JP2600518B2 - 並列スペクトル拡散変調復調装置 - Google Patents
並列スペクトル拡散変調復調装置Info
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- JP2600518B2 JP2600518B2 JP12540291A JP12540291A JP2600518B2 JP 2600518 B2 JP2600518 B2 JP 2600518B2 JP 12540291 A JP12540291 A JP 12540291A JP 12540291 A JP12540291 A JP 12540291A JP 2600518 B2 JP2600518 B2 JP 2600518B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は並列スペクトル拡散変調
復調装置に係り、特に、並列ＳＳ（スペクトル拡散）方
式に符号間干渉抑圧技術を導入して、情報速度と符号間
干渉とのトレードオフを大巾に改善し、高速化を可能に
した、並列スペクトル拡散変調復調装置に関する。
復調装置に係り、特に、並列ＳＳ（スペクトル拡散）方
式に符号間干渉抑圧技術を導入して、情報速度と符号間
干渉とのトレードオフを大巾に改善し、高速化を可能に
した、並列スペクトル拡散変調復調装置に関する。
【０００２】
【技術的背景】情報を扱う種々の分野において、決めら
れた制限の中で如何に情報量を高めるかは永遠のテーマ
でもある。近年の技術の進歩や方向は、高能率な符号化
技術や変復調技術で代表されると言っても過言ではな
く、たとえば通信分野での多値ＱＡＭ{Quadrature Ampl
itude Modulation；直交振幅変調｝の移動通信への応用
の例にも見られるように、定められた周波数帯域の中で
伝送速度を高める技術の研究，開発が一般的と言える。
かかる分野における前途有望な通信方式の１つに、スペ
クトル拡散(Spread Spectrum：以下“ＳＳ”とも記載す
る）変調復調方式がある。
れた制限の中で如何に情報量を高めるかは永遠のテーマ
でもある。近年の技術の進歩や方向は、高能率な符号化
技術や変復調技術で代表されると言っても過言ではな
く、たとえば通信分野での多値ＱＡＭ{Quadrature Ampl
itude Modulation；直交振幅変調｝の移動通信への応用
の例にも見られるように、定められた周波数帯域の中で
伝送速度を高める技術の研究，開発が一般的と言える。
かかる分野における前途有望な通信方式の１つに、スペ
クトル拡散(Spread Spectrum：以下“ＳＳ”とも記載す
る）変調復調方式がある。
【０００３】ＳＳ変調復調方式とは、変調側では情報信
号等を広帯域の雑音状の拡散符号により拡散変調して、
非常に広い周波数帯域に拡散すると共に、復調側では変
調側で使用する拡散符号と等価な拡散符号で逆拡散する
方式である。かかる変調復調方式を用いて通信を行なう
ＳＳ通信方式は、秘話性が非常に高く、外部干渉や雑
音，故意の妨害に強く、従来システムと共存でき、しか
も微弱な電力で送信でき、更に、疑似雑音符号を変える
ことにより同一周波数帯域内に多重できる等々多くの特
長があるので、現在では単に通信機器分野に止まらず各
分野での応用が進んでおり、民生機器への展開も始まり
つつある。
号等を広帯域の雑音状の拡散符号により拡散変調して、
非常に広い周波数帯域に拡散すると共に、復調側では変
調側で使用する拡散符号と等価な拡散符号で逆拡散する
方式である。かかる変調復調方式を用いて通信を行なう
ＳＳ通信方式は、秘話性が非常に高く、外部干渉や雑
音，故意の妨害に強く、従来システムと共存でき、しか
も微弱な電力で送信でき、更に、疑似雑音符号を変える
ことにより同一周波数帯域内に多重できる等々多くの特
長があるので、現在では単に通信機器分野に止まらず各
分野での応用が進んでおり、民生機器への展開も始まり
つつある。
【０００４】
【従来の技術】ＳＳ通信方式を含むＳＳ変調復調方式
は、ジャミングや狭帯域の干渉，及び伝送路の変動に強
いが、帯域の制限された伝送路においては、伝送するデ
ータの持つ周波数帯域を非常に広い帯域に拡散して伝送
するという性質がある。その特徴を生かそうとして拡散
比を取ると、伝送する信号の占有する帯域に対して、デ
ータ速度が低くなるという短所がある。そこで、ＳＳ方
式の利点を極力損わないようにしてデータ速度の向上を
図ろうとして、ＳＳ方式の他の特徴である符号分割性を
利用した、ＳＳ方式による並列データ通信システムが、
例えば電子情報通信学会誌(IEICE) August,4,5 '89等に
紹介されている。更に、データの高速化に伴って並列チ
ャンネル数が増加し、それと共に系列間の相互相関によ
る干渉の影響により性能が劣化することに対する改善策
として、M-ary SS方式による並列データ通信システム等
も、同誌に紹介されている。
は、ジャミングや狭帯域の干渉，及び伝送路の変動に強
いが、帯域の制限された伝送路においては、伝送するデ
ータの持つ周波数帯域を非常に広い帯域に拡散して伝送
するという性質がある。その特徴を生かそうとして拡散
比を取ると、伝送する信号の占有する帯域に対して、デ
ータ速度が低くなるという短所がある。そこで、ＳＳ方
式の利点を極力損わないようにしてデータ速度の向上を
図ろうとして、ＳＳ方式の他の特徴である符号分割性を
利用した、ＳＳ方式による並列データ通信システムが、
例えば電子情報通信学会誌(IEICE) August,4,5 '89等に
紹介されている。更に、データの高速化に伴って並列チ
ャンネル数が増加し、それと共に系列間の相互相関によ
る干渉の影響により性能が劣化することに対する改善策
として、M-ary SS方式による並列データ通信システム等
も、同誌に紹介されている。
【０００５】ここで、ＳＳ方式による並列データ通信シ
ステムの原理について簡単に説明する。まず、送信（変
調）側では、通信データを直列→並列（シリパラ）変換
にて複数ch.(チャンネル）の、より低速なデータに分割
し、これを全ch．のデータの同期をとった後、各ch．毎
にＰＮ系列を用いて拡散して送信する。一方、受信側で
は各ch．毎にデータを復調し、並列→直列（パラシリ）
変換によって最終的な受信データを得るものである。こ
の様な並列データ通信システムには、拡散符号として相
互相関値を小さくできること等から、直交拡散符号が用
いられ、結果的に並列データ数を増すことができる。
ステムの原理について簡単に説明する。まず、送信（変
調）側では、通信データを直列→並列（シリパラ）変換
にて複数ch.(チャンネル）の、より低速なデータに分割
し、これを全ch．のデータの同期をとった後、各ch．毎
にＰＮ系列を用いて拡散して送信する。一方、受信側で
は各ch．毎にデータを復調し、並列→直列（パラシリ）
変換によって最終的な受信データを得るものである。こ
の様な並列データ通信システムには、拡散符号として相
互相関値を小さくできること等から、直交拡散符号が用
いられ、結果的に並列データ数を増すことができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかるにこの方式で
は、ＳＳ信号の伝送周波数帯域が広く取れており、ＳＳ
信号の伝送ロスが無い場合に効果が得られるもので、伝
送周波数帯域に制限が生じると、直交拡散符号の直交性
が損われることになり、相互相関値が大きくなって｛即
ち逆拡散出力における符号間干渉ノイズが大きくな
り｝、結果的に並列データ数があまり高められない等の
問題が生じる。
は、ＳＳ信号の伝送周波数帯域が広く取れており、ＳＳ
信号の伝送ロスが無い場合に効果が得られるもので、伝
送周波数帯域に制限が生じると、直交拡散符号の直交性
が損われることになり、相互相関値が大きくなって｛即
ち逆拡散出力における符号間干渉ノイズが大きくな
り｝、結果的に並列データ数があまり高められない等の
問題が生じる。
【０００７】また、このようなシステムは、伝送途上に
おいて混入してくる干渉波や雑音等においては、従来よ
りのＳＳ方式におけるプロセスゲインによる抑圧効果は
期待できるが、抑圧効果を更に高めるための性能は持ち
合せていない。そこで、妨害等に対する抑圧効果を更に
高めながら、この抑圧効果と情報速度とのtrade off(両
立）問題を改善できる、並列型ＳＳ通信方式（ＳＳ変調
復調装置）の出現が渇望されていた。
おいて混入してくる干渉波や雑音等においては、従来よ
りのＳＳ方式におけるプロセスゲインによる抑圧効果は
期待できるが、抑圧効果を更に高めるための性能は持ち
合せていない。そこで、妨害等に対する抑圧効果を更に
高めながら、この抑圧効果と情報速度とのtrade off(両
立）問題を改善できる、並列型ＳＳ通信方式（ＳＳ変調
復調装置）の出現が渇望されていた。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するために、情報信号を直列／並列変換して低速化した
複数の低速化データを得、該得られた複数の低速化デー
タを夫々異なる複数の拡散符号でスペクトル拡散変調を
行ない、該得られた複数のスペクトル拡散変調信号を加
算して複合スペクトル拡散変調信号として出力するよう
構成したスペクトル拡散変調装置（１０）と、上記複合
スペクトル拡散変調信号を複数（例えば３組）のスペク
トル拡散復調部に供給し、夫々の信号を変調時に使用さ
れた拡散符号と夫々等価な拡散符号にて逆拡散による復
調を行なって、得られた複数の低速化データを並列／直
列変換して元の情報信号を得るよう構成したスペクトル
拡散復調装置（４０）とからなる並列スペクトル拡散変
調復調装置であって、上記スペクトル拡散復調装置（４
０）は、入力された複合スペクトル拡散変調信号のうち
拡散符号のメインローブ帯域以上の高域干渉信号成分を
除去する入力フィルタ（２４）を有し、該入力フィルタ
の出力を複数のスペクトル拡散復調部に供給するように
構成する共に、上記複数のスペクトル拡散復調部に夫々
独立した符号間干渉ノイズ抑圧手段を設け、上記符号間
干渉ノイズ抑圧手段を、上記入力フィルタと略等しい伝
達関数を有し拡散符号発生回路からの拡散符号が入力さ
れる等化フィルタ（２５，２６，２７）と、該等化フィ
ルタからの補正拡散符号の逆数をとる逆数回路（３７，
３８，３９）と、該逆数回路の出力を上記供給された複
合スペクトル拡散変調信号に乗算することにより逆拡散
を行なう第１の乗算器（１４，１７，２０）と、該第１
の乗算器の出力信号のうち復調される情報信号成分を除
去するローカットフィルタ（２８，２９，３０）と、該
ローカットフィルタの出力に上記補正拡散符号を乗算す
る第２の乗算器（１５，１８，２１）と、該第２の乗算
器の出力のうち高域周波数成分を除去するハイカットフ
ィルタ（３１，３２，３３）と、該ハイカットフィルタ
の出力に上記逆数回路の出力を乗算する第３の乗算器
（１６，１９，２２）と、該第３の乗算器で得られた拡
散干渉信号のスペクトルを上記第１の乗算器出力中の拡
散干渉信号のスペクトルに略等しくなるよう補正するイ
コライザ回路（４１，４２，４３）と、該イコライザ回
路の出力と上記第１の乗算器出力との減算を行なう減算
器（４４，４５，４６）とで構成した並列スペクトル拡
散変調復調装置を提供するものである。
するために、情報信号を直列／並列変換して低速化した
複数の低速化データを得、該得られた複数の低速化デー
タを夫々異なる複数の拡散符号でスペクトル拡散変調を
行ない、該得られた複数のスペクトル拡散変調信号を加
算して複合スペクトル拡散変調信号として出力するよう
構成したスペクトル拡散変調装置（１０）と、上記複合
スペクトル拡散変調信号を複数（例えば３組）のスペク
トル拡散復調部に供給し、夫々の信号を変調時に使用さ
れた拡散符号と夫々等価な拡散符号にて逆拡散による復
調を行なって、得られた複数の低速化データを並列／直
列変換して元の情報信号を得るよう構成したスペクトル
拡散復調装置（４０）とからなる並列スペクトル拡散変
調復調装置であって、上記スペクトル拡散復調装置（４
０）は、入力された複合スペクトル拡散変調信号のうち
拡散符号のメインローブ帯域以上の高域干渉信号成分を
除去する入力フィルタ（２４）を有し、該入力フィルタ
の出力を複数のスペクトル拡散復調部に供給するように
構成する共に、上記複数のスペクトル拡散復調部に夫々
独立した符号間干渉ノイズ抑圧手段を設け、上記符号間
干渉ノイズ抑圧手段を、上記入力フィルタと略等しい伝
達関数を有し拡散符号発生回路からの拡散符号が入力さ
れる等化フィルタ（２５，２６，２７）と、該等化フィ
ルタからの補正拡散符号の逆数をとる逆数回路（３７，
３８，３９）と、該逆数回路の出力を上記供給された複
合スペクトル拡散変調信号に乗算することにより逆拡散
を行なう第１の乗算器（１４，１７，２０）と、該第１
の乗算器の出力信号のうち復調される情報信号成分を除
去するローカットフィルタ（２８，２９，３０）と、該
ローカットフィルタの出力に上記補正拡散符号を乗算す
る第２の乗算器（１５，１８，２１）と、該第２の乗算
器の出力のうち高域周波数成分を除去するハイカットフ
ィルタ（３１，３２，３３）と、該ハイカットフィルタ
の出力に上記逆数回路の出力を乗算する第３の乗算器
（１６，１９，２２）と、該第３の乗算器で得られた拡
散干渉信号のスペクトルを上記第１の乗算器出力中の拡
散干渉信号のスペクトルに略等しくなるよう補正するイ
コライザ回路（４１，４２，４３）と、該イコライザ回
路の出力と上記第１の乗算器出力との減算を行なう減算
器（４４，４５，４６）とで構成した並列スペクトル拡
散変調復調装置を提供するものである。
【０００９】
【実施例】本発明の並列スペクトル拡散変調復調装置
（以下「並列ＳＳ変調復調装置」とも記載する）の一実
施例について、図面と共に説明する。図１は本発明の並
列ＳＳ変調復調装置１のブロック構成図であり、１０は
変調部、４０は復調部である。図中、２は直列／並列
（シリパラ）変換器、３は加算器、４〜９は拡散符号発
生回路（ＰＮＧ）、１１〜２２は乗算器、２４及び２５
〜２７は伝達関数ＨL (s) の夫々入力フィルタ及び等化
フィルタ（通常ＬＰＦ）、３７〜３９は逆数回路、２８
〜３０はＬＣＦ（ローカットフィルタ，高域濾波器）、
３１〜３３はＨＣＦ（ハイカットフィルタ，低域濾波
器）、４１〜４３はイコライザ回路、４４〜４６は減算
器、３４〜３６はＬＰＦ（低域濾波器）、４７〜４９は
波形整形回路、５０は並列／直列（パラシリ）変換器で
ある。なお、イコライザ回路４１〜４３の特性は、例え
ば本出願人の先願である特願平2-253689号に開示された
ものと同等な特性で良い。
（以下「並列ＳＳ変調復調装置」とも記載する）の一実
施例について、図面と共に説明する。図１は本発明の並
列ＳＳ変調復調装置１のブロック構成図であり、１０は
変調部、４０は復調部である。図中、２は直列／並列
（シリパラ）変換器、３は加算器、４〜９は拡散符号発
生回路（ＰＮＧ）、１１〜２２は乗算器、２４及び２５
〜２７は伝達関数ＨL (s) の夫々入力フィルタ及び等化
フィルタ（通常ＬＰＦ）、３７〜３９は逆数回路、２８
〜３０はＬＣＦ（ローカットフィルタ，高域濾波器）、
３１〜３３はＨＣＦ（ハイカットフィルタ，低域濾波
器）、４１〜４３はイコライザ回路、４４〜４６は減算
器、３４〜３６はＬＰＦ（低域濾波器）、４７〜４９は
波形整形回路、５０は並列／直列（パラシリ）変換器で
ある。なお、イコライザ回路４１〜４３の特性は、例え
ば本出願人の先願である特願平2-253689号に開示された
ものと同等な特性で良い。
【００１０】次に、本発明の並列ＳＳ変調復調装置１の
機能，動作について、図２のスペクトル図を併せ参照し
て説明する。まず変調部１０においては、入力端子In1
よりデータ等の情報信号ｄ(t) を直列／並列変換器２に
供給して低速化情報ｄ1(t)，ｄ2(t)，ｄ3(t)に変換す
る。変換された低速化情報ｄ1(t)〜ｄ3(t)は夫々のＳＳ
変調部を構成する乗算器１１〜１３に供給される。一
方、入力端子In2,〜In4 からはクロック信号Ｃ(t) が夫
々ＰＮＧ４〜６に供給されており、これらＰＮＧ４〜６
はこのクロック信号を基に互いに異なる拡散符号Ｐ1(t)
〜Ｐ3(t)（通常は擬似雑音符号）を生成して、夫々乗算
器１１〜１３の他方の入力端子に供給している。
機能，動作について、図２のスペクトル図を併せ参照し
て説明する。まず変調部１０においては、入力端子In1
よりデータ等の情報信号ｄ(t) を直列／並列変換器２に
供給して低速化情報ｄ1(t)，ｄ2(t)，ｄ3(t)に変換す
る。変換された低速化情報ｄ1(t)〜ｄ3(t)は夫々のＳＳ
変調部を構成する乗算器１１〜１３に供給される。一
方、入力端子In2,〜In4 からはクロック信号Ｃ(t) が夫
々ＰＮＧ４〜６に供給されており、これらＰＮＧ４〜６
はこのクロック信号を基に互いに異なる拡散符号Ｐ1(t)
〜Ｐ3(t)（通常は擬似雑音符号）を生成して、夫々乗算
器１１〜１３の他方の入力端子に供給している。
【００１１】乗算器１１〜１３では、夫々低速化情報ｄ
1(t)〜ｄ3(t)の拡散符号Ｐ1(t)〜Ｐ3(t)との乗算による
ＳＳ変調を夫々行ない、ＳＳ信号SS1(t)｛図２(A）参
照｝,SS2(t),SS3(t)，即ちＰ1(t)ｄ1(t)〜Ｐ3(t)ｄ3(t)
を生成する。それら３個のＳＳ信号は加算器３にて加
算，合成されて、加算ＳＳ信号Ｓm(t)｛図２(B）参照｝
となって、出力端子Out1を介して例えばアンテナ（図示
せず）より出力される。従って、加算ＳＳ信号Ｓm(t)
は、次式 Ｓm(t)＝Ｐ1(t)ｄ1(t)＋Ｐ2(t)ｄ2(t)＋Ｐ3(t)ｄ3(t) ………………… (1) で表わされる。
1(t)〜ｄ3(t)の拡散符号Ｐ1(t)〜Ｐ3(t)との乗算による
ＳＳ変調を夫々行ない、ＳＳ信号SS1(t)｛図２(A）参
照｝,SS2(t),SS3(t)，即ちＰ1(t)ｄ1(t)〜Ｐ3(t)ｄ3(t)
を生成する。それら３個のＳＳ信号は加算器３にて加
算，合成されて、加算ＳＳ信号Ｓm(t)｛図２(B）参照｝
となって、出力端子Out1を介して例えばアンテナ（図示
せず）より出力される。従って、加算ＳＳ信号Ｓm(t)
は、次式 Ｓm(t)＝Ｐ1(t)ｄ1(t)＋Ｐ2(t)ｄ2(t)＋Ｐ3(t)ｄ3(t) ………………… (1) で表わされる。
【００１２】次に、復調部４０側の機能，動作につい
て、図２の周波数スペクトル図を併せ参照し乍ら説明す
る。なお、乗算器１４，１７，２０から夫々波形整形回
路４７，４８，４９に至る各逆拡散復調部の構成及び動
作原理は同等なので、乗算器１４から波形整形回路４７
に至る１つの逆拡散復調部について主に説明する。但
し、ＰＮＧ７〜９で生成される拡散符号は互いに異な
り、ＰＮＧ７，８，９の拡散符号は夫々Ｐ1(t)，Ｐ2
(t)，Ｐ3(t)｛即ち夫々ＰＮＧ４，５，６で生成される
拡散符号と同じ｝である。
て、図２の周波数スペクトル図を併せ参照し乍ら説明す
る。なお、乗算器１４，１７，２０から夫々波形整形回
路４７，４８，４９に至る各逆拡散復調部の構成及び動
作原理は同等なので、乗算器１４から波形整形回路４７
に至る１つの逆拡散復調部について主に説明する。但
し、ＰＮＧ７〜９で生成される拡散符号は互いに異な
り、ＰＮＧ７，８，９の拡散符号は夫々Ｐ1(t)，Ｐ2
(t)，Ｐ3(t)｛即ち夫々ＰＮＧ４，５，６で生成される
拡散符号と同じ｝である。
【００１３】復調部４０の入力端子In5 から、加算ＳＳ
信号Ｓm(t)を入力フィルタ２４に供給し、ここで不要な
周波数帯域の雑音成分｛拡散信号のメインローブ以外の
周波数成分｝等を除去した後、各逆拡散復調部へ伝送す
る。その際、加算ＳＳ信号Ｓm(t)は入力フィルタ２４で
その情報の一部が損われて、Ｓm'(t) となる。即ち、 と表わされる。即ち、Ｐ1'(t)*ｄ1(t)，Ｐ2'(t)*ｄ2
(t)，Ｐ3'(t)*ｄ3(t)が損失情報であり、かかる加算Ｓ
Ｓ信号Ｓm'(t) は、逆拡散用の乗算器１４，１７，及び
２０に供給される。
信号Ｓm(t)を入力フィルタ２４に供給し、ここで不要な
周波数帯域の雑音成分｛拡散信号のメインローブ以外の
周波数成分｝等を除去した後、各逆拡散復調部へ伝送す
る。その際、加算ＳＳ信号Ｓm(t)は入力フィルタ２４で
その情報の一部が損われて、Ｓm'(t) となる。即ち、 と表わされる。即ち、Ｐ1'(t)*ｄ1(t)，Ｐ2'(t)*ｄ2
(t)，Ｐ3'(t)*ｄ3(t)が損失情報であり、かかる加算Ｓ
Ｓ信号Ｓm'(t) は、逆拡散用の乗算器１４，１７，及び
２０に供給される。
【００１４】一方、入力端子In6 〜In8 からのクロック
信号Ｃ(t) を基にＰＮＧ７〜９で生成される拡散符号Ｐ
1(t)〜Ｐ3(t)は、夫々変調時の拡散符号Ｐ1(t)〜Ｐ3(t)
と同時間に同一符号として発生しているものである。拡
散符号Ｐ1(t)は、上記入力フィルタ２４と伝達関数の等
しい等化フィルタ２５を通過した際、その特性によりＰ
1(t)−Ｐ1'(t) となって、逆数回路３７と乗算器１５に
供給される。そして、逆数回路３７からは 1／｛Ｐ1(t)
−Ｐ1'(t)}なる逆数信号が出力され、逆拡散用の乗算器
１４及び１６に供給される。従って、乗算器１４の出力
ＳD1(t) は、 となる。この式で、右辺第１項は復調された低速化情報
ｄ1(t)であり、同第２項は他のＳＳ信号との同期のとれ
ない拡散信号成分である｛図２(C)参照｝。
信号Ｃ(t) を基にＰＮＧ７〜９で生成される拡散符号Ｐ
1(t)〜Ｐ3(t)は、夫々変調時の拡散符号Ｐ1(t)〜Ｐ3(t)
と同時間に同一符号として発生しているものである。拡
散符号Ｐ1(t)は、上記入力フィルタ２４と伝達関数の等
しい等化フィルタ２５を通過した際、その特性によりＰ
1(t)−Ｐ1'(t) となって、逆数回路３７と乗算器１５に
供給される。そして、逆数回路３７からは 1／｛Ｐ1(t)
−Ｐ1'(t)}なる逆数信号が出力され、逆拡散用の乗算器
１４及び１６に供給される。従って、乗算器１４の出力
ＳD1(t) は、 となる。この式で、右辺第１項は復調された低速化情報
ｄ1(t)であり、同第２項は他のＳＳ信号との同期のとれ
ない拡散信号成分である｛図２(C)参照｝。
【００１５】かかる逆拡散出力ＳD1(t) は、減算器４４
に供給されると共に、情報除去用のＬＣＦ２８に供給さ
れて、ここで低速化情報ｄ1(t)と、この周波数帯域に含
まれる拡散成分の一部が、図２(D) に曲線ａで示す如く
除去される。その除去成分をＵ(t) とすると、ＬＣＦ２
８の出力Ｓ1(t)は、 となる。かかるフィルタ出力Ｓ1(t)は、乗算器１５にて
上記補正された拡散符号Ｐ1(t)−Ｐ1'(t) を乗算され
て、次式のような出力Ｓ2(t)が得られる。
に供給されると共に、情報除去用のＬＣＦ２８に供給さ
れて、ここで低速化情報ｄ1(t)と、この周波数帯域に含
まれる拡散成分の一部が、図２(D) に曲線ａで示す如く
除去される。その除去成分をＵ(t) とすると、ＬＣＦ２
８の出力Ｓ1(t)は、 となる。かかるフィルタ出力Ｓ1(t)は、乗算器１５にて
上記補正された拡散符号Ｐ1(t)−Ｐ1'(t) を乗算され
て、次式のような出力Ｓ2(t)が得られる。
【００１６】 この乗算出力Ｓ2(t)は、図２(E) に示すようなスペク
トルとなるが、この図において、曲線ｂ，ｃ，ｄは夫々
｛Ｐ2(t)−Ｐ2'(t)}ｄ2(t)，｛Ｐ3(t)−Ｐ3'(t)}ｄ3
(t)，及び｛Ｐ1(t)−Ｐ1'(t)}Ｕ(t)(破線は負成分であ
ることを表わす）を示している。かかる乗算出力Ｓ2(t)
を次段のＨＣＦ３１に供給すると、ＨＣＦ３１は図２
(F) から察せられるように、ＳＳ周波数帯域のメインロ
ーブの高域に遮断周波数を有するフィルタなので、これ
により、上記信号成分ｂ，ｃ，ｄは夫々図２(F) のｅ，
ｆ，ｇとなり、数式で表現すると、 となる。
トルとなるが、この図において、曲線ｂ，ｃ，ｄは夫々
｛Ｐ2(t)−Ｐ2'(t)}ｄ2(t)，｛Ｐ3(t)−Ｐ3'(t)}ｄ3
(t)，及び｛Ｐ1(t)−Ｐ1'(t)}Ｕ(t)(破線は負成分であ
ることを表わす）を示している。かかる乗算出力Ｓ2(t)
を次段のＨＣＦ３１に供給すると、ＨＣＦ３１は図２
(F) から察せられるように、ＳＳ周波数帯域のメインロ
ーブの高域に遮断周波数を有するフィルタなので、これ
により、上記信号成分ｂ，ｃ，ｄは夫々図２(F) のｅ，
ｆ，ｇとなり、数式で表現すると、 となる。
【００１７】かかるＨＣＦ出力Ｓ3(t)は乗算器１６に供
給されて、ここで上記逆数回路３７からの逆数化拡散符
号１／｛Ｐ1(t)−Ｐ1'(t)}との乗算が行なわれ、その出
力としてＳ4(t)が得られる｛図２(G) 参照｝。これを数
式で表現すると、 第７式中、右辺の第３項は希望しない信号成分であ
り、Ｇ(t) を１にすれば、この第３項は０にできる。
給されて、ここで上記逆数回路３７からの逆数化拡散符
号１／｛Ｐ1(t)−Ｐ1'(t)}との乗算が行なわれ、その出
力としてＳ4(t)が得られる｛図２(G) 参照｝。これを数
式で表現すると、 第７式中、右辺の第３項は希望しない信号成分であ
り、Ｇ(t) を１にすれば、この第３項は０にできる。
【００１８】即ち、第10式において、拡散符号Ｐ1(t)の
パワースペクトルを１とし、等化フィルタ２５により削
られる成分Ｐ1'(t) を0.2 、ＨＣＦ３１により除かれる
成分Ｐ1"(t) を0.3 とすれば、合計した値は0.375 とな
り、Ｇ(t) を2.67倍すればＧ(t) ＝１となる。次段のイ
コライザ回路４１はＧ(t) の値を１にする働きを有し、
従って、イコライザ回路４１の出力Ｓ5(t)は、Ｓ5(t)＝
[{Ｐ2(t)−Ｐ2'(t)}ｄ2(t)−Ｖ1(t)］／｛Ｐ1(t)−Ｐ1'
(t)}＋[{Ｐ3(t)−Ｐ3'(t)}ｄ3(t)−Ｖ2(t)］／｛Ｐ1(t)
−Ｐ1'(t)}……(11)となる。要するに、情報除去用のフ
ィルタであるＬＣＦ２８により拡散成分の一部がＵ(t)
として失われるが、Ｇ(t) ＝１にすればＵ(t) ＝０とな
り、失われた拡散成分が図２(H) に示すように生成され
たことを意味し、情報除去用のＬＣＦ２８の低域遮断周
波数ｆc よりも低い周波数帯域を2.67倍増強する特性を
このイコライザ回路４１に持たせて、Ｇ(t) ＝１となる
ようにしているわけである。なお、第11式中のＶ1(t)及
びＶ2(t)は、第８，９式に夫々示されるような拡散成分
であり、そのパワースペクトルは図２(H) に破線ｋで示
したように非常に小さいので、近似的に省略しても良
い。
パワースペクトルを１とし、等化フィルタ２５により削
られる成分Ｐ1'(t) を0.2 、ＨＣＦ３１により除かれる
成分Ｐ1"(t) を0.3 とすれば、合計した値は0.375 とな
り、Ｇ(t) を2.67倍すればＧ(t) ＝１となる。次段のイ
コライザ回路４１はＧ(t) の値を１にする働きを有し、
従って、イコライザ回路４１の出力Ｓ5(t)は、Ｓ5(t)＝
[{Ｐ2(t)−Ｐ2'(t)}ｄ2(t)−Ｖ1(t)］／｛Ｐ1(t)−Ｐ1'
(t)}＋[{Ｐ3(t)−Ｐ3'(t)}ｄ3(t)−Ｖ2(t)］／｛Ｐ1(t)
−Ｐ1'(t)}……(11)となる。要するに、情報除去用のフ
ィルタであるＬＣＦ２８により拡散成分の一部がＵ(t)
として失われるが、Ｇ(t) ＝１にすればＵ(t) ＝０とな
り、失われた拡散成分が図２(H) に示すように生成され
たことを意味し、情報除去用のＬＣＦ２８の低域遮断周
波数ｆc よりも低い周波数帯域を2.67倍増強する特性を
このイコライザ回路４１に持たせて、Ｇ(t) ＝１となる
ようにしているわけである。なお、第11式中のＶ1(t)及
びＶ2(t)は、第８，９式に夫々示されるような拡散成分
であり、そのパワースペクトルは図２(H) に破線ｋで示
したように非常に小さいので、近似的に省略しても良
い。
【００１９】以上の動作原理により、イコライザ回路４
１の出力Ｓ5(t)は、 となる。即ち、これは前記第３式の右辺第２項と同じ値
であり、これを次段の減算器４４に供給して、前記逆拡
散復調出力ＳD1(t) と引算することにより拡散成分は打
消されて、ほぼ低速化情報ｄ1(t)のみが得られる。この
引算出力には、実際には情報周波数帯域以外の雑音も、
図２(I) に破線ｌで示すように含まれているので、この
不要な雑音成分ｌを次段のＬＰＦ３４で除去している。
そして、次段の波形整形回路４７でロジック信号として
波形を整形した後、並列／直列変換器５０に供給し、こ
こで波形整形回路４８及び４９からの低速化情報ｄ2(t)
及びｄ3(t)を時系列的に加算，合成して、元の復調情報
データｄ(t) を復元し、出力端子Out2より出力するわけ
である。
１の出力Ｓ5(t)は、 となる。即ち、これは前記第３式の右辺第２項と同じ値
であり、これを次段の減算器４４に供給して、前記逆拡
散復調出力ＳD1(t) と引算することにより拡散成分は打
消されて、ほぼ低速化情報ｄ1(t)のみが得られる。この
引算出力には、実際には情報周波数帯域以外の雑音も、
図２(I) に破線ｌで示すように含まれているので、この
不要な雑音成分ｌを次段のＬＰＦ３４で除去している。
そして、次段の波形整形回路４７でロジック信号として
波形を整形した後、並列／直列変換器５０に供給し、こ
こで波形整形回路４８及び４９からの低速化情報ｄ2(t)
及びｄ3(t)を時系列的に加算，合成して、元の復調情報
データｄ(t) を復元し、出力端子Out2より出力するわけ
である。
【００２０】なお、前記したように、乗算器１７，２０
から夫々波形整形回路４８，４９に至る各逆拡散復調部
の基本的動作は、以上の乗算器１４乃至波形整形回路４
７の動作原理と同等なので、その説明を省略する。ま
た、以上の説明においては、低速化データの数Ｎを３と
したが、変調部１０の拡散復調部の数と復調部４０の逆
拡散復調部の数が等しければ、３に限らず他の数でも良
い。
から夫々波形整形回路４８，４９に至る各逆拡散復調部
の基本的動作は、以上の乗算器１４乃至波形整形回路４
７の動作原理と同等なので、その説明を省略する。ま
た、以上の説明においては、低速化データの数Ｎを３と
したが、変調部１０の拡散復調部の数と復調部４０の逆
拡散復調部の数が等しければ、３に限らず他の数でも良
い。
【００２１】
【発明の効果】叙上の如く、本発明の並列スペクトル拡
散変調復調装置によれば、干渉波や妨害波，雑音等の抑
圧効果を持たせ乍ら、情報速度と符号間干渉とのトレー
ドオフを大幅に改善し得、高速化を可能とした並列ＳＳ
変調復調装置を実現できる。これにより、ＳＳ通信装置
の復調用として幅広い応用が可能となり、例えば車載用
無線電話機やコードレステレホン等の普及，発展にも寄
与し得るという優れた特長を有する。
散変調復調装置によれば、干渉波や妨害波，雑音等の抑
圧効果を持たせ乍ら、情報速度と符号間干渉とのトレー
ドオフを大幅に改善し得、高速化を可能とした並列ＳＳ
変調復調装置を実現できる。これにより、ＳＳ通信装置
の復調用として幅広い応用が可能となり、例えば車載用
無線電話機やコードレステレホン等の普及，発展にも寄
与し得るという優れた特長を有する。
【図１】本発明の並列スペクトル拡散変調復調装置の一
実施例のブロック図である。
実施例のブロック図である。
【図２】本発明の並列ＳＳ変調復調装置の動作説明用信
号スペクトル図である。
号スペクトル図である。
１ 並列スペクトル拡散変調復調装置 ２ 直列／並列変換器 ３ 加算器 ４〜９ 拡散符号発生回路（ＰＮＧ） １１〜２２ 乗算器 ２４ 入力フィルタ ２５〜２７ 等化フィルタ ２８〜３０ ＬＣＦ（ローカットフィルタ） ３１〜３３ ＨＣＦ（ハイカットフィルタ） ３４〜３６ ＬＰＦ（低域濾波器） ３７〜３９ 逆数回路 ４４〜４６ 減算器 ４１〜４３ イコライザ回路 ４７〜４９ 波形整形回路 ５０ 並列／直列変換器。
Claims (1)
- 【請求項１】情報信号を直列／並列変換して低速化した
複数の低速化データを得、該得られた複数の低速化デー
タを夫々異なる複数の拡散符号でスペクトル拡散変調を
行ない、該得られた複数のスペクトル拡散変調信号を加
算して複合スペクトル拡散変調信号として出力するよう
構成したスペクトル拡散変調装置と、 上記複合スペクトル拡散変調信号を複数のスペクトル拡
散復調部に供給し、夫々の信号を変調時に使用された拡
散符号と夫々等価な拡散符号にて逆拡散による復調を行
なって、得られた複数の低速化データを並列／直列変換
して元の情報信号を得るよう構成したスペクトル拡散復
調装置とからなる並列スペクトル拡散変調復調装置であ
って、 上記スペクトル拡散復調装置は、入力された複合スペク
トル拡散変調信号のうち拡散符号のメインローブ帯域以
上の高域干渉信号成分を除去する入力フィルタを有し、
該入力フィルタの出力を複数のスペクトル拡散復調部に
供給するように構成する共に、上記複数のスペクトル拡
散復調部に夫々独立した符号間干渉ノイズ抑圧手段を設
け、 上記符号間干渉ノイズ抑圧手段を、上記入力フィルタと
略等しい伝達関数を有し拡散符号発生回路からの拡散符
号が入力される等化フィルタと、該等化フィルタからの
補正拡散符号の逆数をとる逆数回路と、該逆数回路の出
力を上記供給された複合スペクトル拡散変調信号に乗算
することにより逆拡散を行なう第１の乗算器と、該第１
の乗算器の出力信号のうち復調される情報信号成分を除
去するローカットフィルタと、該ローカットフィルタの
出力に上記補正拡散符号を乗算する第２の乗算器と、該
第２の乗算器の出力のうち高域周波数成分を除去するハ
イカットフィルタと、該ハイカットフィルタの出力に上
記逆数回路の出力を乗算する第３の乗算器と、該第３の
乗算器で得られた拡散干渉信号のスペクトルを上記第１
の乗算器出力中の拡散干渉信号のスペクトルに略等しく
なるよう補正するイコライザ回路と、該イコライザ回路
の出力と上記第１の乗算器出力との減算を行なう減算器
とで構成したことを特徴とする並列スペクトル拡散変調
復調装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12540291A JP2600518B2 (ja) | 1991-04-26 | 1991-04-26 | 並列スペクトル拡散変調復調装置 |
| US07/813,735 US5239556A (en) | 1990-12-28 | 1991-12-27 | Demodulation system for spread spectrum communication |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12540291A JP2600518B2 (ja) | 1991-04-26 | 1991-04-26 | 並列スペクトル拡散変調復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04328921A JPH04328921A (ja) | 1992-11-17 |
| JP2600518B2 true JP2600518B2 (ja) | 1997-04-16 |
Family
ID=14909242
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12540291A Expired - Lifetime JP2600518B2 (ja) | 1990-12-28 | 1991-04-26 | 並列スペクトル拡散変調復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2600518B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05347599A (ja) * | 1992-06-15 | 1993-12-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高速データ伝送装置 |
| JPH06164536A (ja) * | 1992-11-18 | 1994-06-10 | Rohm Co Ltd | 高速通信方法及びそれを用いた有線又は無線機器システム |
| JP2739721B2 (ja) * | 1993-03-11 | 1998-04-15 | 国際電信電話株式会社 | セルラー式移動通信システム |
| JP2780690B2 (ja) * | 1995-11-30 | 1998-07-30 | 日本電気株式会社 | 符号多重化通信装置 |
| JP2800891B2 (ja) * | 1996-12-17 | 1998-09-21 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａ方式のマルチコード送信装置 |
| JP2806920B2 (ja) * | 1997-02-05 | 1998-09-30 | 株式会社ワイ・アール・ピー移動通信基盤技術研究所 | スペクトル拡散多重伝送装置 |
| JP2815008B2 (ja) * | 1997-02-19 | 1998-10-27 | 日本電気株式会社 | メッセージ伝送システム |
| US6744807B1 (en) * | 2000-05-31 | 2004-06-01 | University Of Pretoria | Multi-dimensional spread spectrum modem |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58148540A (ja) * | 1982-03-01 | 1983-09-03 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | スペクトル拡散通信方式における干渉除去方式 |
-
1991
- 1991-04-26 JP JP12540291A patent/JP2600518B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58148540A (ja) * | 1982-03-01 | 1983-09-03 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | スペクトル拡散通信方式における干渉除去方式 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04328921A (ja) | 1992-11-17 |
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