JPH09270735A

JPH09270735A - スペクトル拡散通信受信方法

Info

Publication number: JPH09270735A
Application number: JP20991796A
Authority: JP
Inventors: Naoki Okamoto; 直樹岡本; Yasuhiro Hamaguchi; 泰弘浜口
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1996-01-30
Filing date: 1996-08-08
Publication date: 1997-10-14
Anticipated expiration: 2016-08-08
Also published as: JP3244434B2

Abstract

(57)【要約】【課題】高速伝送を可能にしかつ誤り率の劣化を向上
し得るスペクトル拡散通信受信方法を提供する。【解決手段】アンテナ２１で受信した信号を周波数変
換部２３でベースバンド信号に変換した後、コリレータ
２５で相関をとってラッチ部３２にラッチし、相関処理
部３３で自己相関による劣化をキャンセルした相関出力
を得て、この相関出力を分配器２０で分配し、ラッチ部
２７，２８でラッチした後、差動部３０で差をとり、判
別部３１で判別する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明はスペクトル拡散通
信受信方法に関し、特に、無線通信あるいは有線通信に
おいて、直接拡散を用いたスペクトル拡散通信方法に関
し、ディジタルデータの伝送に広く用いられるようなス
ペクトル拡散通信受信方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、スペクトル拡散通信方式は、新し
い通信方式として注目されている。一般のデータ通信に
用いられる変調方式は、狭帯域変調方式であり、比較的
小型の回路で実現できるが、室内（オフィス，工場な
ど）のように、マルチパスや狭帯域の有色雑音に対して
は弱いという欠点がある。

【０００３】これに対して、スペクトル拡散通信方式
は、データのスペクトルを拡散符号によって拡散し、広
帯域で伝送するため、これらの欠点を解消できるという
利点がある。

【０００４】しかしながら、反面、データの伝送速度に
対して、スペクトル拡散通信方式では幅広い帯域を必要
とするため、高速のデータ伝送が困難であった。たとえ
ば、１１チップの拡散符号で拡散して伝送する場合でＱ
ＰＳＫ変調を用いて伝送する場合を考えると、２ＭＢＰ
Ｓのデータ伝送に対して、２２ＭＨｚの帯域が必要とな
る。もし、１０ＭＢＰＳのデータを送る場合には、１１
０ＭＨｚの帯域が必要になることになる。しかし、無線
で伝送できる帯域は限られているので、高速データの伝
送は困難となっていた。

【０００５】そこで、本願発明者は、限られた帯域で高
速伝送を行なう方法として、拡散した信号を遅延して多
重する方式（以下、遅延多重方式と称する）を、特願平
７−２０６１５９において提案した。この方式を用いる
ことによって、限られた帯域で高速伝送ができるように
なる。この提案した方法では、２多重すると４ＭＢＰＳ
のデータが、５多重すると１０ＭＢＰＳのデータが通信
できるようになる。

【０００６】図１は上述の提案した構成に、乗算器と遅
延素子の並列系を１つ増やしたものである。図１におい
て、データ発生部１で発生されたデータは差動符号化部
２で差動符号化され、その後、シリアル−パラレル変換
部（Ｓ−Ｐ変換部）５で多重する数にパラレル変換され
る。各パラレル信号は乗算器４〜８に与えられてＰＮ発
生器１４からのＰＮ符号と乗算されて拡散される。その
後、遅延素子９〜１３によってそれぞれ遅延され、合波
器１５によって合波されて多値のディジタル信号とな
る。このディジタル信号は変調器１６によって変調さ
れ、周波数変換部１８で周波数変換された後、電力増幅
部１９で電力増幅され、アンテナ２０を介して送信され
る。

【０００７】ここで、一例として、拡散符号に１１チッ
プのバーカ符号を用いて５多重した場合について考え
る。この場合、ＰＮ符号発生器１４にバーカ符号が用意
される。なお、バーカ符号とは、（１０１１０１１１０
００）の１１チップで構成され、一般によく知られた符
号である。

【０００８】また、遅延素子９〜１３では、１１チップ
を５多重に分けることを考えて、４つが２チップの遅延
で、１つが３チップの遅延となる。ここで、仮にチップ
を順に各々遅延差を２，２，２，２，３チップずつとす
ると、１番目の遅延素子９は０チップの遅延でよく（つ
まり遅延素子は不要である）、各々２，３，４，５番目
の遅延素子１０〜１３は、２，４，６，８の遅延時間を
持つこととなる。その結果、各々が２，２，２，３のチ
ップ遅延を持つことになる。

【０００９】図２は上述のごとく遅延多重した信号を受
信する受信機の構成を示すブロック図である。図２にお
いて、アンテナ２１で受信した信号は、周波数変換部２
２によって中間周波数信号に変換された後、周波数変換
部２３で局部発振器２４からの局部発振信号に基づいて
ベースバンド信号に変換される。このベースバンド信号
はコリレータ２５によって相関がとられ、分配器２６で
分配され、ラッチコントローラ２９からの信号に基づい
てラッチ部２７，２８にラッチされる。そのラッチ出力
は差動部３０で差動分が抽出され、判別部３１によって
判別されて復調される。ここで、前述の具体例によれ
ば、ラッチ部２７，２８に２チップ，３チップでラッチ
されることになる。このようにすることにより、遅延多
重した通信システムにおいて、多重した信号を復調する
ことができ、高速のデータ通信を行なうことができる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】上述の図１および図２
に示した例を用いることにより、限られた帯域で高速伝
送が可能になるものの、誤り率特性が劣化するという欠
点がある。これについて以下に詳細に説明する。

【００１１】バーカ符号は、１１チップで構成されるの
で、単一の多重しない信号を考えた場合、相関をとる
と、相関スパイクにおける相関値は１１を得ることがで
きる。ここで、相関スパイクとは、スペクトル拡散にお
いて相関がとれたときの相関信号やタイミングをいう。
しかし、遅延多重した場合は、この相関値にばらつきが
生じてしまう問題点がある。その理由について図３を参
照しながら説明する。図３はディジタル値としてバーカ
符号の１に１を与え、０に−１を与えて、任意のデータ
を乗算し、５多重して相関をとり、それぞれの相関スパ
イク時点での相関値の絶対値を示したものであり、横軸
が時間列を示し、縦軸が相関スパイクでの相関値を示し
ている。図３から明らかなように、本来１１の相関値を
得るはずのものが、７，９，１１，１３，１５の５値を
とっていることがわかる。この理由について説明する。

【００１２】図４はバーカ符号の自己相関特性を示す図
である。ここで、データのとり方として、（１，１），
（−１，−１），（１，−１），（−１，１）の４通り
が考えられる。この場合、各々の違った自己相関値を示
す。なお、ここでＥＶＥＮとは偶相関のことで、ＯＤＤ
とは奇相関のことである。遅延多重する場合を考える
と、拡散して多重するが、スペクトル拡散においては線
形和が保たれるので、多重した信号を逆拡散した場合、
各々の相関値も線形和となっている。すなわち、多重し
た場合、各々の自己相関の線形和が相関器出力として得
ることができることになる。つまり、自己相関のサイド
ローブと呼ばれる１１または−１１以外の相関のとれて
いないところが悪影響を及ぼす。

【００１３】図５はその例を示す図である。図５（ａ）
〜（ｅ）がそれぞれの本来得られる相関出力とする。そ
れぞれは２または３チップずつ遅延している。そして、
その線形和した信号を合計として示したのが図５（ｆ）
である。したがって、遅延多重した場合の復調器におけ
る信号は、この信号に相当する。この結果として、相関
スパイク時の信号が７，９，１１，１３，１５（絶対
値）となることがわかる。

【００１４】図６は上述のごとく相関値がばらついた場
合に、ＱＰＳＫ変調を用いたときの信号点分布を示す図
である。これは逆拡散後の信号点をＩ，Ｑ軸上の位相面
に示したものであり、そのうちの第１象限のみを示して
いる。

【００１５】本来、１１の相関値であれば、二重丸の点
に信号がくるはずであるが、先ほどの説明のように、提
案された例では、図６に示すように広く信号点が広がる
ことになってしまう。このときの広がりは３９．９６°
になる。

【００１６】さて、位相変調を復調する場合において、
データの判別は、その位相角によって行なわれる。たと
えば、ＱＰＳＫにおいては、その位相角が０−９０°の
ときにはデータは（１，１），９０−１８０°のときに
は、データは（−１，１）…と判断する。したがって、
本来、信号点は（１，１）のときには、４５°の点に信
号があるので、雑音に対する余裕度Δθは＋４５°から
−４５°までとなる。しかし、先ほどの提案した例にお
いて多重した場合、たとえば（１５，７）の相関出力の
信号点の場合、その角度は２５．０２°に信号点がある
ことになり、雑音に対する余裕度Δθは−側が−２５．
２°となり、特性の劣化を引き起こしていた。図１に示
した例では、ＤＱＰＳＫ方式を用いているので、差動後
の角度広がりは３９．９６×２＝７９．９２°となり、
角度余裕度がさらに小さくなってしまう。

【００１７】図７はその状態における誤り率の劣化を示
す図である。このときの劣化は、たとえばＢＥＲ＝１０
Ｅ−４で（１７．２−３．４＝）１３．８ｄＢになる。
このうち、７ｄＢ分は１信号当りの電力が１／５になっ
た分であるので、信号点が広がった、すなわち、相関出
力が自己相関による劣化によって７−１５に変化したこ
とによる劣化は６．８ｄＢである。このように、前述の
提案した例における遅延多重方式は、高速伝送が可能に
なるものの、誤り率が劣化するという問題点があった。

【００１８】それゆえに、この発明の主たる目的は、高
速伝送が可能であってしかも誤り率の少ないスペクトル
拡散通信受信方法を提供することである。

【００１９】

【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明は、
直接拡散をするスペクトル拡散通信において、同一の拡
散符号で拡散した信号を任意の数チップずつ遅延多重し
て送信するシステムであって、その拡散符号は自己相関
のサイドローブが奇相関、偶相関にかかわらず、前デー
タまたは後データの一方の値により一義的に決まる符号
を用いるシステムにおいて、キャンセルを施す相関を中
心として、その前後に各々（多重数−１）分のデータタ
イミングの相関を保持し、前データ，後データの選択を
行なって一義的に決まる前データ，後データの相関値を
選択して加算し、拡散率にて除算し、キャンセルを施す
相関値に加減算することによって、自己相関のサイドロ
ーブをキャンセルするように構成される。

【００２０】請求項２に係る発明は、請求項１の相関値
を多重数分だけブロック化し、ブロック化したデータの
１つにキャンセルを施す場合において、それ以外の前デ
ータ，後データの組合せがすべてブロック内のデータで
処理できるように遅延量を制御し、相関の保持はブロッ
ク分だけ保持し、その相関値の中からキャンセルを施す
信号以外の相関値を選択して加算し、拡散率にて除算
し、キャンセルを施す相関値に加減算することによっ
て、自己相関のサイドローブをキャンセルする。

【００２１】請求項３に係る発明では、バーカ符号を用
いる場合に自己相関のサイドローブが相関のキャンセル
に用いる基準となる信号に異符号になる１１チップの符
号を用いるときには、除算する値はｋ多重の場合には１
１−ｋ＋２で除算し、自己相関のサイドローブが相関の
キャンセルに用いる基準となる信号に同符号になる１３
チップの符号を用いる場合には、除算する値はｋ多重の
ときには１３＋ｋ−２で除算することによって、キャン
セル符号の相関値が一定値となり、さらに特性を向上で
きる。

【００２２】請求項４に係る発明では、請求項１または
２の発明において、ＰＤＩを用いて復調する場合におい
て、ＰＤＩに用いる復調タイミングにおいても、自己相
関のサイドローブをキャンセルするために、キャンセル
を施すＰＤＩに対応する相関を中心として、前記その前
後に各々（多重数）分のデータタイミングの相関を保持
し、前データ，後データの選択を行なって、一義的に決
まる前データ，後データの相関値を選択して加算し、拡
散率にて除算し、キャンセルを施すＰＤＩのタイミング
の相関値に加減算することによって、自己相関のサイド
ローブをキャンセルすることにより、ＰＤＩ時の特性を
向上できる。

【００２３】請求項５に係る発明では、請求項１の相関
値を多重数分だけブロック化し、ブロック化したデータ
の１つにキャンセルを施す場合において、キャンセルさ
れるデータが属するブロックのすべてのデータを加算
し、拡散率にて除算し、キャンセルを施す相関値に加算
することによって自己相関のサイドローブをキャンセル
する。

【００２４】請求項６に係る発明では、請求項５の除算
はバーカ符号を用いる場合に、自己相関のサイドローブ
が相関のキャンセルに用いる基準となる信号に異符号に
なる１１チップの符号を用いるときには、除算する値は
ｋ多重の場合には１１−ｋ＋１で除算し、自己相関のサ
イドローブが相関のキャンセルに用いる基準となる信号
に同符号になる１３チップの符号を用いる場合には、除
算する値はｋ多重のときには１３＋ｋ−１で除算する。

【００２５】請求項７に係る発明では、１１チップのバ
ーカ符号を用いる場合には除算する値を８とし、下位３
ビットを除去して３ビットずつデータをシフトすること
で除算演算し、１３チップのバーカ符号を用いる場合に
は、除算する値を１６として、下位４ビットを除去して
４ビットずつデータをシフトする。

【００２６】請求項８に係る発明では、さらに利得を可
変して受信信号の振幅レベルを制御し、その出力をディ
ジタル化して量子化し、その相関出力を用いて利得制御
し、その基準とする相関出力には請求項１の自己相関の
サイドローブをキャンセルしたキャンセル後の相関出力
を用いる。

【００２７】

【発明の実施の形態】図８はこの発明の第１の実施の形
態の受信系を示す図である。なお、送信系は図１に示し
たものが用いられる。図８において、アンテナ２１で受
信した信号は周波数変換部２３によって局部発振器２４
からの局部発振信号に基づいて周波数変換されてベース
バンド信号に変換された後、コリレータ２５によって相
関がとられる。この相関は相関スパイクのタイミングで
ラッチ部３２にラッチされ、その後相関処理部３３によ
って自己相関による劣化がキャンセルされ、その相関出
力は分配器２６に与えられて分配され、ラッチコントロ
ーラ２９からの制御信号によりラッチ部２７，２８にラ
ッチされる。ここで、前述の具体例によれば、ラッチ部
２７，２８に２チップまたは３チップでラッチされる。
ラッチ部２７，２８の出力は差動部３０によって差動が
とられ、その後、判別部３１で判別されて復調される。

【００２８】図９は図８に示した相関処理部の具体例を
示すブロック図である。この図９に示した相関処理部３
３は５多重している場合の例である。また、図９では１
系列しか示していないが、図８に示した例のようにする
には２系列必要とされる。

【００２９】入力された信号は入力ビット数に応じたシ
フトレジスタ３４に入力され、所望とするデータ復調タ
イミングの相関スパイクに対して、前後４つずつの相関
スパイクが保持される。これらの信号はタイミング発生
器３６から発生されるタイミング信号に基づいて、セレ
クト機能付演算器３５によって演算される。なお、タイ
ミング発生器３６は、入力信号と出力信号のタイミング
を、図示していない相関同期回路の信号によって合わせ
ている。

【００３０】図１０は図９に示したセレクト機能付演算
器３５の具体的な構成を示す図である。図１０におい
て、セレクト機能付演算器３５はセレクタ３５１〜３５
４と加算器３５５と除算器３５６とタイミングコントロ
ーラ３５７とラッチ部３５８と加減算器３５９とを含
む。

【００３１】図１１は図１０に示したセレクト機能付演
算部の動作を説明するためのタイミング図である。図１
１において、求めたい相関スパイクを図１１のＥの信号
とすると、この信号の相関スパイクの値を変化させてい
るサイドローブは、１−４の信号のそれぞれの所望の信
号を挟んで４つずつである。すなわち、図１１（ａ）に
示す信号のＡとＦ，図１１（ｂ）に示す信号のＢとＧ，
図１１（ｃ）に示す信号のＣとＨ，図１１（ｄ）に示す
信号のＤとＩである。これらの４つの信号の組合せ（Ｅ
ＶＥＮ，ＯＤＤ）によってＥのタイミングの自己相関サ
イドローブ（Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３，Ｅ４）が決まり、その
結果、Ｅにこれらの信号が加算されて図１１（ｆ）に示
すＥ′の信号となる。ここで、各信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ
３，Ｅ４についてさらに詳細に検討してみる。

【００３２】前述のごとく図４にバーカ符号の自己相関
特性を示したが、注意深く見てみると、自己相関を決め
る前後のデータを前データ，後データと呼ぶとすると、
相関スパイクのタイミングに対して、偶数チップ後は後
データにかかわらず、前データに対して異符号で絶対値
が１の自己相関となり、一方、奇数チップに対しては前
データにかかわらず、後データに対して異符号で絶対値
が１の自己相関特性となる。

【００３３】これを信号Ｅ１について考えてみると、Ｅ
１はＡの相関スパイクから偶数チップ（８チップ）後の
信号であるので、Ａのデータに対して異符号であり−１
となる。また、信号Ｅ２について考えてみると、Ｅ２は
Ｂの相関スパイクから偶数チップ（６チップ）後の信号
であるので、Ｂのデータに対して異符号であり−１とな
る。これをＥ３について考えてみると、Ｅ３はＣの相関
スパイクから偶数チップ後の信号であるので、Ｃのデー
タに対して異符号であり−１となる。これをＥ４につい
て考えてみると、Ｅ４はＤの相関スパイクから偶数チッ
プ後の信号であるので、Ｄのデータに対して異符号であ
り−１となる。

【００３４】これらのことから、Ｅ′の信号をＥに戻す
には、Ｅ′からＥ１，Ｅ２，Ｅ３，Ｅ４を引くこと、す
なわち、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの異符号成分で、１／１１の値
を引けばよいことになる。このことは、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ
を加算したものに１／１１の処理をしてＥ′加えたこと
に等しい。

【００３５】再び図１０を参照して、セレクタ３５１に
はＡとＦ，セレクタ３５２にはＢとＧ，セレクタ３５３
にはＣとＨ，セレクタ３５４にはＤとＩの信号が入力さ
れている。前述の例では、セレクタ３５１〜３５４は信
号Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄを選ぶことになる。その後、信号Ａ，
Ｂ，Ｃ，Ｄは加算器３５５によって加算され、その後除
算器３５６によって１／１１の除算が行なわれ、その信
号が加減算器３５９によってＥ′に加算される処理が行
なわれ、その後ラッチ部３５８にラッチされて出力され
る。

【００３６】図１１に示した例では、すべて２チップず
つのずれであったために、すべて前データを使えばよか
ったが、これが奇数チップである場合には、後データを
使うことになる。たとえば、基準をＦにとれば、ＢとＦ
は９チップ離れているので、後データつまりＧを使えば
よいことになる。このように、前データを使うか、後デ
ータを使うかは、求めたいデータとその前後の重なって
いる各々４つ分のデータとの遅延関係に依存してくる。

【００３７】図１２は図１０に示したセレクタを切換え
るタイミングの決め方を示したフローチャートである。
図１２において、まずＮ＝０に初期化し、その後Ｎ＋１
し、相関スパイク位置判別処理で奇数チップであるかあ
るいは偶数チップかを判別し、次の処理で前データを使
うか後データを使うかを決定し、これにより各セレクタ
３５１〜３５４をいずれに合わせればよいかを決定す
る。これを全セレクタ分決めてからセレクタを切換える
動作が行なわれる。

【００３８】このタイミングは、外部からのタイミング
発生器によって、現在の受信データの遅延多重処理によ
り行なう。この遅延多重情報は、多重数，遅延量をシス
テムで一義的に決めることによって偶数チップの遅延か
あるいは奇数チップの遅延であるかによって決まってく
る。また、セレクタ３５１〜３５４の決定は図１２に示
すフローチャートで示したが、実際には毎回判別処理な
どをする必要がなく、たとえば５多重時の遅延量はシス
テムで決めた固定値になるので、順次繰返しで決められ
た順序でセレクタ３５１〜３５４を切換えるような回路
が実際的である。

【００３９】図１３は前述のごとく処理したときの相関
スパイクの相関出力の絶対値を示す図である。この図１
３から明らかなように、前述の図３に示した例に比べて
１１に近づくことがわかる。ここで、完全に１１になっ
ていないのは、前後のデータの加算に用いたデータが、
実際にはＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄではなく、Ａ′，Ｂ′，Ｃ′，
Ｄ′であり、これ自体も１１から変化していることによ
る誤差が含まれているためである。次に、この発明をＤ
ＱＰＳＫに適用した場合について説明する。

【００４０】図１４はこの発明の説明に用いる位相面上
のベクトルを示す図であり、図１５は多重時のベクトル
変化を示した図である。

【００４１】自己相関のサイドローブによる影響がない
と仮定すると、データは図１４に示すように、各ベクト
ルＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅで表わされる。実際は自己相関の
サイドローブがあるために図１５に示すようになる。こ
こで、前提条件として、前述の例のように前データのみ
が影響する偶数チップに遅延している場合を考える。ま
た、簡単のためベクトルＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄは１１の出力を
得ていて、各々が変化していることは無視するものとす
る。各ベクトルＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄにより、自己相関のサイ
ドローブにより発生するベクトルはＥＡ，ＥＢ，ＥＣ，
ＥＤであり、これとＥの合成ベクトルとなり、Ｅ′のベ
クトルとして現われる。

【００４２】ここで、Ｉ，Ｑ軸に対して、各々Ａは（１
１，１１），Ｂ、Ｃ、Ｄは（−１１，１１）の信号であ
るので、そのサイドローブにより発生するベクトルも
（−１，−１），（１，−１）となる。このことから、
図８に示すように、Ｉ，Ｑを独立して演算することがで
き、その結果のＩ，Ｑ成分の独立した演算でベクトル
Ｅ′をベクトルＥに戻せることがわかる。

【００４３】図１６はこの発明の一実施形態における位
相面上のベクトルを示した図であり、位相面が傾いてい
る場合のベクトル図であり、図１７は位相面が傾いてい
る場合の多重時のベクトル変化を示した図であって、図
１６は図１４に相当し、図１７は図１５に相当する。こ
れは非同期システムで受信した場合に位相面が傾いてい
るときのものである。

【００４４】図１６および図１７に示した例において、
信号の軸は傾いているものの、ベクトルとして考える
と、やはりＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄと同一軸上にあることがわか
る。ベクトルの演算において、同一軸上であれば、Ｉ，
Ｑ別々に１／１１にして異符号化すれば、各ベクトルＥ
Ａ，ＥＢ，ＥＣ，ＥＤになることから、図８〜図１０の
回路において、自己相関のサイドローブの影響をキャン
セルできることがわかる。

【００４５】図１８はこの発明の一実施形態の誤り率の
改善を示した図である。この図１８は、ＤＱＰＳＫのシ
ステムにおいて、提案された例とこの発明を用いたとき
の違いをシミュレーションにより求めたものである。横
軸はＣ／Ｎで、縦軸は誤り率を示している。この発明の
一実施形態を用いることにより、ＢＥＲ＝１．０Ｅ−０
４付近で６ｄＢ改善していることがわかる。また、今回
の実施形態においては、自己相関のサイドローブが前デ
ータまたは後データの一方のみで決まることを利用して
処理している。しかし、自己相関のサイドローブ一方の
みで決まらない場合、すなわち、前データと後データの
組合せによって決まる場合を考える。Ａのベクトルに対
して、Ｆのベクトルが後データとすると、Ｆのベクトル
のとり得る場合４つ各々に対して、キャンセルすべきベ
クトルが異なってくるので、そのベクトルを求める必要
がある。その場合、ベクトルはＡベクトルの軸上にのら
ないこともあるので、Ａ，Ｆのベクトルから演算してキ
ャンセルすべきベクトルを求める必要がある。これは非
同期システムのように信号の軸が不明な場合には、さら
に軸を推定して求めなくてはいけないので、さらに困難
となる。

【００４６】また、雑音により軸が分散を持つ場合も、
同様に演算は困難となる。しかし、この発明の一実施形
態においては、Ａの軸上の演算だけでよく、図８〜図１
０の回路で実現でき、回路は簡単となる。

【００４７】上述のごとく、この発明の一実施形態を用
いることによって、自己相関のサイドローブの影響によ
る信号振幅の変化を減ずることができ、誤り率を飛躍的
に向上できるようになる。また、この発明の一実施形態
においては、拡散符号の特性に着目し、前データまたは
後データのどちらかを判定して、そのベクトル成分から
処理するために重なっている４つのデータの前後を加味
してベクトル的に処理する必要がなく、加算するのは受
信信号の信号のみでよいので、回路の簡易化が図れる。
また、非同期システムにおいても、前後の受信した信号
に対して処理するだけでよいので、軸推定などせずにそ
のまま適用できるという特徴がある。

【００４８】なお、上述の説明は、拡散符号としてバー
カ符号の５多重のみについて説明したが、これは他の符
号でも他の多重数でも可能である。このときの符号の条
件は、自己相関のサイドローブが前データまたは後デー
タによって一義的に決まればよい。これはバーカ符号の
ようにサイドローブすべての遅延量にわたって前デー
タ，後データによって決まる必要がなく、前データ，後
データのみによって決まる位置に遅延した信号の相関ス
パイクがくるようにすればよい。この例を１５チップで
構成されるｍ系列を用いて説明する。

【００４９】図１９は１５チップのｍ系列の自己相関を
示す図である。この図１９に示した符号は（１１１１０
１０１１００１０００）で表わされる。図１９も同じよ
うに見てみると、５チップ目については、後データと異
符号で大きさが１となり、１０チップ目については前デ
ータと異符号で大きさが１となる。

【００５０】図２０はｍ系列の信号を遅延して多重した
ときの相関値を数値で示したものであり、図５のような
相関出力を数値として示したものである。各々の相関ス
パイクである１５または−１５のときには、多重してい
る信号は１または−１であり、前データ，後データから
一義的に符号が決まることから、この発明を使えること
がわかる。このように、この発明においては、上述の条
件を満たす符号において幅広く応用できることがわか
る。また、前述の例では、異符号になっていたが、次に
同符号の例を示す。この例として１３チップのバーカ符
号を例に示す。１３チップのバーカ符号は、（１，０，
１，０，１，１，０，０，１，１，１，１，１）で示さ
れる。

【００５１】図２１は１３チップのバーカ符号の自己相
関を示した図である。図２１において、相関スパイクの
タイミングに対して、偶数チップ符号は、後データにか
かわらず、前データに対して同符号で絶対値が１の自己
相関となり、一方、奇数チップに対しては前データにか
かわらず、後データに対して同符号で絶対値が１の自己
相関特性となる。このことから、前述の例とは反対に減
算すればよいことがわかる。このとき、図１０に示した
加減算器は減算動作となる。

【００５２】次に、この発明の第２の実施形態について
説明する。その例として、先ほどと同様に１１チップの
バーカ符号を用いて５多重する場合を考える。

【００５３】図２２はこの発明の第２実施形態における
相関処理部のブロック図である。まず、回路構成を説明
する前に、遅延量を２，２，２，２，３とした場合の自
己相関のキャンセルに用いるデータについて検討する。
図１１において、Ｆ′のキャンセルに用いるのはＧ′，
Ｈ′，Ｉ′，Ｊ′のデータであり、Ｇ′のキャンセルに
用いるのはＦ′，Ｈ′，Ｉ′，Ｊ′のデータであり、
Ｈ′のキャンセルに用いるのはＦ′，Ｇ′，Ｉ′，Ｊ′
のデータである。

【００５４】一方、Ｉ′のキャンセルに用いるのは
Ｆ′，Ｇ′，Ｈ′，Ｊ′のデータであり、Ｊ′のキャン
セルに用いるのはＦ′，Ｇ′，Ｈ′，Ｉ′のデータであ
る。つまり、Ｆ′，Ｇ′，Ｈ′，Ｉ′，Ｊ′の５つのデ
ータを１ブロックとして各々必要とする信号に対して、
それを除いた４つを用いればよいことになる。したがっ
て、回路構成は５データ分しか必要としないので、図９
に比べて図２２に示すように５データ分のデータをシフ
トする回路構成でよくなる。すなわち、図２２に示した
ように、相関処理部４３は５ビットのシフトレジスタ４
４とラッチ回路４５スイッチ４５とセレクト機能付演算
器４６、タイミング発生器４７とから構成される。

【００５５】図２３は図２２に示したセレクト機能付演
算器４６の内部構成を示す図である。図２３において、
入力された５つの信号は、それぞれスイッチ４５１〜４
５５に入力される。ここでは、必要とする信号以外の４
つの信号はオンにされ、必要とされる信号はオフとして
通過しない。その結果、加算器４６１は、必要とする信
号以外の４つの信号を加算する。また、セレクタ４６６
には５つの信号が入力され、必要とする信号のみ選ばれ
る。それ以外の動作は前述の図１０と同じである。この
ように、この実施形態では、前後のデータのすべてをセ
レクタ４６６で選ぶ必要がなく、１つのブロックとして
処理できるようになる。このようにするためには、用い
る符号と遅延量を選ぶ必要がある。

【００５６】第１の実施形態で説明したように、この発
明では、前データ，後データの一方のみ使うことを特徴
としている。したがって、ブロック化したデータの１つ
目のキャンセルには、残りの多重波の後データを用い、
２つ目のデータのキャンセルには、１つ目の前データと
残りの後データを使うようにすればよい。このように、
順次３つ目，４つ目，…が条件を満たせばよい。たとえ
ば、１１チップのバーカ符号であれば、連続した偶数チ
ップの遅延量と１つの奇数チップの遅延量とから構成さ
れればよい。このような条件を満たすことによって、図
２２および図２３に示した回路構成で自己相関のサイド
ローブをキャンセルできるようになる。

【００５７】次に、この発明の第３の実施形態について
説明する。１１チップのバーカ符号を用いた場合、第１
および第２の実施形態では、拡散に用いた符号長１１で
割ってから加算した。これは、図１１に示したように、
Ａに対してＥ１が１／１１だったからである。しかし、
現実の回路においては、図１０に示すように、相関出力
であるＡ′から演算するので、図１３のように完全には
１１に戻らず、残留成分が存在した。

【００５８】そこで、変化した相関値とそれ以外のデー
タの加算値について注目する。前述のごとく、５多重し
た場合を考えると、相関値は７，９，１１，１３，１５
と、−７，−９，−１１，−１３，−１５をとる。この
ときのそれ以外の４つの加算値は、各々２８，１２，−
４，−２０，−３６と、−２８，−１２，４，２０，３
６となる。このことから、各々は等差の値でその差は１
６であることがわかる。したがって、データ２の変化に
対して、−１６の変化であるので、８で割ると、すべて
同一の値に収束することがわかる。したがって、前述の
５多重の例では、１１で割る代わりに、８で割ることに
よってすべてが１０．５の値に集約することになる。

【００５９】これを数学的に説明すると、バーカ符号の
自己相関のサイドローブは、連続する相関スパイクの相
関値をＣｏｒ_k，Ｃｏｒ_k+1とすると、次式で表わされ
る。

【００６０】

【数１】

【００６１】したがって、５多重した信号において、各
遅延時間差が２，２，２，２，３であることから、干渉
を受けた１〜５系列の相関スパイク値は、次式となる。

【００６２】

【数２】

【００６３】ここで、Ｃｏｒ_l, _kは、本来の相関スパ
イク値である。したがって、この実施形態のように８で
割ると、次式となる。

【００６４】

【数３】

【００６５】この結果、１０．５になることがわかる。
これは順同期方式にも適用できる。順同期方式において
は、送受信間の周波数は、ほぼ一致しているものの位相
までは一致していないため、受信機におけるＩ，Ｑ軸に
対して、受信信号のベクトルのとる位相は不定である。
このときの受信信号にホワイトノイズが重畳している場
合について考える。

【００６６】図２４は受信信号にホワイトノイズが重畳
している場合のベクトルを示す図である。このときの受
信信号をベクトルで示すと、送信位相に対して位相がθ
ずれ、本来の自己相関信号のベクトルと、ホワイトノイ
ズベクトルと、多重している残りの４波のサイドローブ
ベクトルのベクトル和となる。サイドローブベクトル
は、ブロック化した４波の自己相関成分の１／１１であ
る。

【００６７】このとき、加算するのは、前後の４つの受
信信号ベクトルであるので、各々にノイズを含んだもの
となっている。位相のずれをθとすると、順同期方式に
より、Ｉ相，Ｑ相の相関器に出力される信号は次式のよ
うになる。

【００６８】

【数４】

【００６９】これを用いて、この発明における相関改善
方法を各々、Ｉ相，Ｑ相独立に処理を施す。

【００７０】

【数５】

【００７１】同様に

【００７２】

【数６】

【００７３】この結果、値は１０．５となり、干渉とな
る多重波の自己相関のサイドローブが順同期復調方式に
おいても完全に除去できることがわかる。

【００７４】図２５はこの第３の実施形態における相関
スパイクの相関値の絶対値を示したものであり、図１３
に対応しており、すべて１０．５になっていることがわ
かる。その結果、キャンセル後の位相は、第１の実施形
態ではまだばらつきが残っていたものが１点になること
になり、位相誤差を小さくすることができる。その結果
を図２６に示す。この図２６は図１８に対応するもので
あり、この第３の実施形態を用いることによってさらに
誤り率が改善していることがわかる。このように、第３
の実施形態では、１１の代わりに８で割ることによっ
て、さらに誤り率を改善できる特徴がある。

【００７５】なお、上述の説明では、５多重のみ説明し
たが、これが４多重のときには、−１８の等差となり、
９で割ればよいことになる。同様に、３多重，２多重の
ときには、各々１０，１１で割れば、すべて１つの位相
に集約する。

【００７６】次に、１３チップのバーカ符号を用いた場
合について考える。ここで、６多重した場合を考える
と、相関値は８，１０，１２，１４，１６，１８と、−
８，−１０，−１２，−１４，−１６，−１８をとる。
このときのそれ以外の５つの加算値は各々−８０，−４
６，−１２，２２，５６，９０と、８０，４６，１２，
−２２，−５６，−９０となる。このことから、各々は
等差の値でその差は３４であることがわかる。したがっ
て、データ２の変化に対して３４の変化であるので、１
７で割るとすべて同一の値に収束することがわかる。し
たがって、６多重の例では、１３で割る代わりに、１７
で割ることによってすべてが１２．７の値に集約するこ
とになる。また、これが５多重のときには、１６で割れ
ばよく、同様に４多重，３多重，２多重のときには、各
々１５，１４，１３で割れば、すべて１つの位相に集約
する。このように、１１値のバーカ符号のように異符号
に自己相関のサイドローブが発生する場合は、多重数が
増えるごとに割る数を１ずつ減らし、一方、１３チップ
のバーカ符号のように同符号に自己相関のサイドローブ
が発生する場合は、多重数が増えるごとに割る数を１ず
つ増やしていけばよい。

【００７７】次に、この発明の第４の実施形態として、
スペクトル拡散において、ＰＤＩと呼ばれる技術が用い
られる場合への適用例について説明する。

【００７８】図２７はＰＤＩ回路の構成を示す図であっ
て、“スペクトル拡散通信システム”横山光雄著・科学
技術出版社に記載されたものである。図２７において、
受信信号は整合フィルタ５１に入力され、その出力には
到来時間と信号強度に応じて複数のピークを持つパルス
列が現われる。これらのパルス列はトランスバーサルフ
ィルタ５２に入力される。このトランスバーサルフィル
タ５２の遅延線の時間長は最大の遅延広がりに合わせら
れている。トランスバーサルフィルタ５２の出力と制御
フィルタ５１の出力は乗算器５３に与えられて乗算さ
れ、同期検波が行なわれる。この乗算により、パルス列
のピーク値が強調され、低レベルの雑音成分が弱められ
る。乗算器５３の出力は積分器５４に与えられ、Ｔ_Mの
時間積分されて、遅延広がりで時間的に分散している信
号が寄せ集められる。この操作によって、ダイバーシテ
ィが実現される。そして、判定回路５５によって信号成
分が判定される。このように、ＰＤＩ技術においては、
遅延波によって広がった信号をすべて復調に使う技術で
あり、フェージング状況下での誤り率を改善できるとい
う特徴がある。

【００７９】図２８はＰＤＩの説明のための相関出力を
示す図である。図２８の点線で示す理想的な状態で、遅
延波のない状態の相関波形を示したものであり、これに
遅延波が１波加わった場合の状態を図２９に示す。図２
９において、ａが元の相関波形であり、ｂが遅延波であ
り、ｃが合成した波形である。本来のＰＤＩでは、図２
７に示したように、積分器５４で積分するが、ここでは
簡易のために２つのサンプル点での信号を復調に用いる
とすると、図２９（１）で元の信号が復調され、（２）
で遅延波成分を復調でき、ＰＤＩを使うことでＰＤＩを
使わない単一の場合に比べて性能が向上することがわか
る。

【００８０】そこで、今回の多重した場合について考え
る。この場合、実際の相関出力は図２７の実線のように
なり、点線の理想状態から変化している。これは、自己
相関のサイドローブが相関スパイク以外のところでも影
響しているためである。

【００８１】図３０はＰＤＩの説明のための相関出力を
示したものであって、自己相関のサイドローブの影響で
変化している様子を示したものである。図３０に示すｂ
の相関のときにａの相関が０でないために合成した出力
ｃは（１）のサンプル点でも、（２）のサンプル点でも
元の出力から下がってしまう。誤り率はこの出力の信号
成分と雑音成分の比（Ｃ／Ｎ比）で決まってくるため
に、誤り率が劣化するという問題が生じていた。

【００８２】これを解決するには、この発明における自
己相関のサイドローブをキャンセル手法を元の相関スパ
イクだけでなく、ＰＤＩで用いる遅延波の相関スパイク
の点においても用いればよい。

【００８３】図３１はこの発明をＰＤＩ受信機に適用し
た例を示すブロック図である。この図３１は以下の点を
除いて前述の図８と同じである。すなわち、コリレータ
２５の出力が遅延波のタイミングでＰＤＩ用ラッチ部６
１にラッチされ、このＰＤＩ用ラッチ部６１の出力がＰ
ＤＩ用相関処理部６２に入力され、ラッチ部３２にラッ
チされていた相関スパイクの相関出力信号もＰＤＩ用相
関処理部６２に与えられ、相関処理部３３からタイミン
グ信号がＰＤＩ用相関処理部６２に与えられる。ＰＤＩ
用相関処理部６２の出力と相関処理部３３の出力は合成
部６３によって合成され、分配器２０に与えられる。さ
らに、差動部３０の出力にはＰＤＩ部６４が設けられ、
ＰＤＩ処理された後判別部３１に与えられる。

【００８４】図３２は図３１に示したＰＤＩ用相関処理
部の構成を示すブロック図である。ＰＤＩ用相関処理部
６２はシフトレジスタ６２１，６２２とセレクト機能付
演算器６２３とから構成される。

【００８５】ＰＤＩは遅延波の相関スパイクのタイミン
グでのキャンセルを行なう必要があるが、その影響を及
ぼしているのは元の相関スパイクタイミングでの信号の
サイドローブと、遅延波自体の自己相関のサイドローブ
である。したがって、キャンセルの基準とするものは、
元の相関スパイクタイミングでの相関信号とＰＤＩ用の
遅延波の相関スパイクのタイミングと２つある。この場
合、ＰＤＩ用の遅延波の相関スパイクから受けるサイド
ローブは、前記相関スパイクのサイドローブのキャンセ
ルの仕方と全く同一である。つまり、遅延波を中心とし
た遅延波のタイミングでラッチした信号の前後各々（ｋ
−１）個の遅延波の相関スパイクからキャンセルする。

【００８６】一方、元の相関スパイクのキャンセルの場
合、前述の図４を例にとると、奇数遅延後は後データに
依存し、偶数遅延後は前データに依存する。このことか
ら、ＰＤＩタイミングにおいて影響を及ぼしている元の
信号が奇数遅延後か、偶数遅延後かを判断し、セレクタ
を切換えることによって、ＰＤＩタイミングにおいてキ
ャンセルすることができるようになる。

【００８７】なお、この場合、第１の実施形態と異なる
のは、キャンセルを施す相関スパイクの前後の多重信号
に対してのみ加算するのではなく、すべての多重信号
（５多重なら５）について加算することである。これ
は、ＰＤＩがそれ自身の元となる相関スパイクの信号自
身のサイドローブの影響を受けているためである。

【００８８】その結果、ＰＤＩ用相関処理部６２では、
図３２に示すように、遅延波の信号の相関スパイクを２
（ｋ−１）＋１だけシフトレジスタ６２１で保持し、元
の相関スパイク２ｋをシフトレジスタ６２２で保持す
る。

【００８９】図３３は図３２に示したセレクト機能付演
算器の構成を示すブロック図である。図３３に示すよう
に、セレクト機能付演算器６２３は遅延波用演算器６２
４と元の相関スパイクのサイドローブのためのサイドロ
ーブ用演算器６２５を含む。遅延波用演算器６２４は前
述の図１０と同じである。このように構成することによ
って、遅延波の自己相関のキャンセルを行なってから、
元の信号のサイドローブをキャンセルできる。

【００９０】なお、図３３には、２つの演算器６２４と
６２５を別々に示したが、実際の処理には一体化するこ
とで、タイミングコントロール，加減算器，ラッチ回路
の共通を図ることができる。また、回路の小型化のため
に、どちらかの演算器だけ用いても性能を向上できる。
さらに、ＰＤＩに使う遅延波が２波以上の場合には、そ
の数だけ遅延波用の回路を用意すればよい。

【００９１】図３５は相関処理部の他の例を示すブロッ
ク図である。図３５において、Ｄタイプフリップフロッ
プ１００〜１０８がシリアルに接続されてシフトレジス
タが構成され、Ｄタイプフリップフロップ１００の出力
とＤタイプフリップフロップ１０５の出力がセレクタ１
１２に入力され、Ｄタイプフリップフロップ１０１の出
力とＤタイプフリップフロップ１０６の出力とがデータ
セレクタ１１１に入力され、Ｄタイプフリップフロップ
１０２の出力とＤタイプフリップフロップ１０７の出力
とがデータセレクタ１１２に入力され、Ｄタイプフリッ
プフロップ１０３の出力とＤタイプフリップフロップ１
０８の出力とがデータセレクタ１１３に入力される。デ
ータセレクタ１１０と１１１の選択出力は加算器１２０
で加算され、データセレクタ１１２の選択出力とデータ
セレクタ１１３の選択出力が加算器１２２で加算され、
加算器１２０の加算出力と加算器１２２の加算出力とが
加算器１２１で加算される。加算器１２１の加算出力は
除算器１３０によって除算され、その除算結果とＤタイ
プフリップフロップ１０４の出力とが加算器１２３によ
って加算される。

【００９２】図３６は図３５の相関処理部を動作させる
ためのクロック信号を示すタイムチャートである。特
に、図３６（ａ）はシステムクロック信号ＣＬＫであっ
て、（ｂ）はブロックを構成するデータの先頭を示すＢ
ＳＣＬＫ信号であり、（ｃ）は相関を示すＳＣＬＫ信号
である。

【００９３】次に、図３５の動作について５多重を例に
して説明する。５多重の場合、図３６（ｃ）に示すよう
に、相関を示すＳＣＬＫ信号としてＢＳＣＬＫ信号が出
力される間に５個のパルスが出力される。遅延チップ数
の組合せは、（２，２，２，２，３）とする。最初の２
チップ遅延のデータがＤタイプフリップフロップ１０４
に入力されたとき、すなわちブロックの先頭を示すＢＳ
ＣＬＫ信号がアクティブになったとき、データセレクタ
１１０〜１１３の制御信号がリセットされ、各セレクタ
１１０〜１１３の入力側がすべてに接続される。次の
相関信号でセレクタ１１０が側に切換えられ、次の相
関信号でセレクタ１１１がに切換えられる。さらに次
の相関信号でセレクタ１１２が側に切換えられ、次の
相関信号でセレクタ１１３が側に切換えられる。この
時点で１つのブロックが終了し、セレクタ１１０〜１１
３は側に接続される。次の相関信号が入力されるとき
には、ＢＳＣＬＫ信号もアクティブになるので、セレク
タ１１０〜１１３はすべてに接続される。この繰返し
によって、自己相関部がキャンセルされる。

【００９４】しかしながら、図３５に示した例では、ｎ
ビットのデータセレクタが必要となり、相関のパターン
でセレクタ１１０〜１１３を切換えなければならない。

【００９５】次に、図３５の構成を簡略化した実施形態
について説明する。図３７は相関処理部のさらに他の例
を示すブロック図である。図３７に示した実施形態は、
ブロックを構成するすべてのデータを加算し、同一のブ
ロックの間は復調したいデータにその加算合計を適当な
値で除算したものを加えるものである。

【００９６】図３７によって、Ｄタイプフリップフロッ
プ２００〜２０５がそれぞれシリアルに接続され、Ｄタ
イプフリップフロップ２０３の出力とＤタイプフリップ
フロップ２０４の出力が加算器２２３で加算され、加算
器２２３の加算出力とＤタイプフリップフロップ２０２
の出力が加算器２２２で加算される。加算器２２２の加
算出力とＤタイプフリップフロップ２０１の出力が加算
器２２１で加算され、加算器２２１の加算出力とＤタイ
プフリップフロップ２００の出力が加算器２２０で加算
される。加算器２２０の加算出力は除算器２３０によっ
て除算され、その除算出力がＤタイプフリップフロップ
２０６にラッチされ、このラッチ出力とＤタイプフリッ
プフロップ２０５の出力とが加算器２２４で加算されて
出力される。

【００９７】ＢＳＣＬＫ信号がアクティブになったと
き、加算器２２０〜２２３はそれぞれＤタイプフリップ
フロップ２００〜２０４にラッチされている加算値を加
算する。そして、加算器２２０の加算結果がたとえば拡
散符号長により除算器２３０によって除算され、Ｄタイ
プフリップフロップ２０６にラッチされる。そして、Ｄ
タイプフリップフロップ２０６にラッチされた値が加算
器２２４によってＤタイプフリップフロップ２０５の復
調したい相関値に加算される。その結果、自己相関のサ
イドローブがキャンセルされる。そして、再びＢＳＣＬ
Ｋ信号がアクティブになったときは、Ｄタイプフリップ
フロップ２００〜２０４にラッチされているデータが次
のブロックのデータになっているので、再び加算結果が
更新され、同じ操作を繰返すことになる。これにより、
キャンセルに使用するデータを選択する必要がなくな
り、図３５で示したようなデータセレクタ１１０〜１１
３を不要にでき、その制御も必要なくなることになる。

【００９８】ここで、わかりやすくするために実際の復
調データについて検証する。たとえば、ノイズなど、自
己相関のサイドローブ以外の影響が全くない場合の相関
器出力を列挙すると次のようになる。 …、−１１、１３、−１１、−１１、１３、−９、−
９、１５、−９、−９、７、７、７、７、７、… これらをわかりやすくするために、ブロックごとに（）
で区切ると、 …、）（−１１、１３、−１１、−１１、１３、）（−
９、−９、１５、−９、−９、）（７、７、７、７、
７、）（… といったようになる。ここに記述したデータのサイドロ
ーブをキャンセルする要素は次のようになる。

【００９９】最初のブロック、すなわち（−１１、１
３、−１１、−１１、１３、）が復調されるとき、図３
７の加算器２２０の合計は−７であり、たとえば拡散符
号長の１１で除算すると、その値は約−０．６４とな
る。これを相関値のそれぞれに加えると、最初のブロッ
クは（−１１．６４、１２．３６、−１１．６４、−１
１．６４、１２．３６）となる。同様に次のブロックで
は加算合計が−２１で除算結果は約−１．９１である。
これを相関値に加えると、（−１０．９１、−１０．９
１、１３．０９、−１０．９１、−１０．９１）とな
る。また、次のブロックでは演算後（１０．１８、１
０．１８、１０．１８、１０．１８、１０．１８）とな
り、明らかに改善効果の得られることがわかる。

【０１００】なお、上述の説明では、除算器２３０で合
計を拡散符号長の１１で除算するようにしたが、７で除
算すると、キャンセル後のデータはすべてその絶対値が
１２となり、自己相関のサイドローブの影響を完全に取
除くことができる。

【０１０１】前述の実施形態においては、多重数によっ
て１１チップのバーカ符号を用いた場合では、相関値を
１１−ｋ＋２で除算し、１３チップのバーカ符号を用い
た場合には相関値を１３＋ｋ−２で除算した。しかし、
この除算のための回路の規模が大きくなる恐れがある。
たとえば、相関器の出力である各データが８ビットで表
わされるときに、仮に多重した他局の干渉を消すため
に、３つのデータを加算する場合を考える。このとき、
加算後のビット数は２ビット増えて１０ビットとなる。
このビット数のデータを除算する場合、１１−３＋２＝
１０で除算することになるが、この除算には２つの点で
問題がある。

【０１０２】その１つには、データを１０で除算するこ
とは、かなりの演算、たとえばＣＰＵによる処理が必要
となり、回路規模の増大，高速演算の困難さが生じる。
もう１つの理由として、正確に算出するには、１０ビッ
ト以上の演算結果となる。この後にデータ復調の演算を
行なうが、その演算がこの除算結果の値をそのまま用い
ると、多ビット（１０ビット以上）で動作するデータ復
調部が必要となる。その結果、復調部の回路規模が大き
くなってしまう。これを防ぐためには、１０で割った結
果を再び四捨五入などの手法によって桁数を８ビットな
どに直すなどの処理が必要となる。

【０１０３】図３８は上述の問題を解消する実施形態を
示す図である。図３８において、加算器２５０から出力
されたｋビットの信号は下位３ビットを除いてｋ−３ビ
ット分が図３４に示した加減算器３５９に入力される。
２ビットの演算において、下位１ビットを削ることは２
で割ることに等しく、２ビットを削ることは４で割るこ
とに等しい。したがって、３ビット削ることは８で割る
ことに等しくなる。このように、加算器２５０を設ける
ことによって、大幅な回路の小型化が可能となる。下位
３ビットを削ったことによって、キャンセルの性能は多
少劣化するものの、除算演算を大幅に簡易化できるとい
う利点がある。また、１３チップのバーカ符号を用いる
場合には、４ビット削り、１６で割ればよい。

【０１０４】図３９はこの発明のさらに他の実施形態を
示す図である。図３９において、図示しないアンテナで
受信されたスペクトル拡散信号は利得制御増幅器３０２
に与えられ、受信信号の振幅レベルが一定に保たれる。
利得制御増幅器３０２の出力は周波数変換器３０３，３
０４に与えられ、発振器２４からのローカル信号によっ
て周波数変換され、Ｉ，Ｑのベースバンド信号となり、
さらにＡ／Ｄ変換器３０６，３０７によってディジタル
データとなって相関器３０８，３０９に与えられ、相関
ピークが検出される。相関器３０８，３０９の出力は演
算部３１０によって二乗和の平方根が求められ、相関同
期およびラッチ部３１１に与えられる。相関器３０８，
３０９の出力も相関同期およびラッチ部３１１に与えら
れる。

【０１０５】データ処理部３１７は前述のデータ処理を
行ない、その出力が比較器３１３に与えられて最適値と
比較される。比較器３１３の出力はフィルタ３１５を介
してコントロール回路３１６に与えられ、利得制御増幅
器３０２の利得が制御される。

【０１０６】この実施形態では、従来７から１５までば
らついていた相関出力のばらつきが小さくなる、あるい
はすべて同一の値に集約することができ、ＡＧＣに関わ
る残留変動を小さくあるいはなくすことができる。

【０１０７】

【発明の効果】以上のように、この発明によれば、キャ
ンセルを施す相関を中心として、その前後に各々（多重
波−１）分のデータタイミングの相関を保持し、前デー
タ，後データを選択して加算し、拡散率にて除算するこ
とによって、サイドローブ成分の逆ベクトル方向を算出
できるので、キャンセルを施す相関値に加減算すること
によって、自己相関のサイドローブをキャンセルでき
る。その結果、相関出力の位相面での広がりが小さくな
り、その結果、位相変調する場合において誤り率の改善
を図ることができる。

【０１０８】また、データ処理をすべてブロック外のデ
ータで処理できるようにすることによって、ブロック処
理できる利点がある。

【０１０９】また、バーカ符号を用いる場合に、１１チ
ップの符号を用いるときには除算する値はｋ多重の場合
には１１−ｋ＋２で除算し、１３チップの符号を用いる
場合には除算する値はｋ多重の場合には１３＋ｋ−２で
除算することにより、キャンセル後の相関値が一定値と
なり、位相広がりがなくなり、一点に集中してさらに特
性が向上できる。

【０１１０】ＰＤＩを用いて復調する場合には、相関ス
パイク以外の点でも自己相関のサイドローブをキャンセ
ルすることによって、ＰＤＩ時の特性を向上できる。

【０１１１】相関長多重数分だけブロック化し、ブロッ
ク化したデータの１つにキャンセルを施すことにより、
キャンセルに使用するデータを選択する必要がなく、デ
ータセレクタを不要にでき、その制御も不要にできる。

【０１１２】また、バーカ符号を用いる場合に、１１チ
ップの符号を用いるときには除算する値はｋ多重の場合
には１１−ｋ＋１で除算し、１３チップの符号を用いる
場合には除算する値はｋ多重のときには１３＋ｋ−１で
除算することにより、キャンセル後の相関値が一定値と
なり、位相広がりがなくなり、一点に集中してさらに特
性が向上できる。

【０１１３】さらに、１１チップのバーカ符号を用いる
場合には除算する値を８とし、下位３ビットを除去して
３ビットずつデータをシフトし、１３チップのバーカ符
号を用いる場合には、除算する値を１６とし、下位４ビ
ットを除去して４ビットずつデータをシフトすることに
より、除算回路を大幅に簡易化でき、回路規模の小型
化，低消費電力化を実現できる。

【０１１４】さらに、相関出力を用いて利得を可変して
受信信号の振幅レベルを制御することにより、残留誤差
を小さくすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本願発明者らが先に提案したスペクトル拡散通
信方式の送信機を示すブロック図である。

【図２】本願発明者らが先に提案したスペクトル拡散通
信方式の受信機のブロック図である。

【図３】図２に示した受信機における相関スパイクの相
関出力の絶対値を示した図である。

【図４】バーカ符号の自己相関の値を示す図である。

【図５】多重時における相関出力の様子を示す図であ
る。

【図６】多重時の位相面を示す図である。

【図７】誤り率の特性を示す図である。

【図８】この発明の第１の実施形態を示す受信機のブロ
ック図である。

【図９】図８に示した相関処理部のブロック図である。

【図１０】図９に示したセレクト機能付演算器の具体的
なブロック図である。

【図１１】この発明の一実施形態における多重時の相関
出力の様子を示す図である。

【図１２】図１０に示したセレクタを切換えるタイミン
グを説明するためのフローチャートである。

【図１３】この発明の第１の実施形態における相関スパ
イクの相関出力の絶対値を示す図である。

【図１４】この発明の第１の実施形態における位相面上
のベクトルを示す図である。

【図１５】この発明の第１の実施形態における位相面上
のベクトルを示す図であって、多重時のベクトル変化を
示したものである。

【図１６】この発明の第１の実施形態に用いる位相面上
のベクトルを示した図であって、位相面が傾いている場
合のベクトル図である。

【図１７】この発明の一実施形態に用いる位相面が傾い
ている場合の多重時のベクトル変化を示した図である。

【図１８】この発明の一実施形態を用いた場合の誤り率
の改善を示す図である。

【図１９】１５チップのｍ系列の自己相関を示す図であ
る。

【図２０】ｍ系列の信号を遅延して多重したときの相関
値を数値で示した図である。

【図２１】１３チップのバーカ符号の自己相関を示す図
である。

【図２２】この発明の第２の実施形態の相関処理部のブ
ロック図である。

【図２３】図２２に示したセレクト機能付演算器のブロ
ック図である。

【図２４】受信信号にホワイトノイズが重畳している場
合のベクトル図である。

【図２５】この発明の第２の実施形態における相関スパ
イクの相関値の絶対値を示す図である。

【図２６】この発明の第２の実施形態における誤り率の
改善を示す図である。

【図２７】ＰＤＩの構成を示すブロック図である。

【図２８】ＰＤＩの説明に用いる相関出力を示す図であ
る。

【図２９】ＰＤＩの説明に用いる相関出力を示したもの
であって、合成したときの相関出力を示す図である。

【図３０】ＰＤＩの説明に用いる相関出力を示したもの
であって、自己相関のサイドローブの影響で変化してい
る様子を示す図である。

【図３１】ＰＤＩのときのこの発明の実施形態を示すブ
ロック図である。

【図３２】図３１におけるＰＤＩ用相関処理部の構成を
示すブロック図である。

【図３３】図３２におけるセレクト機能付演算器の構成
を示すブロック図である。

【図３４】図３３におけるセレクト機能付演算器の構成
を示すブロック図である。

【図３５】この発明のＰＤＩ用相関処理部の他の実施形
態を示すブロック図である。

【図３６】図３５におけるＰＤＩ用相関処理部の復調で
必要とされるクロック信号のタイミングチャートであ
る。

【図３７】この発明のさらに他の実施形態におけるＰＤ
Ｉ用相関処理部の構成を示すブロック図である。

【図３８】この発明の他の実施形態における除算回路を
示す図である。

【図３９】この発明のさらに他の実施形態を示す受信機
のＡＧＣ構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

２１受信アンテナ２３，３０３，３０４周波数変換部２４局部発振器２５コリレータ２６分配器２７，２８，３２ラッチ部２９ラッチコントローラ３０差動部３１判別部３３相関処理部３４シフトレジスタ３５セレクト機能付演算器３６タイミング発生器５１整合フィルタ５２トランスバーサルフィルタ５３乗算器５４積分器５５判定回路６１ＰＤＩラッチ部６２ＰＤＩ相関処理部６３合成部６４ＰＤＩ部１００〜１０８，２００〜２０６Ｄタイプフリップフ
ロップ１１０〜１１３データセレクタ１２０〜１２３，２２０〜２２３，２５０加算器１３０，２３０除算器３０２利得制御増幅器３０６，３０７Ａ／Ｄ変換器３０８，３０９相関器３１０演算部３１１相関同期およびラッチ部３１３比較器３１５フィルタ３１６コントロール回路３１７データ処理部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直接拡散をするスペクトル拡散通信にお
いて、同一の拡散符号で拡散した信号を、任意の数チッ
プずつ遅延多重して送信するシステムであって、前記拡
散符号は自己相関のサイドローブが、奇相関、偶相関に
かかわらず、前データまたは後データの一方の値により
一義的に決まる符号を用いるシステムにおいて、キャンセルを施す相関を中心として、その前後に各々
（多重数−１）分のデータタイミングの相関を保持し、
前データ，後データの選択を行なって、一義的に決まる
前データ，後データの相関値を選択して加算し、拡散率
にて除算し、キャンセルを施す相関値に加減算すること
によって、自己相関のサイドローブをキャンセルするこ
とを特徴とする、スペクトル拡散通信受信方法。
【請求項２】前記相関値を多重数分だけブロック化
し、ブロック化したデータの１つにキャンセルを施す場
合において、それ以外の前データ，後データの組合せが
すべてブロック内のデータで処理するように遅延量を制
御し、前記相関の保持はブロック分だけ保持し、その相関値の
中から、キャンセルを施す信号以外の相関値を選択して
加算し、拡散率にて除算し、キャンセルを施す相関値に
加減算することによって、自己相関のサイドローブをキ
ャンセルすることを特徴とする、請求項１のスペクトル
拡散通信受信方法。
【請求項３】前記除算は、バーカ符号を用いる場合
に、自己相関のサイドローブが相関のキャンセルに用い
る基準となる信号に異符号になる１１チップの符号を用
いるときには、除算する値はｋ多重の場合には１１−ｋ
＋２で除算し、前記自己相関のサイドローブが相関のキャンセルに用い
る基準となる信号に同符号になる１３チップの符号を用
いる場合には、除算する値はｋ多重のときには１３＋ｋ
−２で除算することを特徴とする、請求項１または２の
スペクトル拡散通信受信方法。
【請求項４】さらに、ＰＤＩを用いて復調する場合に
おいて、ＰＤＩに用いる復調タイミングにおいても、前
記自己相関のサイドローブをキャンセルするために、キ
ャンセルを施すＰＤＩに対応する相関を中心として、前
記その前後に各々（多重数）分のデータタイミングの相
関を保持し、一義的に決まる前データ，後データの相関
値を選択して加算し、拡散率にて除算し、キャンセルを
施すＰＤＩのタイミングの相関値に加減算することによ
って、自己相関のサイドローブをキャンセルすることを
特徴とする、請求項１のスペクトル拡散通信受信方法。
【請求項５】前記相関値を多重数分だけブロック化
し、ブロック化したデータの１つにキャンセルを施す場
合において、キャンセルされるデータが属するブロック
のすべてのデータを加算し、拡散率にて除算し、キャン
セルを施す相関値に加算することによって、自己相関の
サイドローブをキャンセルすることを特徴とする、請求
項１のスペクトル拡散通信受信方法。
【請求項６】前記除算は、バーカ符号を用いる場合
に、自己相関のサイドローブが相関のキャンセルに用い
る基準となる信号に異符号になる１１チップの符号を用
いるときには、除算する値はｋ多重の場合には１１−ｋ
＋１で除算し、前記自己相関のサイドローブが相関のキャンセルに用い
る基準となる信号に同符号になる１３チップの符号を用
いる場合には、除算する値はｋ多重のときには１３＋ｋ
−１で除算することを特徴とする、請求項５のスペクト
ル拡散通信受信方法。
【請求項７】前記１１チップのバーカ符号を用いる場
合には、前記除算する値を８とし、下位３ビットを除去
して３ビットずつデータをシフトすることで除算演算
し、前記１３チップのバーカ符号を用いる場合には、除算す
る値を１６とし、下位４ビットを除去して４ビットずつ
データをシフトすることで除算演算をすることを特徴と
する、請求項３のスペクトル拡散通信受信方法。
【請求項８】さらに、利得を可変して受信信号の振幅
レベルを制御し、その出力をディジタル化して量子化
し、前記相関出力を用いて利得制御し、その基準とする相関
出力には前記自己相関のサイドローブをキャンセルした
キャンセル後の相関出力を用いることを特徴とする、請
求項１のスペクトル拡散通信受信方法。