカー符号
を時間シフト１１多重したスペクトル拡散信号の復調を
行う場合には、最悪の信号点における誤り率特性が多重
を行わない場合と比較してＳ／Ｎ換算で３１．２ｄＢだ
け劣化してしまう。このように、時間シフト多重された
スペクトル拡散信号を伝送するシステムにおいて、図９
に示した従来のスペクトル拡散通信波の受信機で復調を
行う場合には、符号多重を行うと誤り率特性が大きく劣
化するため、符号多重数を大きくできないという問題点
があった。
【００１５】本発明は、上記事情に鑑みて、符号多重に
より生じる相互相関を相関抑圧フィルタを用いて低減し
て高品質な高速伝送を実現可能とするスペクトル拡散通
信波の受信装置を提供することを目的とする。
より生じる相互相関を相関抑圧フィルタを用いて低減し
て高品質な高速伝送を実現可能とするスペクトル拡散通
信波の受信装置を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明のスペクトル拡散通信波の受信装置は、伝送
信号を受信する受信アンテナと、前記受信アンテナで受
信した受信信号を送信周波数とほぼ等しい周波数でダウ
ンコンバートしてベースバンドＩＱ信号に周波数変換す
るダウンコンバート手段と、前記ベースバンドＩＱ信号
をＡＤ変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段から
出力されるディジタルＩＱ信号の逆拡散信号を得るため
のマッチドフィルタ手段と、前記マッチドフィルタ手段
から出力される逆拡散信号における相互相関を抑圧する
ための相関抑圧フィルタ手段と、前記相関抑圧フィルタ
手段から出力される相互相関抑圧逆拡散信号を検波する
ための検波手段と、前記検波手段から出力される検波信
号を復号するための復号手段を備えた構成を有してい
る。また、本発明のスペクトル拡散通信波の受信装置
は、伝送信号を受信する受信アンテナと、前記受信アン
テナで受信した受信信号を送信周波数とほぼ等しい周波
数でダウンコンバートしてベースバンドＩＱ信号に周波
数変換するダウンコンバート手段と、前記ベースバンド
ＩＱ信号をＡＤ変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換
手段から出力されるディジタルＩＱ信号の逆拡散信号を
得るためのマッチドフィルタ手段と、前記マッチドフィ
ルタ手段から出力される逆拡散信号を検波するための検
波手段と、前記検波手段からの検波出力における相互相
関を抑圧するための相関抑圧フィルタ手段と、前記相関
抑圧フィルタ手段から出力される相互相関抑圧検波信号
を復号するための復号手段とを備えた構成を有してい
る。
め、本発明のスペクトル拡散通信波の受信装置は、伝送
信号を受信する受信アンテナと、前記受信アンテナで受
信した受信信号を送信周波数とほぼ等しい周波数でダウ
ンコンバートしてベースバンドＩＱ信号に周波数変換す
るダウンコンバート手段と、前記ベースバンドＩＱ信号
をＡＤ変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段から
出力されるディジタルＩＱ信号の逆拡散信号を得るため
のマッチドフィルタ手段と、前記マッチドフィルタ手段
から出力される逆拡散信号における相互相関を抑圧する
ための相関抑圧フィルタ手段と、前記相関抑圧フィルタ
手段から出力される相互相関抑圧逆拡散信号を検波する
ための検波手段と、前記検波手段から出力される検波信
号を復号するための復号手段を備えた構成を有してい
る。また、本発明のスペクトル拡散通信波の受信装置
は、伝送信号を受信する受信アンテナと、前記受信アン
テナで受信した受信信号を送信周波数とほぼ等しい周波
数でダウンコンバートしてベースバンドＩＱ信号に周波
数変換するダウンコンバート手段と、前記ベースバンド
ＩＱ信号をＡＤ変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換
手段から出力されるディジタルＩＱ信号の逆拡散信号を
得るためのマッチドフィルタ手段と、前記マッチドフィ
ルタ手段から出力される逆拡散信号を検波するための検
波手段と、前記検波手段からの検波出力における相互相
関を抑圧するための相関抑圧フィルタ手段と、前記相関
抑圧フィルタ手段から出力される相互相関抑圧検波信号
を復号するための復号手段とを備えた構成を有してい
る。
【００１７】
【発明の実施の形態】本発明による時間シフト多重され
たスペクトル拡散信号を受信するスペクトル拡散通信波
の受信装置は、マッチドフィルタから出力される逆拡散
信号を相関抑圧フィルタに通して、相互相関を低減した
のちに検波および復号を行うことにより、符号多重によ
り生じる相互相関が低減され高品質な高速伝送が実現さ
れる。
たスペクトル拡散信号を受信するスペクトル拡散通信波
の受信装置は、マッチドフィルタから出力される逆拡散
信号を相関抑圧フィルタに通して、相互相関を低減した
のちに検波および復号を行うことにより、符号多重によ
り生じる相互相関が低減され高品質な高速伝送が実現さ
れる。
【００１８】
【実施例】以下、本発明の実施例について説明する。図
１は、本発明の一実施例におけるスペクトル拡散通信波
の受信装置のブロック構成図である。図１において、受
信アンテナ１で受信された時間シフト多重されたスペク
トル拡散信号５０はダウンコンバータ２において送信周
波数とほぼ等しい周波数でダウンコンバートされ、ベー
スバンドＩＱ信号５１，５２に周波数変換される。ベー
スバンドＩＱ信号５１，５２はＡＤ変換回路３において
ＡＤ変換され、ディジタルＩＱ信号５３，５４となる。
ディジタルＩＱ信号５３，５４はマッチドフィルタ４に
おいて逆拡散され、マッチドフィルタ４からは逆拡散信
号５５，５６が出力される。逆拡散信号５５，５６には
１シンボル長の期間に符号多重数と同じ個数の相互相関
を含んだ相関ピークが現れる。逆拡散信号５５，５６
は、相関抑圧フィルタ８を通すことによりその相互相関
が低減される。相関抑圧フィルタ８から出力される相互
相関抑圧逆拡散信号６２，６３は検波回路５に印加さ
れ、各々の相関ピークの検波が行われる。検波回路５か
ら出力される検波信号５７，５８は復号回路６において
復号され、復調データＩ成分５９，復調データＱ成分６
０が出力され、パラレル／シリアル変換回路７により受
信データ６１となる。
１は、本発明の一実施例におけるスペクトル拡散通信波
の受信装置のブロック構成図である。図１において、受
信アンテナ１で受信された時間シフト多重されたスペク
トル拡散信号５０はダウンコンバータ２において送信周
波数とほぼ等しい周波数でダウンコンバートされ、ベー
スバンドＩＱ信号５１，５２に周波数変換される。ベー
スバンドＩＱ信号５１，５２はＡＤ変換回路３において
ＡＤ変換され、ディジタルＩＱ信号５３，５４となる。
ディジタルＩＱ信号５３，５４はマッチドフィルタ４に
おいて逆拡散され、マッチドフィルタ４からは逆拡散信
号５５，５６が出力される。逆拡散信号５５，５６には
１シンボル長の期間に符号多重数と同じ個数の相互相関
を含んだ相関ピークが現れる。逆拡散信号５５，５６
は、相関抑圧フィルタ８を通すことによりその相互相関
が低減される。相関抑圧フィルタ８から出力される相互
相関抑圧逆拡散信号６２，６３は検波回路５に印加さ
れ、各々の相関ピークの検波が行われる。検波回路５か
ら出力される検波信号５７，５８は復号回路６において
復号され、復調データＩ成分５９，復調データＱ成分６
０が出力され、パラレル／シリアル変換回路７により受
信データ６１となる。
【００１９】図１において、検波回路５としては同期検
波のようなリニアな検波を用いることもできるが、遅延
検波のようなリニアでない検波を用いることもできる。
検波回路５としてリニアな検波を用いる場合には、図２
に示したように相関抑圧フィルタ８を検波回路５の出力
側に挿入することもできる。図２に示した別の実施例に
おいては、マッチドフィルタ４から出力される逆拡散Ｉ
Ｑ信号５５，５６は検波回路５に印加されて相関ピーク
の検波が行われる。検波回路５から出力される検波信号
のＩ成分５７とＱ成分５８には相互相関が含まれるが、
相関抑圧フィルタ８を通すことによりその相互相関は低
減される。相関抑圧フィルタ８から出力される相互相関
抑圧検波信号のＩ成分６４とＱ成分６５は復調回路６に
おいて復号され、復調データのＩ成分５９とＱ成分６０
とが出力され、パラレル／シリアル変換回路７により受
信データ６１となる。
波のようなリニアな検波を用いることもできるが、遅延
検波のようなリニアでない検波を用いることもできる。
検波回路５としてリニアな検波を用いる場合には、図２
に示したように相関抑圧フィルタ８を検波回路５の出力
側に挿入することもできる。図２に示した別の実施例に
おいては、マッチドフィルタ４から出力される逆拡散Ｉ
Ｑ信号５５，５６は検波回路５に印加されて相関ピーク
の検波が行われる。検波回路５から出力される検波信号
のＩ成分５７とＱ成分５８には相互相関が含まれるが、
相関抑圧フィルタ８を通すことによりその相互相関は低
減される。相関抑圧フィルタ８から出力される相互相関
抑圧検波信号のＩ成分６４とＱ成分６５は復調回路６に
おいて復号され、復調データのＩ成分５９とＱ成分６０
とが出力され、パラレル／シリアル変換回路７により受
信データ６１となる。
【００２０】以下では、相関抑圧フィルタ８による相互
相関の抑圧について、さらに詳細に説明する。（４）式
において、Ｄ11+iに起因する相互相関ｆ1 （Ｄ11+i）は
Ｄ11+iに比例することから、次式（６）が得られる。
相関の抑圧について、さらに詳細に説明する。（４）式
において、Ｄ11+iに起因する相互相関ｆ1 （Ｄ11+i）は
Ｄ11+iに比例することから、次式（６）が得られる。
【数５】 （６）式より、相関ピークPeakk は、送信データＤk を
タップ数が２１のＦＩＲフィルタに通したときの出力信
号と等価であることが分かる。すわなち、Peak k は、送
信データＤk をｉチップ後のタップ係数がｃi であるＦ
ＩＲフィルタに通したときの出力に等しい。ただし、ｃ
0 ＝１１とする。
タップ数が２１のＦＩＲフィルタに通したときの出力信
号と等価であることが分かる。すわなち、Peak k は、送
信データＤk をｉチップ後のタップ係数がｃi であるＦ
ＩＲフィルタに通したときの出力に等しい。ただし、ｃ
0 ＝１１とする。
【００２１】符号多重による相互相関は上述のＦＩＲフ
ィルタによる符号間干渉と等しいので、逆拡散信号を上
述のＦＩＲフィルタの逆フィルタに通すことにより相互
相関を抑圧することができる。拡散符号としてバーカー
符号を用いる場合のＦＩＲフィルタのタップ係数は
（５）式より求まる。すなわち、
ィルタによる符号間干渉と等しいので、逆拡散信号を上
述のＦＩＲフィルタの逆フィルタに通すことにより相互
相関を抑圧することができる。拡散符号としてバーカー
符号を用いる場合のＦＩＲフィルタのタップ係数は
（５）式より求まる。すなわち、
【数６】 である。（７）式をタップ係数とするＦＩＲフィルタの
周波数特性を図４に実線で示す。
周波数特性を図４に実線で示す。
【００２２】（７）式のＦＩＲフィルタの逆フィルタを
タップ数１２９のＦＩＲフィルタで近似したときのイン
パルス応答を図３に示す。また、得られた逆フィルタの
周波数特性を図４に破線で示す。符号多重による相互相
関と等価なＦＩＲフィルタのインパルス応答は拡散符号
の自己相関関数であるから、その周波数特性は拡散符号
のパワースペクトルとなる。従って、拡散符号のパワー
スペクトルの逆数となる周波数特性を有するフィルタを
逆フィルタとし、逆拡散信号をこの逆フィルタに通すこ
とにより、相互相関が抑圧される。拡散符号としてバー
カー符号を用いる場合には、図３に示したインパルス応
答を有するＦＩＲフィルタにより相関抑圧フィルタ８が
実現される。符号長１１のバーカー符号を用いて１１符
号多重を行った場合の逆拡散信号のコンスタレーション
および相関抑圧フィルタにより相互相関を抑圧した後の
コンスタレーションを図５（ａ）および（ｂ）に各々示
す。図５より、タップ数が１２９段のＦＩＲフィルタで
構成された逆フィルタを通すことにより相互相関が精度
よく抑圧されていることが分かる。
タップ数１２９のＦＩＲフィルタで近似したときのイン
パルス応答を図３に示す。また、得られた逆フィルタの
周波数特性を図４に破線で示す。符号多重による相互相
関と等価なＦＩＲフィルタのインパルス応答は拡散符号
の自己相関関数であるから、その周波数特性は拡散符号
のパワースペクトルとなる。従って、拡散符号のパワー
スペクトルの逆数となる周波数特性を有するフィルタを
逆フィルタとし、逆拡散信号をこの逆フィルタに通すこ
とにより、相互相関が抑圧される。拡散符号としてバー
カー符号を用いる場合には、図３に示したインパルス応
答を有するＦＩＲフィルタにより相関抑圧フィルタ８が
実現される。符号長１１のバーカー符号を用いて１１符
号多重を行った場合の逆拡散信号のコンスタレーション
および相関抑圧フィルタにより相互相関を抑圧した後の
コンスタレーションを図５（ａ）および（ｂ）に各々示
す。図５より、タップ数が１２９段のＦＩＲフィルタで
構成された逆フィルタを通すことにより相互相関が精度
よく抑圧されていることが分かる。
【００２３】相関抑圧フィルタ８の回路構成の具体例を
図６に示す。図６においてｍビットレジスタ９，１０，
…１１およびｍビットレジスタ１２，１３，…，１４は
各々ｍビット×Ｎ段のタップ付きシフトレジスタを構成
している。ここで、ｍは逆拡散信号の量子化ビット数で
あり、Ｎは逆フィルタを実現するＦＩＲフィルタの段数
から１を差し引いた数である。上述の例では、タップ数
１２９のＦＩＲフィルタで逆フィルタを実現しているの
で、Ｎ＝１２８である。これらの２つのシフトレジスタ
には逆拡散信号のＩ成分およびＱ成分が印加されてお
り、過去Ｎチップ分の逆拡散信号の相関ピーク値が記憶
されている。記憶された逆拡散信号Ｉ成分の各タップ出
力には乗算器１５，１６，…，１８において各々タップ
係数ｋi （ｉ＝１，２，…Ｎ）が掛け合わされる。一
方、記憶された逆拡散信号Ｑ成分の各タップ出力には乗
算器１９，２０，…，２２において各々タップ係数ｋi
が掛け合わされる。タップ係数ｋi の値は、Ｉ成分とＱ
成分で共通である。記憶された逆拡散信号Ｉ成分とタッ
プ係数との積の総和は加算器２３において求められて、
相互相関抑圧逆拡散信号Ｉ成分６２として出力される。
記憶された逆拡散信号Ｑ成分とタップ係数との積の総和
は加算器２４において求められて、相互相関抑圧逆拡散
信号Ｑ成分６３として出力される。
図６に示す。図６においてｍビットレジスタ９，１０，
…１１およびｍビットレジスタ１２，１３，…，１４は
各々ｍビット×Ｎ段のタップ付きシフトレジスタを構成
している。ここで、ｍは逆拡散信号の量子化ビット数で
あり、Ｎは逆フィルタを実現するＦＩＲフィルタの段数
から１を差し引いた数である。上述の例では、タップ数
１２９のＦＩＲフィルタで逆フィルタを実現しているの
で、Ｎ＝１２８である。これらの２つのシフトレジスタ
には逆拡散信号のＩ成分およびＱ成分が印加されてお
り、過去Ｎチップ分の逆拡散信号の相関ピーク値が記憶
されている。記憶された逆拡散信号Ｉ成分の各タップ出
力には乗算器１５，１６，…，１８において各々タップ
係数ｋi （ｉ＝１，２，…Ｎ）が掛け合わされる。一
方、記憶された逆拡散信号Ｑ成分の各タップ出力には乗
算器１９，２０，…，２２において各々タップ係数ｋi
が掛け合わされる。タップ係数ｋi の値は、Ｉ成分とＱ
成分で共通である。記憶された逆拡散信号Ｉ成分とタッ
プ係数との積の総和は加算器２３において求められて、
相互相関抑圧逆拡散信号Ｉ成分６２として出力される。
記憶された逆拡散信号Ｑ成分とタップ係数との積の総和
は加算器２４において求められて、相互相関抑圧逆拡散
信号Ｑ成分６３として出力される。
【００２４】図７は、本発明によるスペクトル拡散通信
波の受信装置を用いた場合のビット誤り率特性の改善に
関する計算機シミュレーション結果である。図７には、
符号長１１のバーカー符号を用いて１１符号多重を行っ
た場合のシミュレーション結果を示している。図７で、
は符号多重なしの場合、は１１符号多重で本発明に
より相互抑圧を行った場合、は１１符号多重で相関抑
圧を行わない場合である。１１符号多重された受信信号
を図９に示した従来のスペクトル拡散通信波の受信装置
を用いて復調したの場合には、ビット誤り率（ＢＥ
Ｒ）が１０-3となるＣＮＲは、符号多重を行わないの
場合と比較して約１６．５ｄＢだけ劣化している。１１
符号多重による１信号当たりの信号電力の減少は１０．
４ｄＢであるので、約６ｄＢだけ余計に劣化している。
この余分の劣化は、多重された符号間での相互相関に起
因している。一方、本発明によるスペクトル拡散通信波
の受信装置を用いて復調したの場合には、ビット誤り
率が１０-3となるＣＮＲは符号多重を行わないの場合
と比較して約１２．５ｄＢだけ劣化している。この場合
の相互相関による劣化は約２ｄＢであり、相関抑圧フィ
ルタを使用しないの場合と比較して約４ｄＢの改善が
ある。すなわち、ビット誤り率が１０-3程度の領域で
は、本発明によるスペクトル拡散通信波の受信装置を用
いることにより、符号多重時の相互相関に起因する劣化
を大幅に改善することができる。
波の受信装置を用いた場合のビット誤り率特性の改善に
関する計算機シミュレーション結果である。図７には、
符号長１１のバーカー符号を用いて１１符号多重を行っ
た場合のシミュレーション結果を示している。図７で、
は符号多重なしの場合、は１１符号多重で本発明に
より相互抑圧を行った場合、は１１符号多重で相関抑
圧を行わない場合である。１１符号多重された受信信号
を図９に示した従来のスペクトル拡散通信波の受信装置
を用いて復調したの場合には、ビット誤り率（ＢＥ
Ｒ）が１０-3となるＣＮＲは、符号多重を行わないの
場合と比較して約１６．５ｄＢだけ劣化している。１１
符号多重による１信号当たりの信号電力の減少は１０．
４ｄＢであるので、約６ｄＢだけ余計に劣化している。
この余分の劣化は、多重された符号間での相互相関に起
因している。一方、本発明によるスペクトル拡散通信波
の受信装置を用いて復調したの場合には、ビット誤り
率が１０-3となるＣＮＲは符号多重を行わないの場合
と比較して約１２．５ｄＢだけ劣化している。この場合
の相互相関による劣化は約２ｄＢであり、相関抑圧フィ
ルタを使用しないの場合と比較して約４ｄＢの改善が
ある。すなわち、ビット誤り率が１０-3程度の領域で
は、本発明によるスペクトル拡散通信波の受信装置を用
いることにより、符号多重時の相互相関に起因する劣化
を大幅に改善することができる。
【００２５】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、同一の拡散
符号で拡散された複数のスペクトル拡散信号を拡散符号
の位相が互いに異なるように時間的にずらして多重し伝
送するスペクトル拡散通信において、本発明によるスペ
クトル拡散通信波の受信装置を用いると、符号多重によ
り生じる相互相関を相関抑圧フィルタにより低減した後
に復調を行うので、相互相関に起因する品質劣化を大幅
に軽減できるため、高品質の高速伝送を実現することが
できる。
符号で拡散された複数のスペクトル拡散信号を拡散符号
の位相が互いに異なるように時間的にずらして多重し伝
送するスペクトル拡散通信において、本発明によるスペ
クトル拡散通信波の受信装置を用いると、符号多重によ
り生じる相互相関を相関抑圧フィルタにより低減した後
に復調を行うので、相互相関に起因する品質劣化を大幅
に軽減できるため、高品質の高速伝送を実現することが
できる。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】本発明の他の実施例を示すブロック図である。
【図３】本発明に用いるＦＩＲフィルタのインパルス応
答を示す特性図である。
答を示す特性図である。
【図４】本発明に用いるＦＩＲフィルタの周波数特性例
図である。
図である。
【図５】本発明に用いる相関抑圧フィルタの前後におけ
る逆拡散信号のコンステレーション（ａ）（ｂ）であ
る。
る逆拡散信号のコンステレーション（ａ）（ｂ）であ
る。
【図６】本発明に用いる相関抑圧フィルタの回路構成例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図７】本発明装置によるビット誤り率の改善度を示す
シミュレーション結果特性図である。
シミュレーション結果特性図である。
【図８】本発明を適用する時間シフト多重方式の伝送信
号例を示す図である。
号例を示す図である。
【図９】従来のスペクトル拡散通信波の受信機例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図１０】時間シフト１１多重を行わないとき（ａ）と
行ったとき（ｂ）の信号点間距離の劣化の様子を示す図
である。
行ったとき（ｂ）の信号点間距離の劣化の様子を示す図
である。
１ アンテナ ２ ダウンコンバータ ３ ＡＤ変換回路 ４ マッチドフィルタ ５ 検波回路 ６ 復号回路 ７ パラレル／シリアル変換回路 ８ 相関抑圧フィルタ ９，１０，１１，１２，１３，１４ ｍビットレジスタ １５，１６，１７，１８，１９，２０，２１，２２ 乗
算器 ２３，２４ 加算器 ５０ 受信信号 ５１ ベースバンドＩ信号 ５２ ベースバンドＱ信号 ５３ ディジタルＩ信号 ５４ ディジタルＱ信号 ５５ 逆拡散信号Ｉ成分 ５６ 逆拡散信号Ｑ成分 ５７ 検波信号Ｉ成分 ５８ 検波信号Ｑ成分 ５９ 復調データＩ成分 ６０ 復調データＱ成分 ６１ 受信データ ６２ 相互相関抑圧逆拡散信号Ｉ成分 ６３ 相互相関抑圧逆拡散信号Ｑ成分 ６４ 相互相関抑圧検波信号Ｉ成分 ６５ 相互相関抑圧検波信号Ｑ成分
算器 ２３，２４ 加算器 ５０ 受信信号 ５１ ベースバンドＩ信号 ５２ ベースバンドＱ信号 ５３ ディジタルＩ信号 ５４ ディジタルＱ信号 ５５ 逆拡散信号Ｉ成分 ５６ 逆拡散信号Ｑ成分 ５７ 検波信号Ｉ成分 ５８ 検波信号Ｑ成分 ５９ 復調データＩ成分 ６０ 復調データＱ成分 ６１ 受信データ ６２ 相互相関抑圧逆拡散信号Ｉ成分 ６３ 相互相関抑圧逆拡散信号Ｑ成分 ６４ 相互相関抑圧検波信号Ｉ成分 ６５ 相互相関抑圧検波信号Ｑ成分
Claims (3)
- 【請求項１】 同一の拡散符号で拡散された複数のスペ
クトル拡散信号を拡散符号の位相が互いに異なるように
時間的にずらして多重化し伝送するスペクトル拡散通信
波の受信装置において、 伝送信号を受信する受信アンテナと、 前記受信アンテナで受信した受信信号を送信周波数とほ
ぼ等しい周波数でダウンコンバートしてベースバンドＩ
Ｑ信号に周波数変換するダウンコンバート手段と、 前記ベースバンドＩＱ信号をＡＤ変換するＡＤ変換手段
と、 前記ＡＤ変換手段から出力されるディジタルＩＱ信号の
逆拡散信号を得るためのマッチドフィルタ手段と、 前記拡散符号のパワースペクトルの逆数となる周波数特
性を有し、前記マッチドフィルタ手段から出力される逆
拡散信号における相互相関を抑圧するための相関抑圧フ
ィルタ手段と、 前記相関抑圧フィルタ手段から出力される相互相関抑圧
逆拡散信号を検波するための検波手段と、 前記検波手段から出力される検波信号を復号するための
復号手段とを備えたスペクトル拡散通信波の受信装置。 - 【請求項２】 同一の拡散符号で拡散された複数のスペ
クトル拡散信号を拡散符号の位相が互いに異なるように
時間的にずらして多重化し伝送するスペクトル拡散通信
波の受信装置において、 伝送信号を受信する受信アンテナと、 前記受信アンテナで受信した受信信号を送信周波数とほ
ぼ等しい周波数でダウンコンバートしてベースバンドＩ
Ｑ信号に周波数変換するダウンコンバート手段と、 前記ベースバンドＩＱ信号をＡＤ変換するＡＤ変換手段
と、 前記ＡＤ変換手段から出力されるディジタルＩＱ信号の
逆拡散信号を得るためのマッチドフィルタ手段と、 前記マッチドフィルタ手段から出力される逆拡散信号を
検波するための検波手段と、 前記検波手段からの検波出力における相互相関を抑圧す
るための相関抑圧フィルタ手段と、 前記相関抑圧フィルタ手段から出力される相互相関抑圧
検波信号を復号するための復号手段とを備えたスペクト
ル拡散通信波の受信装置。 - 【請求項３】 前記相関抑圧フィルタ手段は、タップ数
２１のＦＩＲフィルタであることを特徴とする請求項１
又は２に記載のスペクトル拡散通信波の受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26417398A JP2000101547A (ja) | 1998-09-18 | 1998-09-18 | スペクトル拡散通信波の受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26417398A JP2000101547A (ja) | 1998-09-18 | 1998-09-18 | スペクトル拡散通信波の受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000101547A true JP2000101547A (ja) | 2000-04-07 |
Family
ID=17399484
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26417398A Pending JP2000101547A (ja) | 1998-09-18 | 1998-09-18 | スペクトル拡散通信波の受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000101547A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007082133A (ja) * | 2005-09-16 | 2007-03-29 | Samsung Electronics Co Ltd | 無線送信機および無線受信機 |
| US7430233B2 (en) | 2002-12-04 | 2008-09-30 | Nippon Telephone And Telegraph Corporation | Spread-spectrum demodulator |
| US8018986B2 (en) | 2005-10-03 | 2011-09-13 | Nec Corporation | Signal receiving apparatus including equalizer, terminal apparatus, signal receiving method, and signal receiving program |
-
1998
- 1998-09-18 JP JP26417398A patent/JP2000101547A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7430233B2 (en) | 2002-12-04 | 2008-09-30 | Nippon Telephone And Telegraph Corporation | Spread-spectrum demodulator |
| JP2007082133A (ja) * | 2005-09-16 | 2007-03-29 | Samsung Electronics Co Ltd | 無線送信機および無線受信機 |
| US8009718B2 (en) | 2005-09-16 | 2011-08-30 | Samsung Electronics Co., Ltd | Wireless transmitter and receiver for use in an ultra-wideband direct spread pulse communication system |
| US8018986B2 (en) | 2005-10-03 | 2011-09-13 | Nec Corporation | Signal receiving apparatus including equalizer, terminal apparatus, signal receiving method, and signal receiving program |
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