JPH06164536A - 高速通信方法及びそれを用いた有線又は無線機器システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 多元接続方式の有線通信、無線通信におい
て、１ユーザーが伝送路を占有する時間の短い高速デー
タ伝送の方法を提供する。 【構成】 送信側Ｇにおいて、ｎ個のデータＤ1 〜Ｄn
をユーザーが並列にデータ伝送する場合、データ入力部
１の各端子Ａi から入力されるデータＤi を同時にＰＮ
符号下部７においてＰＮ符号ＰＮi を乗じてＰＮ符号化
したに示すＰＮ符号化信号Ｐi を、加算部８に出力す
る。加算部８は、ＰＮ符号化信号Ｐi の全てを加算した
拡散信号ＰALL を送信部に出力する。受信側Ｔにおい
て、整合部９は、データ数と同数であるｎ個のマッチド
フィルタＭ1 〜Ｍn から構成されており、前述のように
各マッチドフィルタＭi は、拡散信号ＰALL を同時に取
り込み、各自に割り当てられた各復元データＤ”i を、
データ出力部４の各端子Ｂi に出力する。占有伝送時間
は、データ数ｎに関係なく、ＰＮ符号化信号Ｐi の周期
に等しくなり大幅に短縮される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ファクシミリ、電話、
モデム等の有線機器システム及び携帯用電話、無線機等
の無線機器システムに係わり、特に１つの伝送路を複数
のユーザーが共有する多元接続方式における高速通信方
法に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】まず、従来の多元接続方式の有線通信に
よる並列データ伝送のブロック回路図を図４に示し同図
に基づいて説明する。

【０００３】送信側Ｇにおいてｎ個のデータＤi （i
は、ｎ以下の自然数。以下の添数字iはこの添数字i に
等しいものとする。）をユーザーが並列にデータ伝送す
る場合、伝送路１０をｎ本使用する方法は遠隔伝送には
実用的でないため普通１本の伝送路１０で送る。従っ
て、並列データとして一挙に伝送することが不可能とな
るので時分割して直列データとして伝送する。

【０００４】直列変換部２は、データ入力部１の各端子
Ａi から入力される各データＤi を順に取り込み直列変
換し、時間ｔｃ毎にデータＤi を１つずつ順送りに出力
する。

【０００５】伝送信号ＤALL はこのように、時分割され
送信されたデータＤi が順に並んだものである。伝送路
１０を、１ユーザーが発信した伝送信号ＤALL （各デー
タＤi １ビット分）が占有する有線占有伝送時間ｔｄｙ
は、データ数ｎに比例する次式で与えられる。 ｔｄｙ＝ｎ・ｔｃ …（１）

【０００６】また、受信側Ｔにおいては、並列変換部３
は伝送信号ＤALL を受信し、受信後並列変換してデータ
出力部４の各端子Ｂi に復調データＤ”i を同時に出力
する。

【０００７】さらに、従来の無線通信による並列データ
伝送のブロック回路図を図５に示す。有線通信と同様に
無線通信においても、送信側Ｇにおいてｎ個のデータＤ
i （i は、ｎ以下の自然数。以下の添数字i はこの添数
字i に等しいものとする。）をユーザーが並列にデータ
伝送したい場合、ｎチャンネルの搬送波が必要となるが
遠隔通信を行うには実用的でない。従って、１チャンネ
ルの搬送波Ｐｄによって伝送することになり、並列デー
タとして一挙に伝送できないので、有線通信と同様に時
分割して直列データとして伝送する。

【０００８】直列変換部２は、データ入力部１の端子Ａ
i から入力されたデータＤi を順に取り込み直列変換し
て伝送信号ＤALL を送信部５に出力する。送信部５は、
伝送信号ＤALL に基づいて搬送波信号を変調し搬送波Ｐ
ｄを送信する。

【０００９】また、受信側Ｔにおいて、受信部６は搬送
波Ｐｄを受信し復調した伝送信号ＤALL を並列変換部３
に出力する。並列変換部３は、伝送信号ＤALL を並列変
換し各復調データＤ”i をデータ出力部４の各端子Ｂi
に出力する。

【００１０】以上の無線通信において、搬送波Ｐｄを１
ユーザーによる伝送信号ＤALL （各データＤi １ビット
分）が占有する無線占有伝送時間ｔｄｍは、（１）式と
同様に次式で与えられる。 ｔｄｍ＝ｎ・ｔｃ …（２）

【００１１】（１）、（２）式から１ユーザーが伝送路
を占有する有線占有伝送時間ｔｄｙ、無線占有伝送時間
ｔｄｍ（各データＤi １ビット分）は、いずれもデータ
数ｎに比例するので、データ数が増加するほど延長され
る。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】以上のように、多元接
続方式の有線通信、無線通信のいずれにおいても、従来
の直列−並列変換による通信方法では、データ数が多い
程１ユーザーが伝送路を占有する時間が多くかかるの
で、高速データ伝送を行う上で大きな支障をきたすこと
になる。

【００１３】本発明は、このような問題を解決し、多元
接続方式の有線通信、無線通信において、１ユーザーが
伝送路を占有する時間の短い高速データ伝送の方法を提
供することを目的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の高速通信方法は、複数種のデータを１つの
伝送路を共有して伝送する多元接続方式を利用し、同時
にＮ個（Ｎは自然数）のデータを並列データとして送信
側から送信し、受信側がこれを受信した後、元のＮ個の
データを同時に復元する有線または無線による通信方法
において、前記並列データを成す各々のデータの１単位
につきＬビット（Ｌは自然数）の擬似雑音符号を供給す
る擬似雑音符号供給手段と、前記並列データと該並列デ
ータに対応する前記擬似雑音符号とを乗算して符号化信
号を出力するＮ個の第１乗算器と、前記符号化信号のす
べてを加算し拡散信号を出力する第１加算器とを送信側
が有し、前記拡散信号を取り込み所定の並列データを復
元するＮ個の整合フィルタを受信側が有し、前記整合フ
ィルタはそれぞれ、前記拡散信号を遅延線によりＬ個に
時分割して得られる時分割拡散信号を出力する入力部
と、Ｌビットの前記擬似雑音符号と同じＬビットの待受
符号を、Ｌ個のメモリに１ビットずつ別々に記憶し保持
する記憶保持手段と、１個の前記時分割拡散信号と１ビ
ットの前記待受符号を乗算するＬ個の第２乗算器と、Ｌ
個の前記第２乗算器の出力をすべて加算する第２加算器
と、から構成されることを特徴とする。

【００１５】また、本発明の有線又は無線機器システム
は、Ｎ個（Ｎは自然数）のデータを並列データとして送
信側から同時に送信するため、前記並列データを成す各
々のデータの１単位につきＬビット（Ｌは自然数）の擬
似雑音符号を供給する擬似雑音符号供給手段と、前記並
列データと該並列データに対応する前記擬似雑音符号と
を乗算して符号化信号を出力するＮ個の第１乗算器と、
前記符号化信号のすべてを加算し拡散信号を出力する第
１加算器とを送信機が有し、前記拡散信号を取り込み所
定の並列データを復元するＮ個の整合フィルタを受信機
が有し、前記整合フィルタはそれぞれ、前記拡散信号を
遅延線によりＬ個に時分割して得られる時分割拡散信号
を出力する入力部と、Ｌビットの前記擬似雑音符号と同
じＬビットの待受符号を、Ｌ個のメモリに１ビットずつ
別々に記憶し保持する記憶保持手段と、１個の前記時分
割拡散信号と１ビットの前記待受符号を乗算するＬ個の
第２乗算器と、Ｌ個の前記第２乗算器の出力をすべて加
算する第２加算器と、から構成されることを特徴とす
る。

【００１６】

【作用】このようにすると、通信伝送路上において、Ｎ
個の並列データが暗号化されて１個の並列データの伝送
期間と同じ１期間内の拡散信号中に載せられた形態で伝
送されるので、この信号を送信側から受信側へ伝送する
とき伝送路上を占有する時間が短くなる。更に、暗号化
されて送信されるのでＮ個の並列データの秘匿性はかな
り高くなる。Ｎ個の整合フィルタは、半導体技術により
極めて容易に集積回路で構成することができ、これによ
りその実装面積を縮小することができる。

【００１７】

【実施例】次に、本発明を実施した有線手段による並列
データ伝送のブロック回路図を図１に示し説明する。図
６は、送信側乗算器に関するブロック図であり、図７
は、各信号のタイムチャートである。

【００１８】送信側Ｇにおいてｎ個のデータＤi 〜Ｄn
をユーザーが並列にデータ伝送する場合、伝送路１０を
ｎ本使用する方法は遠隔伝送には実用的でないため普通
１本の伝送路１０で送る。

【００１９】伝送路１０上において並列データとして伝
送することは不可能であるので、「１」、「−１」の２
値で構成されるデータＤi （i は、ｎ以下の自然数。以
下の添数字i はこの添数字i に等しいものとする。）に
対して、一例として、５段３１ビット（３１桁の２進数
で、「１」の値を有する位が５段在り残り２６段の位が
有する値が「−１」）の擬似雑音符号（以後「ＰＮ符
号」という）ＰＮi を掛け合わせてＰＮ符号化データＰ
i を得、さらにこの総和をとった拡散信号ＰALLを同時
に伝送する方法を用いる。

【００２０】データ入力部１は、各端子Ａi を介してＰ
Ｎ符号化部７に図７（ａ）に示す「１」又は「−１」の
２値で構成される各データＤi を出力する。ＰＮ符号化
部７は、図６に示すｎ個の乗算器Ｊi から構成される。

【００２１】図６において、クロック信号発生器２２
は、周期τのクロック信号ＣＫ１及びＣＫ２を発生し、
ＰＮ符号発生部２３及び１／３１分周器２４に供給す
る。ＰＮ符号発生器２３は、クロック信号ＣＫ１に同期
させて図７（ｂ）に示すＰＮ符号ＰＮi を乗算器Ｊi に
出力する。図７（ｂ）に例示した５段３１ビットのＰＮ
符号ＰＮi は例えば、次式で与えられる。「１」を
「＋」、「−１」を「−」で表すと、 ＰＮi ＝(-,-,-,-,-,-,-,-,-,+,+,-,-,+,+,-,-,-,-,-,-,-,-,-,-,-,-,-,-,-,+)

【００２２】１／３１分周器２４は、クロック信号ＣＫ
２の周波数を１／３１倍に分周し、周期３１τのクロッ
ク信号ＣＫ３をデータ生成部２５に与える。データ生成
部２５は、端子Ａi から取り込んだデータＤi に基づ
き、クロック信号ＣＫ３に同期させてデータ信号Ｄｃi
を乗算器Ｊi に出力する。この時、１ビットのデータ信
号Ｄｃi は周期３１τで伝送されることになるので、こ
の時間３１τにおいて３１ビットのＰＮ符号ＰＮi が対
応していることになる。

【００２３】乗算器Ｊi は、周期を３１τとする３１ビ
ットのＰＮ符号ＰＮi （期間τのＰＮ符号化信号ＰＮi
の１ビット分が３１個連結したもの）と、”Ｈｉｇｈ”
レベルを「１」とし”Ｌｏｗ”レベルを「−１」とした
２値からなる周期３１τのデータ信号Ｄｃi とを乗じ
て、「１」又は「−１」の２値を有し図７（ｃ）に示す
３１ビットのＰＮ符号化信号Ｐi を出力する。

【００２４】従って、ＰＮ符号化信号Ｐi は、データ信
号Ｄｃi が「１」のとき３１ビットのＰＮ符号ＰＮi と
等しく、「１」を「＋」、「−１」を「−」で表すと、 Ｐi ＝(-,-,-,-,-,-,-,-,-,+,+,-,-,+,+,-,-,-,-,-,-,-,-,-,-,-,-,-,-,-,+) となる。ＰＮ符号化信号Ｐi は、データ信号Ｄｃi が
「−１」のとき３１ビットのＰＮ符号ＰＮi が反転した
ものと等しく、「１」を「＋」、「−１」を「−」で表
すと、 Ｐi ＝(+,+,+,+,+,+,+,+,+,-,-,+,+,-,-,+,+,+,+,+,+,+,+,+,+,+,+,+,+,+,-) となる。尚、本実施例におけるＯＲ論理による和を、次
式のように定義する。 １ ＋ −１＝ １ １ ＋ １＝ １ −１ ＋ １＝ １ −１ ＋ −１＝−１

【００２５】図１において、加算部８は、ＰＮ符号化信
号Ｐi を取り込み、すべてのＰＮ符号化信号Ｐi の構成
成分についてＯＲ論理により加算後、「１」又は「−
１」の２値を有し、１ビット伝送分の期間を３１τとす
る拡散信号ＰALL を伝送路１０に出力する。従って、伝
送路１０を１ユーザーの拡散信号ＰALL （各データＤｉ
１ビット分）が占有する有線占有伝送時間ｔｄｙは、次
式によって与えられる。 ｔｄｙ＝３１τ …
（３）

【００２６】また、受信側Ｔにおいて、整合部９は拡散
信号ＰALL を受信する。整合部９は、データ数と同数で
あるｎ個のマッチドフィルタＭ1 〜Ｍn を有しており、
各マッチドフィルタＭi は各データＤi に対応する復元
データＤ”i を端子Ｂi に出力する。

【００２７】次に、マッチドフィルタＭ1 〜Ｍn の回路
図を図３に示し、その動作について説明する。拡散信号
ＰALL は端子１３を介して、入力部１５に入力される。
入力部１５は、３１個のシフトレジスタＳＲ1 〜ＳＲ31
から構成されている。シフトレジスタＳＲ(j-1) （j
は、３１以下の自然数。以下の添数字j はこの添数字j
に等しいものとする。）は、入力部１５に接続した受信
側専用のクロック信号発生器（図示せず）が出力した周
期τのクロック信号（図示せず）の入力をシフトパルス
として受けた時、拡散信号ＰALL の構成成分である
「１」又は「−１」いずれかの値を有する時分割拡散信
号Ｒj を、次のシフトレジスタＳＲj に移動させる。こ
のようにして、拡散信号ＰALL を時間τ毎に時分割する
ことにより得られた時分割拡散信号Ｒj は、まずシフト
レジスタＳＲj に保持される。シフトレジスタＳＲj
は、保持している時分割拡散信号Ｒj を乗算器Ｑj に供
給する。

【００２８】待受部１６は、ｎ個の不揮発性メモリーＭ
Ｒ1 〜ＭＲ31より構成されており、メモリーＭＲj は
「１」又は「−１」いずれかの値を有する待受系列信号
ｈj を乗算器Ｑj に繰り返し出力する。

【００２９】各乗算器Ｑj はそれぞれＰＮ符号化信号Ｒ
j と待受系列信号ｈj の入力を受け両者を乗じ算出した
乗算信号Ｒ’j を加算器１４に出力する。加算器１４
は、乗算信号Ｒ’j のすべてを加算して総和信号Ｄ’j
を算出しコンパレータ１７及び１８に出力する。

【００３０】ここで、１つのデータＤ1 をＰＮ符号ＰＮ
1 でＰＮ符号化したＰＮ符号化信号Ｐ1 を拡散信号ＰAL
L と限定して伝送した場合に得られる総和信号Ｄ’1 の
値について言及する。まず、拡散信号ＰALL をクロック
周期τで時分割して得られる時分割拡散信号Ｒj を要素
とするベクトルの入力符号系列＜α＞と、マッチドフィ
ルタＭ1 の待受部１６に配され待受系列信号ｈj を要素
として持つベクトルの待受系列＜β1＞を、次式のよう
に定義する。 ＜α＞＝（Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 ，…，Ｒj ，…，Ｒn ）
（但し、Ｒｊ＝±１） ＜β1 ＞＝（ｈ11，ｈ12，ｈ13，…，ｈ1j，…，ｈ1n）
（但し、ｈｊ＝±１）

【００３１】乗算信号Ｒ’ｊは、 Ｒ’j ＝Ｒj ・ｈj であり更に、Ｒj ＝ｈj のとき、Ｒ’j ＝１；Ｒj ＝ｈ
j でないとき、Ｒ’j ＝−１であるので総和信号Ｄ’1
は、次式のように入力符号系列＜α＞及び待受系列＜β
1 ＞の内積で与えられる。上記ＯＲ論理による総和を計
算する演算記号を「Σ」とすると、

【００３２】故に、＜α＞＝＜β1 ＞のときすべてのj
においてＲ’j ＝１となり、総和信号Ｄ’1 は最大ピー
ク値の、 Ｄ’1 ＝１・３１＝３１ となる。更に、＜α＞＝−＜β1 ＞のときすべてのj に
おいてＲ’j ＝−１となり、総和信号Ｄ’1 は最小ピー
ク値の、 Ｄ’1 ＝（−１）・３１＝−３１ となる。

【００３３】ところでこの場合、そもそも入力符号系列
＜α＞は、ＰＮ符号化信号Ｐ1 と等しい拡散信号ＰALL
であるので、 ＜α＞＝Ｐ1 ＝ＰＮ1 ・Ｄ1 となり、また待受系列＜β1 ＞は、 ＜β1 ＞＝ＰＮ1 である。

【００３４】従って、＜α＞＝＜β1 ＞となり最大ピー
ク値を取るのは、 Ｄ1 ＝１ の時であり、なお且つ、上式のＰＮ1 の配列が一致する
時すなわち、入力系列＜α＞第１の要素がシフトレジス
タＳＲ1 に入力されてからシフトレジスタＳＲ31に移動
するまでの期間３１τが経過したときである。

【００３５】逆に、＜α＞＝−＜β1 ＞となり最小ピー
ク値を取るのは、 Ｄ1 ＝−１ の時であり、なお且つ、上式のＰＮ1 の配列が一致する
時すなわち、入力系列＜α＞第１の要素がシフトレジス
タＳＲ1 に入力されてからシフトレジスタＳＲ31に移動
するまでの期間３１τが経過したときである。

【００３６】すなわち、総和信号Ｄ’1 は、図７（ｄ）
に示すように周期３１τごとに最大または最小のピーク
をもつ波形となるので、この総和信号Ｄ’1 を参照して
最大ピーク値又は最小ピーク値になった時点の値が、正
値（最大ピーク値の時点）か負値（最小ピーク値の時
点）かで、送信側ＧのデータＤ1 が「１」か又は「−
１」かを読み取ることが可能となり、最大ピーク値又は
最小ピーク値になった時点から次の最大ピーク値又は最
小ピーク値になった時点までを、送信側Ｇにおけるデー
タＤ１の信号周期として読み取ることができる。

【００３７】実際上、複数のデータＤi を伝送する場
合、入力符号系列＜α＞は拡散信号ＰALL であるので、 で与えられ、待受系列＜βi ＞は、 ＜βi ＞＝（Ｐi 1 ，Ｐi 2 ，…，Ｐi j ，…，Ｐi 3
1） であるので厳密には＜α＞＝＜βi ＞あるいは＜α＞＝
−＜βi ＞になることはないが、期間３１τ毎に、３１
個の要素を有する＜α＞と＜βi ＞の約２５個の要素
が、そのままあるいは片方反転で、一致し、ほぼ＜α＞
＝＜βi ＞あるいは＜α＞＝−＜βi＞になり総和信号
Ｄ’i は、最大ピーク値又は最小ピーク値をとる。ただ
し、その値の絶対値は、上記のように３１とはならずこ
れより小さくなる。

【００３８】コンパレータ１７は、総和信号Ｄ’i の最
大ピーク値の入力を受けたときだけ”Ｈｉｇｈ”レベル
となるような図７（ｅ）に示すコンパレータ信号Ｄ+'i
をクロック抽出部１９、データ復調部２０に出力する。

【００３９】コンパレータ１８は、総和信号Ｄ’i の最
小ピーク値の入力を受けたときだけ”ＬＯＷ”レベルと
なるような図７（ｆ）に示すコンパレータ信号Ｄ-'i を
クロック抽出部１９、データ復調部２０に出力する。

【００４０】クロック抽出部１９は、コンパレータ信号
Ｄ+'i が”Ｈｉｇｈ”レベルの時及びコンパレータ信号
Ｄ-'i が”ＬＯＷ”レベルの時だけ、”Ｈｉｇｈ”レベ
ルとなるような図７（ｇ）に示すクロック信号ＣＫをデ
ータ復調部２０に出力する。

【００４１】データ復調部２０は、コンパレータ信号Ｄ
+'i が”Ｈｉｇｈ”レベルの時は１周期間「１」とし、
コンパレータ信号Ｄ-'i が”ＬＯＷ”レベルの時は１周
期間「−１」となるような図７（ｈ）に示す復調データ
Ｄ”i をクロック信号ＣＫに同期させて出力端子２１を
介してデータ出力部４の端子Ｂi に出力する。

【００４２】図７において、送信側Ｇ及び受信側Ｔの周
期はともに３１τとなる。また、復調データＤ”i は、
データＤi と全く同じ波形となるものの少々の遅れを生
じるが、周期３１τ未満の遅れであるので実用上無視で
きる程極めて小さい。

【００４３】すなわち、図１において各マッチドフィル
タＭi は、拡散信号ＰALL を同時に取り込み、各自に割
り当てられた復調データＤ”i を、データ出力部４の各
端子Ｂi に出力することになる。

【００４４】次に一例として、７段１５ビットの
「１」、「−１」の２値を有するＰＮ符号ＰＮ1 、ＰＮ
2 を用いて、「１」、「−１」の２値を有するデ−タＤ
1 、Ｄ2 を端子Ａ1 、Ａ2 から入力し、乗算器Ｊ1 、Ｊ
2 、加算部８を通して伝送しマッチドフィルタＭ1 、Ｍ
2 を介して復元データＤ”1 、Ｄ”2 を端子Ｂ1 、Ｂ2
へ出力する場合について具体的に説明する。図８から図
１１に、それぞれの場合の各信号波形を示す。図１２か
ら図１５に、シフトレジスタ上を各ＰＮ符号化信号Ｐ1
、Ｐ2 が移動する過程を示す。まず、用いるＰＮ符号
ＰＮ1 、ＰＮ2 を次式のように定義する。 ＰＮ1 ＝(-1,-1,-1,-1, 1, 1, 1,-1, 1, 1,-1,-1, 1,-1, 1) ＰＮ2 ＝(-1,-1, 1,-1, 1,-1,-1, 1, 1,-1, 1, 1, 1,-1,-1)

【００４５】マッチドフィルタＭ1 、Ｍ2 が待受部１６
に記憶している待受系列β1 、β2は、ＰＮ符号ＰＮ1
、ＰＮ2 にそれぞれ等しいので、 β1 ＝（ｈ1 1，ｈ1 2，ｈ1 3，… ，ｈ1 15 ） ＝(-1,-1,-1,-1, 1, 1, 1,-1, 1, 1,-1,-1, 1,-1, 1) β2 ＝（ｈ2 1 ，ｈ2 2 ，ｈ2 3 ，… ，ｈ2 15 ） ＝(-1,-1, 1,-1, 1,-1,-1, 1, 1,-1, 1, 1, 1,-1,-1)

【００４６】（１） データ（Ｄ1 ，Ｄ2 ）＝（１，
１） まず、データＤ1 、Ｄ2 がいずれも「１」であるとき、
図６に示す乗算器Ｊ1、J2 において、周期１５τのデー
タＤｃ1 、Ｄｃ2 とＰＮ符号ＰＮ1 、ＰＮ2をそれぞれ
乗算して得られるＰＮ符号化信号Ｐ1 、Ｐ2 は、図８に
示すように、 Ｐ1 ＝ＰＮ1 ・Ｄ1 ＝ＰＮ1 ＝(-1,-1,-1,-1, 1, 1, 1,-1, 1, 1,-1,-1, 1,-1, 1) Ｐ2 ＝ＰＮ1 ・Ｄ2 ＝ＰＮ2 ＝(-1,-1, 1,-1, 1,-1,-1, 1, 1,-1, 1, 1, 1,-1,-1) となる。ＰＮ符号化信号Ｐ1 、Ｐ2 の各構成要素の信号
期間はクロックＣＫ1 に同期したτでありこれを１５倍
して、ＰＮ符号化信号Ｐ1 、Ｐ2 の周期は、データＤ1
、Ｄ2 と同じ１５τとなっている。

【００４７】加算部８は、このＰＮ符号化信号Ｐ1 、Ｐ
2 を構成成分について上記ＯＲ論理で加算して拡散信号
ＰALL としてこれを送信する。この拡散信号ＰALL は、
次式で与えられ図８に示す波形になる。 ＰALL ＝（Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 ，…，Ｒ15） ＝（-1,-1, 1,-1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1,-1, 1） となる。

【００４８】拡散信号ＰALL は、図８に示すようにマッ
チドフィルタＭ1 、Ｍ2 に同時に入力され入力部１５に
あるシフトレジスタＳＲ1 〜ＳＲ15上を周期τのシフト
パルスの入力に伴って順に移動する。時間τ毎に区切っ
た各時刻ｔ1 〜ｔ29における拡散信号ＰALL の要素信号
Ｒ1 〜Ｒ15のシフトレジスタＳＲ1 〜ＳＲ15上の位置を
図１２に示す。マッチドフィルタＭ1 、Ｍ2 において、
待受部１６にある不揮発性メモリＭＲ1 〜ＭＲ15には、
待受系列β1 、β2 がそれぞれ記憶されている。すなわ
ち、この拡散信号ＰALL は、乗算器Ｑ1 〜Ｑ15にとっ
て、上述の入力符号系列＜α＞として寄与する。

【００４９】マッチドフィルタＭ1 側において、拡散信
号ＰALL 及び待受系列＜β1 ＞の内積である乗算信号
Ｒ’1 〜Ｒ’15と、これらをすべて加えた総和信号Ｄ’
1 の各時刻ｔ1 〜ｔ29における出力レベルと出力波形を
図１６に示す。このように、総和信号Ｄ’1 は、時刻ｔ
15において最大ピーク値である正の値「７」となる。

【００５０】この信号が正の所定値（この場合は
「７」）以上になったこの時点に、レベルを「１」とす
る図７（ｅ）に示すような「１」、「０」の２値を有す
るコンパレータ信号Ｄ+'1 を、コンパレータ１７は、ク
ロック抽出器１９及びデータ復調器２０に出力する。こ
のとき、コンパレータ１８が出力するコンパレータ信号
Ｄ-'1 は、「０」のままである。クロック抽出器１９
は、この時刻ｔ15から次にコンパレータ信号Ｄ+'1 、Ｄ
-'1 いずれかのレベルが「１」、「−１」になるまでの
時刻を１クロックとしてクロック信号ＣＫを発生させデ
ータ復調器２０に出力する。

【００５１】データ復調器２０は、このコンパレータ信
号Ｄ+'1 によって、この時刻ｔ15における元のデータＤ
1 の値を「１」と認識して、クロック信号ＣＫに同期さ
せて周期１５τの間レベルを「１」とする復元データ
Ｄ”1 を出力端子Ｂ1 に出力する。

【００５２】一方、マッチドフィルタＭ2 側において、
拡散信号ＰALL と待受系列β2 の内積である乗算信号
Ｒ’1 〜Ｒ’15と、これらをすべて加えた総和信号Ｄ’
2 の各時刻ｔ1 〜ｔ29における出力レベルと出力波形を
図１７に示す。このように、総和信号Ｄ’2 も、時刻ｔ
15において最大ピーク値である正の値「７」となる。

【００５３】この信号が正の所定値（この場合は
「７」）以上になったこの時点に、レベルを「１」とす
る図７（ｅ）に示すような「１」、「０」の２値を有す
るコンパレータ信号Ｄ+'2 を、コンパレータ１７は、ク
ロック抽出器１９及びデータ復調器２０に出力する。こ
のとき、コンパレータ１８が出力するコンパレータ信号
Ｄ-'2 は、「０」のままである。クロック抽出器１９
は、この時刻ｔ15から次にコンパレータ信号Ｄ+'1 、Ｄ
-'1 いずれかのレベルが「１」、「−１」になるまでの
時刻を１クロックとしてクロック信号ＣＫを発生させデ
ータ復調器２０に出力する。

【００５４】データ復調器２０は、このコンパレータ信
号Ｄ+'2 によって、この時刻ｔ15における元のデータＤ
２の値を「１」と認識して、クロック信号ＣＫに同期さ
せて周期１５τの間レベルを「１」とする復元データ
Ｄ”2 を出力端子Ｂ2 に出力する。

【００５５】（２） データ（Ｄ1 ，Ｄ2 ）＝（１，−
１） 図９に示すようにデータＤ1 、Ｄ2 が、それぞれ
「１」、「−１」であるとき、ＰＮ符号化信号Ｐ1 、Ｐ
2 は、 Ｐ1 ＝ＰＮ1 ・Ｄ1 ＝ＰＮ1 ＝(-1,-1,-1,-1, 1, 1, 1,-1, 1, 1,-1,-1, 1,-1, 1) Ｐ2 ＝ＰＮ1 ・Ｄ2 ＝−ＰＮ2 ＝( 1, 1,-1, 1,-1, 1, 1,-1,-1, 1,-1,-1,-1, 1, 1) この拡散信号ＰALL は、次式で与えられ図９に示す波形
になる。 ＰALL ＝（Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 ，…，Ｒ15） ＝（ 1, 1,-1, 1, 1, 1, 1,-1, 1, 1,-1,-1, 1, 1, 1） となる。但し、Ｒ1 、Ｒ2 、Ｒ3 、…、Ｒ15は、期間τ
毎に拡散信号ＰALL を時分割して得られる時分割拡散信
号である。

【００５６】時間τ毎に区切った各時刻ｔ1 〜ｔ29にお
ける拡散信号ＰALL の時分割拡散信号Ｒ1 〜Ｒ15のシフ
トレジスタＳＲ1 〜ＳＲ15上の位置を図１３に示す。マ
ッチドフィルタＭ1 側において、乗算信号Ｒ’1 〜Ｒ’
15と、これらをすべて加えた総和信号Ｄ’1 の各時刻ｔ
1 〜ｔ29における出力レベルと出力波形を図１８に示
す。このように、総和信号Ｄ’1 は、時刻ｔ15において
最大ピーク値である正の値「７」となる。

【００５７】この信号が正の所定値（この場合は
「７」）以上になったこの時点に、コンパレータ１７
は、レベルを「１」とする図７（ｅ）に示すような
「１」、「０」の２値を有するコンパレータ信号Ｄ+'1
をクロック抽出器１９及びデータ復調器２０に出力す
る。このとき、上述のようにデータ復調器２０は、周期
１５τの間レベルを「１」とする復元データＤ”1 を出
力端子Ｂ1 に出力する。

【００５８】一方、マッチドフィルタＭ2 側において、
乗算信号Ｒ’1 〜Ｒ’15と、これらをすべて加えた総和
信号Ｄ’2 の各時刻ｔ1 〜ｔ29における出力レベルと出
力波形を図１９に示す。このように、総和信号Ｄ’2
も、時刻ｔ15において最小ピーク値である負の値「−
９」となる。

【００５９】この信号が負の所定値（この場合は「−
７」）以下になったこの時点に、コンパレータ１８は、
レベルを「−１」とする図７（ｆ）に示すような「−
１」、「０」の２値を有するコンパレータ信号Ｄ-'2 を
クロック抽出器１９及びデータ復調器２０に出力する。
このとき、コンパレータ１７が出力するコンパレータ信
号Ｄ+'2 は、「０」のままである。クロック抽出器１９
は、この時刻ｔ１５から次にコンパレータ信号Ｄ+'2 、
Ｄ-'1 いずれかのレベルが「１」、「−１」になるまで
の時刻を１クロックとしてクロック信号ＣＫを発生させ
データ復調器２０に出力する。

【００６０】データ復調器２０は、このコンパレータ信
号Ｄ+'2 によって、この時刻ｔ15における元のデータＤ
2 の値を「−１」と認識して、クロック信号ＣＫに同期
させて周期１５τの間レベルを「−１」とする復元デー
タＤ”2 を出力端子Ｂ2 に出力する。

【００６１】（３） データ（Ｄ1 ，Ｄ2 ）＝（−１，
１） 図１０に示すようにデータＤ1 、Ｄ2 が、それぞれ「−
１」、「１」であるとき、ＰＮ符号化信号Ｐ1 、Ｐ2
は、 Ｐ1 ＝ＰＮ1 ・Ｄ1 ＝−ＰＮ1 ＝( 1, 1, 1, 1,-1,-1,-1, 1,-1,-1, 1, 1,-1, 1,-1) Ｐ2 ＝ＰＮ1 ・Ｄ2 ＝ＰＮ2 ＝（−１，−１， １，−１， １，−１，−１，
１， １，−１， １， １， １，−１，−１） この拡散信号ＰＡＬＬ は、次式で与えられ図１０に示
す波形になる。 ＰALL ＝（Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 ，…，Ｒ15） ＝（ 1, 1, 1, 1, 1,-1,-1, 1, 1,-1, 1, 1, 1, 1,-1） となる。

【００６２】時間τ毎に区切った各時刻ｔ1 〜ｔ29にお
ける拡散信号ＰALL の時分割拡散信号Ｒ1 〜Ｒ15のシフ
トレジスタＳＲ1 〜ＳＲ15上の位置を図１４に示す。マ
ッチドフィルタＭ1 側において、乗算信号Ｒ’1 〜Ｒ’
15と、これらをすべて加えた総和信号Ｄ’1 の各時刻ｔ
1 〜ｔ29における出力レベルと出力波形を図２０に示
す。このように、総和信号Ｄ’1は、時刻ｔ15において
最小ピーク値である負の値「−９」となる。

【００６３】この信号が負の所定値（この場合は「−
７」）以下になったこの時点に、コンパレータ１８は、
レベルを「−１」とする図７（ｆ）に示すような「−
１」、「０」の２値を有するコンパレータ信号Ｄ-'1 を
クロック抽出器１９及びデータ復調器２０に出力する。
このとき、コンパレータ１７が出力するコンパレータ信
号Ｄ+'1 は、「０」のままである。クロック抽出器１９
は、この時刻ｔ15から次にコンパレータ信号Ｄ+'1 、Ｄ
-'1 いずれかのレベルが「１」、「−１」になるまでの
時刻を１クロックとしてクロック信号ＣＫを発生させデ
ータ復調器２０に出力する。

【００６４】データ復調器２０は、このコンパレータ信
号Ｄ+'1 によって、この時刻ｔ15における元のデータＤ
1 の値を「−１」と認識して、周期１５τの間レベルを
「−１」とする復元データＤ”1 を出力端子Ｂ１に出力
する。

【００６５】一方、マッチドフィルタＭ2 側において、
乗算信号Ｒ’1 〜Ｒ’15と、これらをすべて加えた総和
信号Ｄ’2 の各時刻ｔ1 〜ｔ29における出力レベルと出
力波形を図２１に示す。このように、総和信号Ｄ’2
も、時刻ｔ15において最大ピーク値である正の値「７」
となる。

【００６６】この信号が正の所定値（この場合は
「７」）以上になったこの時点に、コンパレータ１７
は、レベルを「１」とする図７（ｅ）に示すような
「１」、「０」の２値を有するコンパレータ信号Ｄ+'2
をクロック抽出器１９及びデータ復調器２０に出力す
る。このとき、上述のようにデータ復調器２０は、周期
１５τの間レベルを「１」とする復元データＤ”2 を出
力端子Ｂ2 に出力する。

【００６７】（４） データ（Ｄ1 ，Ｄ2 ）＝（−１，
−１） 図１１に示すようにデータＤ1 、Ｄ2 が、いずれも「−
１」であるとき、ＰＮ符号化信号Ｐ1 、Ｐ2 は、 Ｐ1 ＝ＰＮ1 ・Ｄ1 ＝−ＰＮ1 ＝( 1, 1, 1, 1,-1,-1,-1, 1,-1,-1, 1, 1,-1, 1,-1) Ｐ2 ＝ＰＮ1 ・Ｄ2 ＝−ＰＮ2 ＝( 1, 1,-1, 1,-1, 1, 1,-1,-1, 1,-1,-1,-1, 1, 1) この拡散信号ＰALL は、次式で与えられ図１１に示す波
形になる。 ＰALL ＝（Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 ，…，Ｒ15） ＝（ 1, 1, 1, 1,-1, 1, 1, 1,-1, 1, 1, 1,-1, 1, 1） となる。

【００６８】時間τ毎に区切った各時刻ｔ1 〜ｔ29にお
ける拡散信号ＰALL の時分割拡散信号Ｒ1 〜Ｒ15のシフ
トレジスタＳＲ1 〜ＳＲ15上の位置を図１５に示す。マ
ッチドフィルタＭ1 側において、乗算信号Ｒ’1 〜Ｒ’
15と、これらをすべて加えた総和信号Ｄ’1 の各時刻ｔ
1 〜ｔ29における出力レベルと出力波形を図２２に示
す。このように、総和信号Ｄ’1 は、時刻ｔ15において
最小ピーク値である負の値「−７」となる。

【００６９】この信号が負の所定値（この場合は「−
７」）以下になったこの時点に、コンパレータ１８は、
レベルを「−１」とする図７（ｆ）に示すような「−
１」、「０」の２値を有するコンパレータ信号Ｄ-'1 を
クロック抽出器１９及びデータ復調器２０に出力する。
このとき、上述のようにデータ復調器２０は、周期１５
τの間レベルを「−１」とする復元データＤ”1 を出力
端子Ｂ1 に出力する。

【００７０】一方、マッチドフィルタＭ2 側において、
乗算信号Ｒ’1 〜Ｒ’15と、これらをすべて加えた総和
信号Ｄ’2 の各時刻ｔ1 〜ｔ29における出力レベルと出
力波形を図２３に示す。このように、総和信号Ｄ’2
も、時刻ｔ15において最小ピーク値である負の値「−
７」となる。

【００７１】この信号が負の所定値（この場合は「−
７」）以下になったこの時点に、コンパレータ１８は、
レベルを「−１」とする図７（ｆ）に示すような「−
１」、「０」の２値を有するコンパレータ信号Ｄ-'2 を
クロック抽出器１９及びデータ復調器２０に出力する。
このとき、上述のようにデータ復調器２０は、周期１５
τの間レベルを「−１」とする復元データＤ”2 を出力
端子Ｂ２に出力する。

【００７２】以上説明したように、データ（Ｄ1 ，Ｄ2
）の全４通りの組合せにおいて、復元データＤ”1 、
Ｄ”2 を復元できる。実際上、データＤ1 、Ｄ2 のそれ
ぞれを経時的に変化させて伝送するが、常時この４通り
のいずれかの状態となるので復元データを作ることは可
能である。

【００７３】一例として、データ（Ｄ1 ，Ｄ2 ）の組合
せを、（１，１）、（１，１）、（１，１）、（１，
１）とした場合の総和信号Ｄ’１の波形を図２４に示
す。時間１５τ毎に（時刻ｔ15、ｔ30、ｔ45、ｔ60）、
正値のピークが得られ、これらのピークは、 Ｄ1 ＝１，１，１，１ を意味するだけでなく復元データＤ”1 の周期をも情報
として伝達している。

【００７４】さらに、本発明を実施した無線通信による
並列データ伝送のブロック回路図を図２に示す。有線通
信と同様に無線通信においても、送信側Ｇにおいて、ｎ
個のデータＤ1 〜Ｄn をユーザーが並列にデータ伝送す
る場合、コストを押さえるため信号を伝送するための搬
送波Ｐｓが１チャンネルに限られているので並列データ
として一挙に伝送できない。従って、データ入力部１の
各端子Ａi （i は、ｎ以下の自然数。以下の添数字i は
この添数字i に等しいものとする。）から入力される図
７（ａ）に示す各データＤi を同時にＰＮ符号下部７に
ある各乗算器Ｊi において図７（ｂ）に示すＰＮ符号Ｐ
Ｎi を乗じてＰＮ符号化した図７（ｃ）に示すＰＮ符号
化信号Ｐi を、加算部８に出力する。

【００７５】加算部８は、ＰＮ符号化信号Ｐi の全てを
加算した拡散信号ＰALL を送信部に出力する。送信部１
１は、拡散信号ＰALL に基づいて搬送波信号を変調し搬
送波Ｐｓを送信する。

【００７６】１チャンネルの搬送波Ｐｓを、１ユーザー
が拡散信号ＰALL （各データＤi １ビット分）を伝送す
るために占有する無線占有伝送時間ｔｄｍは、次式によ
って与えられる。 ｔｄｍ＝３１τ …（４）

【００７７】受信側Ｔにおいて、受信部１２は搬送波Ｐ
ｓを受信する。受信部１２は、搬送波Ｐｓを受信し拡散
信号ＰALL へ復調し、これを整合部９に出力する。

【００７８】整合部９は、データ数と同数であるｎ個の
マッチドフィルタＭ1 〜Ｍn から構成されており、前述
のように各マッチドフィルタＭi （i は、ｎ以下の自然
数。以下の添数字i はこの添数字i に等しいものとす
る。）は、拡散信号ＰALL を同時に取り込み、各自に割
り当てられた各復元データＤ”i を、データ出力部４の
各端子Ｂi に出力する。

【００７９】（３）、（４）式から有線占有伝送時間ｔ
ｄｙ、無線占有伝送時間ｔｄｍは、いずれもデータ数ｎ
に関係なく、ＰＮ符号化信号Ｐi の周期３１τに等しく
なり大幅に短縮される。尚、ＰＮ符号のビット数は、 （２^N −１） Ｎは整数 で与えられ、伝送データの信頼性を向上させるため３１
ビットより大きくしても良い。伝送データ数ｎの数が大
きくなるほどＰＮ符号のビット数も増加させる必要があ
る。

【００８０】尚、図３に示すマッチドフィルタＭi にあ
っては、シフトレジスタＳＲ1 〜ＳＲ31から構成される
ｎ個の入力部１５、不揮発性メモリＭＲ1 〜ＭＲ31から
構成されるｎ個の待受部１６、乗算器Ｑ1 〜31と加算器
１４から構成されるｎ個の演算部等を１枚の半導体基板
上に同時に集積回路として作製することは容易である。
従って、ｎ個のマッチドフィルタＭ1 〜Ｍn を１個の電
気回路素子として供給でき、受信機を製造する際マッチ
ドフィルタの実装面積を小さくすることができ、受信機
の小型化が可能となる。

【００８１】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
複数のユーザーが異なる拡散符号を用いて伝送するスペ
クトル拡散変復調技術を利用する多元接続方式であるた
め、伝送路上を高速でデータを伝送できるので、伝送路
を１ユーザーが占有する占有伝送時間が短縮できる。ま
た、伝送信号は、擬似雑音符号化が為され暗号となって
いるので秘匿性が高い。従って、この高速通信方法をフ
ァクシミリ、電話、モデム等の有線機器システムや携帯
用電話、無線機等の無線機器システムに用いるとこれら
の機器システムでの機能が向上する。さらに、受信側の
マッチドフィルタをデジタル回路として、集積回路の形
態で製造できるので大量生産化が可能となり製造原価を
安くすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明を実施した有線手段による並列データ
伝送のブロック回路図。

【図２】 本発明を実施した無線手段による並列データ
伝送のブロック回路図。

【図３】 本発明の実施例におけるマッチドフィルタの
回路図。

【図４】 従来の多元接続方式の有線通信による並列デ
ータ伝送のブロック回路図。

【図５】 従来の多元接続方式の無線通信による並列デ
ータ伝送のブロック回路図。

【図６】 本発明を実施した並列データ伝送における送
信側乗算器に関するブロック図。

【図７】 本発明を実施した並列データ伝送における各
信号のタイムチャートを示す図。

【図８】 各信号波形を示す図。

【図９】 各信号波形を示す図。

【図１０】 各信号波形を示す図。

【図１１】 各信号波形を示す図。

【図１２】 シフトレジスタ上を各ＰＮ符号化信号Ｐ1
、Ｐ2 が移動する過程を示す図。

【図１３】 シフトレジスタ上を各ＰＮ符号化信号Ｐ1
、Ｐ2 が移動する過程を示す図。

【図１４】 シフトレジスタ上を各ＰＮ符号化信号Ｐ1
、Ｐ2 が移動する過程を示す図。

【図１５】 シフトレジスタ上を各ＰＮ符号化信号Ｐ1
、Ｐ2 が移動する過程を示す図。

【図１６】 マッチドフィルタＭ1 側において、乗算信
号Ｒ’1 〜Ｒ’15と、これらをすべて加えた総和信号
Ｄ’1 の各時刻ｔ1 〜ｔ29における出力レベルと出力波
形を示す図。

【図１７】 マッチドフィルタＭ2 側において、乗算信
号Ｒ’1 〜Ｒ’15と、これらをすべて加えた総和信号
Ｄ’2 の各時刻ｔ1 〜ｔ29における出力レベルと出力波
形を示す図。

【図１８】 マッチドフィルタＭ1 側において、乗算信
号Ｒ’1 〜Ｒ’15と、これらをすべて加えた総和信号
Ｄ’1 の各時刻ｔ1 〜ｔ29における出力レベルと出力波
形を示す図。

【図１９】 マッチドフィルタＭ2 側において、乗算信
号Ｒ’1 〜Ｒ’15と、これらをすべて加えた総和信号
Ｄ’2 の各時刻ｔ1 〜ｔ29における出力レベルと出力波
形を示す図。

【図２０】 マッチドフィルタＭ1 側において、乗算信
号Ｒ’1 〜Ｒ’15と、これらをすべて加えた総和信号
Ｄ’1 の各時刻ｔ1 〜ｔ29における出力レベルと出力波
形を示す図。

【図２１】 マッチドフィルタＭ2 側において、乗算信
号Ｒ’1 〜Ｒ’15と、これらをすべて加えた総和信号
Ｄ’2 の各時刻ｔ1 〜ｔ29における出力レベルと出力波
形を示す図。

【図２２】 マッチドフィルタＭ1 側において、乗算信
号Ｒ’1 〜Ｒ’15と、これらをすべて加えた総和信号
Ｄ’1 の各時刻ｔ1 〜ｔ29における出力レベルと出力波
形を示す図。

【図２３】 マッチドフィルタＭ2 側において、乗算信
号Ｒ’1 〜Ｒ’15と、これらをすべて加えた総和信号
Ｄ’2 の各時刻ｔ1 〜ｔ29における出力レベルと出力波
形を示す図。

【図２４】 データ（Ｄ1 ，Ｄ2 ）の組合せを、（１，
１）、（１，１）、（１，１）、（１，１）とした場合
の総和信号Ｄ’１の波形を示す図。

【符号の説明】

１ データ入力部 ２ 直列変換部 ３ 並列変換部 ４ データ出力部 ５ 送信部 ６ 受信部 ７ ＰＮ符号化部 ８ 加算部 ９ 整合部 １０ 送信部 １１ 受信部 １２ 入力端子 １３ 出力端子 １４ 加算器 １５ 入力部 １６ 待受部 １７ コンパレータ １８ コンパレータ １９ クロック抽出器 ２０ データ復調器 ２１ 出力端子 ２２ クロック発生器 ２３ ＰＮ符号発生器 ２４ １／３１分周器 ２５ データ生成部 Ｄ1 〜Ｄn データ Ｄ”1 〜Ｄ”n 復元データ Ｄ+'i （i は、ｎ以下の自然数） コンパレータ信号 Ｄ-'i （i は、ｎ以下の自然数） コンパレータ信号 Ｄ’i （i は、ｎ以下の自然数） 総和信号 Ｐ1 〜Ｐn ＰＮ符号化信号 Ｒ1 〜Ｒn 時分割拡散信号 ｈ1 〜ｈn 待受系列信号 Ｐ’1 〜Ｐ’n 乗算信号 Ｒ’1 〜Ｒ’n 乗算信号 ＰALL 拡散信号 ＣＫ クロック信号 ＣＫ１、ＣＫ２ クロック信号 ＣＫ３ クロック信号 Ｐｓ 搬送波 Ａ1 〜Ａn 入力端子 Ｂ1 〜Ｂn 出力端子 Ｍ1 〜Ｍn マッチドフィルタ Ｊ1 〜Ｊn 乗算器 ＳＲ1 〜ＳＲ31 スフトレジスタ ＭＲ1 〜ＭＲ31 不揮発性メモリー Ｑ1 〜Ｑ31 乗算器 Ｇ 送信側 Ｔ 受信側

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数種のデータを１つの伝送路を共有し
   て伝送する多元接続方式を利用し、同時にＮ個（Ｎは自
   然数）のデータを並列データとして送信側から送信し、
   受信側がこれを受信した後、元のＮ個のデータを同時に
   復元する有線または無線による通信方法において、 前記並列データを成す各々のデータの１単位につきＬビ
   ット（Ｌは自然数）の擬似雑音符号を供給する擬似雑音
   符号供給手段と、前記並列データと該並列データに対応
   する前記擬似雑音符号とを乗算して符号化信号を出力す
   るＮ個の第１乗算器と、前記符号化信号のすべてを加算
   し拡散信号を出力する第１加算器とを送信側が有し、前
   記拡散信号を取り込み所定の並列データを復元するＮ個
   の整合フィルタを受信側が有し、 前記整合フィルタはそれぞれ、前記拡散信号を遅延線に
   よりＬ個に時分割して得られる時分割拡散信号を出力す
   る入力部と、Ｌビットの前記擬似雑音符号と同じＬビッ
   トの待受符号を、Ｌ個のメモリに１ビットずつ別々に記
   憶し保持する記憶保持手段と、１個の前記時分割拡散信
   号と１ビットの前記待受符号を乗算するＬ個の第２乗算
   器と、Ｌ個の前記第２乗算器の出力をすべて加算する第
   ２加算器と、から構成されることを特徴とする高速通信
   方法。
2. 【請求項２】 Ｎ個（Ｎは自然数）のデータを並列デー
   タとして送信側から同時に送信するため、前記並列デー
   タを成す各々のデータの１単位につきＬビット（Ｌは自
   然数）の擬似雑音符号を供給する擬似雑音符号供給手段
   と、前記並列データと該並列データに対応する前記擬似
   雑音符号とを乗算して符号化信号を出力するＮ個の第１
   乗算器と、前記符号化信号のすべてを加算し拡散信号を
   出力する第１加算器とを送信機が有し、前記拡散信号を
   取り込み所定の並列データを復元するＮ個の整合フィル
   タを受信機が有し、 前記整合フィルタはそれぞれ、前記拡散信号を遅延線に
   よりＬ個に時分割して得られる時分割拡散信号を出力す
   る入力部と、Ｌビットの前記擬似雑音符号と同じＬビッ
   トの待受符号を、Ｌ個のメモリに１ビットずつ別々に記
   憶し保持する記憶保持手段と、１個の前記時分割拡散信
   号と１ビットの前記待受符号を乗算するＬ個の第２乗算
   器と、Ｌ個の前記第２乗算器の出力をすべて加算する第
   ２加算器と、から構成されることを特徴とする有線又は
   無線機器システム。