JP2780690B2 - 符号多重化通信装置 - Google Patents

符号多重化通信装置

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    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/709—Correlator structure

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線ローカルエリ
アネットワーク（ＬＡＮ）に用いるに好適な、符号多重
化通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】無線ＬＡＮは、端末の配置や端末の移動
に対して従来の有線ＬＡＮよりもかなり柔軟性が高い。
しかし、無線ＬＡＮとして利用できる周波数は有限であ
るため、有線のように利用者数に応じて配線数を増やす
ことがむずかしい。無線ＬＡＮの利用できる周波数帯の
一つとして２．４ＧＨｚ帯のＩＳＭバンドがある。この
バンドは他に高周波加熱等でも利用されておりこれらと
共存するためにスペクトラム拡散方式の使用が義務づけ
られている。さらにバンド幅が２６ＭＨｚと限られてい
るため、これまでの無線ＬＡＮ装置では伝送速度２Ｍｂ
ｐｓが限界となっていた。しかし、２Ｍｂｐｓの伝送速
度では利用者の増大に伴い一人当たりの伝送速度が低下
することとなる。
【０００３】従来の変調増幅方式を図２に示す。この図
はＩＥＥＥの８０２．１１で決められた方式に基づいた
無線ＬＡＮの一構成図である。
【０００４】信号伝送レートは２Ｍｂｐｓであり、スペ
クトラム拡散を行うために拡散符号としては、１１ビッ
トのＢａｒｋｅｒ符号が用いられる。拡散符号は、拡散
符号発生器２０３からチップレート１１ＭＨｚで出力さ
れる。１１ビットのＢａｒｋｅｒ符号は図３に示すよう
に自己相関が＋１となりタイミングのずれたＢａｒｋｅ
ｒ符号の相関は−１／１１または０となる。
【０００５】送信装置の端子２００から入力された１ビ
ットシリアルデータはシリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換
器２０１で２ビットのパラレルデータへ変換される。Ｓ
／Ｐ変換器２０１の出力信号は拡散器２０２で符号生成
器２０３から出力される拡散符号との乗算が行われる。
拡散器２０２の出力信号はアナログ送信処理器２０４で
変調および無線周波数への変換がされたのちアンテナを
通して空中へ出力される。
【０００６】受信装置では、アンテナで受信された信号
はアナログ受信処理器２０５で増幅されベースバンド信
号へ変換される。ベースバンド信号は相関器２０６でＢ
ａｒｋｅｒ符号と相関が取られる。相関器２０６は図４
に示すようにチップレートの遅延を持った遅延素子４０
１と±１の乗算器４０２および加算器４０３で構成され
ている。乗数の＋１および−１は使用されるＢａｒｋｅ
ｒ符号の符号系列と同一である。
【０００７】伝送路において多重反射等により発生する
遅延波は、スペクトラム拡散を行うことにより図５のよ
うにチップ毎に分解される。そこで、一番相関値の高い
チップ信号のみを取り出し遅延波によって発生したチッ
プ信号を捨てることにより、遅延波による歪みを減らす
ことができる。相関器２０６の出力信号は復調器２０７
で復調され、Ｐ／Ｓ変換器２０８で２Ｍｂｐｓのシリア
ルデータへ変換され出力される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来の技術に基づいて
伝送速度を上げる手段としては、シンボルレートを上げ
る方法と１シンボル当たりに乗せるビット数を上げる方
法がある。
【０００９】シンボルレートを上げる方法では、拡散率
を１０倍以上にするように決められていることとバンド
幅が２６ＭＨｚと限られていることという制約があるた
め、伝送レートを２倍以上にすることは期待できない。
【００１０】１シンボル当たりに乗せるビット数を上げ
る方法としては、ＱＰＳＫの代わりに多相ＰＳＫやＱＡ
Ｍを用いる方法があるが、遅延歪み等の影響による劣化
が大きくなると共に演算処理精度への要求が高くなるた
め技術的にむずかしい。例えばＱＰＳＫの２倍の伝送速
度を得るためには１６値ＱＡＭ以上の信号多重化が必要
になる。１６値ＱＡＭはＱＰＳＫに比べ１０倍の電力を
必要とするだけでなく、振幅歪に対して弱くなるため、
ＱＰＳＫと同等の性能を得るためにはデバイスへの負担
がかなり大きくなると共に伝搬路における歪みの影響に
も敏感になるためサービスエリアが小さくなる。
【００１１】
【課題を解決するための手段】課題を解決するために、
スペクトラム拡散を用いてデジタル信号を伝送する方式
として、送信装置のベースバンド信号演算部が、１つの
拡散符号からタイミングをずらしたｎ個（ｎは２以上の
整数）の拡散符号系列を生成し出力する符号生成器と、
１シンボルタイミング当たりｎ×ｍビット（ｍは１以上
の整数）のシリアル入力信号をｍビットからなるｎ個の
パラレル信号に分割し出力する信号分配器と、前記信号
分配器のｎ個のｍビット出力信号を前記符号生成器のｎ
個の出力信号でそれぞれスペクトラム拡散を行うｎ個の
拡散器と、ｎ個からなる前記拡散器の出力信号を合成す
る合成器と、前記合成器の出力信号に変調をかける変調
器で構成され、受信装置のベースバンド信号演算部が、
受信されたベースバンド信号と前記拡散符号の相関をと
る相関器と、前記相関器の出力信号から伝送路によって
発生する遅延歪を除去しｎ個の信号を分離し出力する等
化器と、前記等化器のｎ個の出力信号の復調を行いｍビ
ットパラレル信号を取り出すｎ個からなる復調器と、前
記ｎ個の復調器のｍビット出力信号を合成しシリアル信
号を出力する結合器で構成されていることを特徴とす
る。
【００１２】
【発明の実施の形態】次に、本発明について図面を参照
して説明する。
【００１３】図１は、本発明の実施形態の構成図であ
る。図６は図１の信号分配器１０１の構成図であり、図
１１は図１の等化器１０９の構成図である。
【００１４】図１では符号多重数を３、変調方式をシン
ボルレート１ＭＨｚの４値ＰＳＫ、拡散符号を１１ビッ
トのＢａｒｋｅｒ符号を用い伝送ビットレートを６Ｍｂ
ｐｓとして構成されている。
【００１５】ビットレート６Ｍｂｐｓの信号１００は信
号分配器１０１で３本の２Ｍｂｐｓ信号へ分割される。
信号分配器１０１は図６に示すように分割器６０１と３
つの遅延器６０２，６０３，６０４で構成される。チッ
プ周期（１１ＭＨｚの逆数）をτとすると、０チップ遅
延器６０２は０τ、３チップ遅延器６０３は３τ、６チ
ップ遅延器６０４は６τの遅れの信号が出力される。な
お、０チップ遅延器６０２は実質的に遅延時間が０とな
るため必ずしも必要ではない。
【００１６】図７は符号生成器１０２の構成図である。
符号発生器７００では１１ビットのＢａｒｋｅｒ符号が
１ビットづつチップ周期τで出力される。符号発生器７
００の出力信号は０チップ遅延器７０１と３チップ遅延
器７０２と６チップ遅延器７０３でそれぞれ遅延され出
力される。
【００１７】信号分配器１０１の出力信号と符号生成器
１０２の出力信号は拡散器１０３，１０４，１０５でス
ペクトラム拡散が行われる。分割器６０１、遅延器６０
２，６０３，６０４の出力信号６０５，６０６，６０
７、符号生成器１０２の出力信号７０４，７０５，７０
６のタイミング図を図８に示す。
【００１８】拡散された信号は合成器１０６で加算さ
れ、変調器１０７で変調されたのち周波数変換されて送
信信号として送出される。
【００１９】一方、受信信号は受信機でまずベースバン
ド信号へ変換される。ベースバンド信号は相関器１０８
によりスペクトラム逆拡散が行われる。相関器１０８は
従来例で示した図４と同一構成である。相関器１０８の
出力信号は伝送路に遅延歪みがなければ図９の（ｂ）の
ようになる。この図に示すように３多重化された信号は
多重化による影響が現れるが各信号を分離することは可
能であるため、送信側で拡散のタイミングをずらして多
重化することにより、従来よりもより高速な信号の伝送
が可能になる。
【００２０】図９で（ａ）は従来の多重をしない時の相
関器の出力信号である。１１チップ毎に相関値の高い値
が出力される。（ｂ）は３多重の時の相関値の出力信号
である。３多重になると自己相関値がピーク点以外で０
でないことによる影響が無視できなくなってくる。
【００２１】一方、無線による室内伝送路においては、
直接波のほかに壁面反射等による多数の反射波が存在す
る。反射波は直接波よりも伝搬時間が大きくなるので受
信機では遅延歪みを伴った信号として受信されることに
なる。図１０の（Ａ）は比較的遅延歪みの少ない環境で
１多重の信号を伝送したときの相関器の出力信号を示し
た図である。（Ｂ）は遅延歪みの大きい環境で１多重の
信号を伝送したときの相関器の出力信号を示した図であ
る。どちらもシンボル周期に比べ遅延歪みの量が小さい
ため、遅延歪みによる伝送能力への劣化はほとんどな
い。一方、３多重をしたときは（Ｃ）、（Ｄ）のように
なる。（Ｃ）は遅延歪みの少ない環境での相関器の出力
信号である。この程度の遅延歪みならば３多重でも問題
なく伝送できる。しかし、（Ｄ）のように遅延歪みが多
い環境ではお互いの信号が干渉するようになるので受信
特性に劣化が生じてくる。このように、多重数を大きく
するとそれに比例して遅延歪みによる劣化が大きくな
る。
【００２２】この遅延歪みによる劣化を防ぐために等化
器１０９が必要になる。等化演算は図１１に示すように
判定帰還型で構成される等化演算器１１０８で行われ
る。この等化演算器１１０８の基本原理は主波を用いて
遅延した反射波をキャンセルする方式である。主波に対
する遅延した反射波のレベルがわかれば正確にキャンセ
ルできるが、一般に受信側で反射波のレベルを予め知る
ことはできないので次のような方法で反射波のレベルを
決定する。
【００２３】まず、多重数１のプリアンブル信号をデー
タ信号の前に伝送する。多重数を１にすれば多重数３の
時のように信号がお互いに干渉することがないので主波
に対する遅延波のレベルを知ることができる。入力端子
１１００から入力されたプリアンブル信号はタップ係数
演算器１１０１でいくつか入力し遅延波レベルの平均値
を求める。時間平均を行うことにより雑音の影響を取り
除き、より正確にタップ係数を求められる。
【００２４】データ伝送の時は入力端子１１１０から入
力された信号が減算器１１０９へ入力される。減算器１
１０９では歪み成分が取り除かれ判定器１１０５で＋１
か−１かの判定が行われ雑音成分が除去される。判定器
１１０５の出力信号は等化信号として信号分配器１１０
６へ出力されると共に遅延器１１０４へも出力される。
各遅延器１１０４と乗算器１１０３と加算器１１０２に
より反射波のレプリカ信号が生成され減算器１１０９へ
出力される。各乗算器１１０３へ入力される反射波のレ
ベルはタップ係数演算器１１０１から供給される。
【００２５】図１２の（Ａ）に多重数３の時の入力信号
１１００を、（Ｂ）に判定器１１０５の入力信号を、
（Ｃ）に判定器１１０５の出力信号をそれぞれ示す。
【００２６】遅延歪みの影響を取り除かれた多重化信号
は信号分割器１１０６で分割されそれぞれが出力され
る。出力された等化信号１１０９，１１１０，１１１１
は復調器１１０，１１１，１１２へ送られる。それぞれ
復調器１１０，１１１，１１２では復調が行われ２Ｍｂ
ｐｓの信号が出力される。各復調器１１０，１１１，１
１２の出力信号は結合器１１３で信号分配器１０１と逆
の操作が行われ、６Ｍｂｐｓのシリアル信号が出力され
る。
【００２７】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、拡
散符号のタイミングをずらした符号系列を用いて符号多
重化を行うことにより従来の３倍以上の伝送速度を得る
とも可能となる。また、多重数を変えることにより伝搬
環境に応じた最適伝送速度を得ることができると共に、
多重数を１にすることによって従来の多重化しない装置
との送受もできるようになるため同一フロア内で従来の
装置が使われていても共存が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を示した図である。
【図２】従来のスペクトラム拡散通信装置を示した図で
ある。
【図３】１１ビットのＢａｒｋｅｒ符号の自己相関値を
示した図である。
【図４】相関器の構成を示した図である。
【図５】遅延歪みがある時の相関器の出力信号を示した
図である。
【図６】図１の信号分配器１０１の構成例を示した説明
図である。
【図７】図１の符号生成器１０２の構成を示した図であ
る。
【図８】送信機における分割器、遅延器、符号生成器の
出力信号のタイミングを示した図である。
【図９】多重化に対する自己相関値を示した図である。
【図１０】多重化における遅延歪みの影響を示した図で
ある。
【図１１】図１の等化器１０９の構成例を示した図であ
る。
【図１２】等化器の入出力信号を示した図である。
【符号の説明】
１０１ 信号分配器 １０２ 符号生成器 １０３ 拡散器 １０４ 拡散器 １０５ 拡散器 １０６ 合成器 １０７ 変調器 １０８ 相関器 １０９ 等化器 １１０ 復調器 １１１ 復調器 １１２ 復調器 １１３ 結合器
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−360434（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−316072（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−30079（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−283246（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−238943（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−256238（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−328921（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−130068（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−347599（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04B 1/707

Claims (2)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】スペクトラム拡散を用いてデジタル信号を
    伝送する符号多重化通信装置であり、 送信装置のベースバンド信号演算部が、 １つの拡散符号からタイミングをずらしたｎ個（ｎは２
    以上の整数）の拡散符号系列を生成し出力する符号生成
    器と、 １シンボルタイミング当たりｎ×ｍビット（ｍは１以上
    の整数）のシリアル入力信号をｍビットからなるｎ個の
    パラレル信号に分割し出力する信号分配器と、 前記信号分配器のｎ個のｍビット出力信号を前記符号生
    成器のｎ個の出力信号でそれぞれスペクトラム拡散を行
    うｎ個の拡散器と、 ｎ個からなる前記拡散器の出力信号を合成する合成器
    と、 前記合成器の出力信号に変調をかける変調器で構成さ
    れ、 受信装置のベースバンド信号演算部が、 受信されたベースバンド信号と前記拡散符号の相関をと
    る相関器と、 前記相関器の出力信号から伝送路によって発生する遅延
    歪を除去しｎ個の信号を分離し出力する等化器と、 前記等化器のｎ個の出力信号の復調を行いｍビットパラ
    レル信号を取り出すｎ個からなる復調器と、 前記ｎ個の復調器のｍビット出力信号を合成しシリアル
    信号を出力する結合器で構成されている符号多重化通信
    装置であり、 前記等化器が、データ信号受信時には相関器の出力信号
    の等化を行う等化演算器と、トレーニング信号受信時に
    は前記相関器の出力信号を受けてマルチパス歪を求めそ
    の値を前記等化演算器のタップ係数として出力するタッ
    プ係数演算器と、前記等化演算器の出力信号をｎ個の信
    号に分割する信号分割器で構成されることを特徴とする
    符号多重化通信装置。
  2. 【請求項２】前記信号分配器が、入力データをｎ個のｍ
    ビットデータに分割する分割器と、前記分割器の出力信
    号を受けて前記符号生成器の出力信号のタイミングずれ
    に等しい遅延を施すｎ個の遅延器であり、相互に異なる
    遅延量であるｎ個の遅延器とで構成されることを特徴と
    する請求項１に記載の符号多重化通信装置。
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