JP3603187B2 - スペクトラム拡散通信方式における拡散変調方式を用いた送信方法及び受信方法、並びに送信装置及び受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、符号分割多元接続方式の通信システムでの直交多重チャネルを有する送信装置の拡散変調方式に関し、特に、送信電力が他のチャネルより統計的に大きなチャネルが存在する場合、そのうちの２つのチャネルのいずれかを実数成分とし、他のチャネルを虚数成分として複素直交符号（Ｃｏｍｐｌｅｘ ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｃｏｄｅ）を用いて１次直交複素拡散（ｃｏｍｐｌｅｘ ｓｐｒｅａｄｉｎｇ）を行なった後、前記直交複素拡散されたチャネルの同位相成分は直交実拡散（ｒｅａｌ ｓｐｒｅａｄｉｎｇ）された同位相チャネルと加算し、前記直交複素拡散されたチャネルの直交位相成分は、直交実拡散された直交位相チャネルと加算した後、前記１次直交複素拡散に用いられた直交符号に依存する送信装置の区分のためのスクランブリング（ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）符号を生成し、複素拡散を行なう多重チャネルを備えた符号分割多元接続方式送信装置の拡散変調方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１は、従来技術の一実施形態による直交多重チャネルを備えた符号分割多元接続方式の送信装置構造の概念を図示したものであり、第３世代移動通信システムであるＩＭＴ−２０００システムの候補技術の１つであるｃｄｍａ２０００方式に基づいた端末の送信装置の構造である。
【０００３】
以下、従来技術の実施形態を説明しながら用いた図面の符号は、本発明の実施形態を説明する時に、同一機能をする部分は同一符号を付する。
【０００４】
送信装置は相互直交性が保持される５つの直交チャネル−同期復調のためのチャネル推定に用いられるパイロットチャネル（ＰｉＣＨ； Ｐｉｌｏｇ Ｃｈａｎｎｅｌ 、以下、ＰｉＣＨと称する）、制御情報を伝送する専用制御チャネル（ＤＣＣＨ： Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ， 以下、ＤＣＣＨと称する）、音声のような低速のデータを伝送する基本チャネル（ＦＣＨ： Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ， 以下、ＦＣＨと称する）、高速のデータサービスのための２つの付加チャネル（ＳＣＨ： Ｓｕｐｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｃｈａｎｎｅｌ， 以下、ＳＣＨ＃１，ＳＣＨ＃２と称する）を備えている。前記チャネルは、図１に示していないチャネル符号化器及びインタリーバ等を通ったものであり、各チャネルの品質要求事項に応じてチャネル符号化器とインタリーバ等は省略することが出来る。各チャネルは送信する２ 進データ｛０，−１｝によって｛＋１，−１｝に変換して信号処理を行なっており、本明細書では変換された｛＋１，−１｝に基づいて説明するが、｛００，０１，１１，１０｝を｛＋３，＋１，−１，−３｝に変換するように多種ビットで表現される情報に対しても同一に適用できる。
【０００５】
各チャネルは、要求される品質及び伝送データ率等によって利得ＧＰ （１１０），ＧＤ （１１２），ＧＳ２（１１４），ＧＳ１（１１６），ＧＦ （１１８）を調節する。特定利得を基準として他の利得は相対的な値により決定され、全体的な利得調節は増幅器１７０，１７２から行なわれる。たとえば、ＧＰ ＝１にして他の利得ＧＤ ，ＧＳ２，ＧＳ１， ＧＦ を調節することが出来る。利得調整された各チャネルの信号は直交性が保障されるアダマール（Ｈａｄａｍａｒｄ）符号ＷＰｉＣＨ［ｎ］，ＷＤＣＣＨ［ｎ］，ＷＳＣＨ２［ｎ］，ＷＳＣＨ１［ｎ］，ＷＦＣＨ ［ｎ］によって拡散１２０，１２２，１２４，１２６，１２８された信号が加算器１３０，１３２の入力となる。
【０００６】
直交性が保障されるアダマール符号を構成するアダマール行列は次の式のような特性を持っている。
【０００７】
（１）アダマール行列の行及び列間に直交性が保障される。
行列Ｈ（ｐ） が、
【０００８】
【数１】
【０００９】
となり、ｈｉ，ｊ ∈｛＋１，−１｝；ｉ，ｊ∈｛０，１，２，…，ｐ−１｝の場合に、次の数式が成り立つと行列Ｈ（ｐ） はｐ×ｐアダマール行列である。
【００１０】
【数２】
【００１１】
但し、Ｉ（ｐ） は、ｐ×ｐ単位行列であり、δｉ，ｊ は、ｉ＝ｊであれば１であり、ｉ≠ｊであれば０のクロネッカー（ｋｒｏｎｅｃｋｅｒ ）デルタ関数である。
【００１２】
（２）アダマール行列Ｈ（ｐ） の行及び列の順序を変えてもアダマール行列である。
【００１３】
（３）アダマール行列Ｈ（ｐ） の大きさｐは１，２又は４の倍数である。すなわち、ｐ∈｛１，２｝∪｛４ｎ｜ｎ∈Ｚ＋ ｝であり、Ｚ＋ は０より大きい整数の集合である。
【００１４】
（４）行及び列間に直交性が保障されるｍ×ｍアダマール行列Ａ（ｍ） と、ｎ×ｎアダマール行列Ｂ（ｎ） とをクロネッカー合成して生成されたｍｎ×ｍｎ行列Ｈ（ｍｎ）も行及び列間に直交性が保障されるアダマール行列である。
【００１５】
【数３】
【００１６】
本願においては、次のような２×２アダマール行列に基づいて生成された２ｎ ×２ｎ アダマール行列Ｈ（２ｎ）の行又は列ベクタを直交符号として用いる符号分割多元接続システムについて説明する。ｎ＝１，２，３，．．．， ８、特にこのように生成されたアダマール行列の行又は列ベクタの集合を２ｎ次元ウォルシュ符号とも称する。
【００１７】
【数４】
【００１８】
前記アダマール行列Ｈ（ｐ） による直交ウォルシュ符号は、次のような特性を持っている（ｐ＝２ｎ ）。
【００１９】
【数５】
【００２０】
前記数式で｛ｉ，ｊ，ｋ｝⊂｛０，１，２，・・・ ，２ｎ−１｝である。前記数式よりｉ，ｊ，ｋがそれぞれ２進数により次の数式のように表現されるとき、
【００２１】
【００２２】
ｉ，ｊ，ｋの間には次の数式のような関係がある。
【００２３】
【数６】
【００２４】
は排他的論理和（ＸＯＲ：ｅＸｃｌｕｓｉｖｅ ＯＲ）を示す。従って、ｉ∈｛０，１，２，…，２ｎ −１｝に対して
【００２５】
【数７】
【００２６】
であり、ｋ∈｛０，１，２，…，２ｎ−１ −１｝に対して
【数８】
である。
【００２７】
また、直交多重チャネルを区分するために用いられるアダマール行列Ｈ（ｐ） の大きさｐ＝２ｎ を拡散係数（ＳＦ：Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ Ｆａｃｔｏｒ）という。直接シーケンススペクトラム拡散通信方式において拡散帯域幅が決められていることは、伝送チップ率が決められていることと同じである。固定された伝送チップ率を仮定した場合、異なるデータ率を有した複数個のチャネルが存在する時、前記チャネルを直交性を用いて受信側から所望のチャネルのみを復元するためには、木構造の直交可変拡散係数（ＯＶＳＦ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ Ｆａｃｔｏｒ， 以下、ＯＶＳＦと称する）符号というものを使わなければならない。
【００２８】
（”０”←→”１”，”１”←→”１”）ＯＶＳＦ符号とウォルシュ関数との関係は次の数式のようである。木構造のＯＶＳＦ符号を直交性を保持しながら割り当てる方法は、次の文献の方法に従う。
【００２９】
（１） Ｆ．Ａｄａｃｈｉ， Ｍ．Ｓａｗａｈａｓｈｉ ａｎｄ Ｋ．Ｏｋａｗａ， ’Ｔｒｅｅ−ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｄ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ｃｏｄｅｓ ｗｉｔｈ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ ｌｅｎｇｔｈｓ ｆｏｒ ｆｏｒｗａｒｄ ｌｉｎｋ ｏｆ ＤＳ−ＣＤＭＡ ｍｏｂｉｌｅ ｒａｄｉｏ， ’Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒ， Ｖｏｌ．３３， Ｊａｎ． １９９７， ｐｐ２７−２８
【００３０】
（２） ＵＳ Ｐａｔｅｎｔ＃ ＵＳ５７５１７６１， ’Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｓｐｒｅａｄ ｓｐｅｃｔｒｕｍ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｉｎ ｖａｒｉａｂｌｅ ｄａｔａ ｒａｔｅ ｓｙｓｔｅｍｓ’
【００３１】
【数９】
【００３２】
前記数式は、直交可変拡散係数符号を表わす。
【００３３】
【数１０】
【００３４】
前記数式は、直交可変拡散係数符号と直交ウォルシュ符号との関係を表現するものである。
【００３５】
図１の加算器１３０，１３２の出力は、それぞれｘＴ ［ｎ］とｙＴ ［ｎ］を次の数式のように表すことが出来る。
【００３６】
【数１１】
【００３７】
は、ｘより大きくない最も大きな整数である。
【００３８】
前記ＷＰｉＣＨ［ｎ］，ＷＤＣＣＨ［ｎ］，ＷＳＣＨ２［ｎ］，ＷＳＣＨ１［ｎ］，ＷＦＣＨ ［ｎ］は、それぞれ、
【００３９】
【数１２】
【００４０】
から選択された直交ウォルシュ関数であり、各チャネルに直交性を保持しながら前記直交ウォルシュ関数を割り当てる方法は、前記ＯＶＳＦ符号割り当て方法に従う。
【００４１】
ＳＦＰｉＣＨ，ＳＦＤＣＣＨ，ＷＳＣＨ２，ＷＳＣＨ１，ＷＦＣＨ は、該当する各チャネルの拡散係数を表わす。本明細書においては説明を容易にするために本発明の要旨を逸脱しない範囲内で、ＳＣＨ＃１とＳＣＨ＃２とがＰｉＣＨ，ＤＣＣＨ，ＦＣＨに比べて送信電力が統計的に大きいと仮定する。即ち、統計的にＧＳ１＞ＧＰ ＋ＧＤ ＋ＧＦ であり、ＧＳ２＞ＧＰ ＋ＧＤ ＋ＧＦ であると仮定する。統計的にＳＣＨ＃１とＳＣＨ＃２との送信データ率がＰｉＣＨ，ＤＣＣＨ，ＦＣＨに比べて大きく、受信信号対干渉比のような品質要求事項又は送信データ率が似通っているか、品質要求事項がより厳格である場合が前記仮定が成り立つ場合である。チャネルが２つ以下だけ存在する送信装置においては前記仮定は常に成り立っており、存在するチャネルに、順にＳＣＨ＃１，ＳＣＨ＃２を割り当てる。前記仮定が成り立つ送信時点においては前記数式は下記数式のように近似出来る。
【００４２】
【数１３】
【００４３】
前記ｘＴ ［ｎ］とｙＴ ［ｎ］を第１の入力とし、スクランブリング符号Ｃ１ ［ｎ］とＣ２ ［ｎ］とを第２の入力として拡散変調器１４０から拡散変調して出力ＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］を生成する。拡散変調器１４０の内部構造と任意の２つのＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ−Ｎｏｉｓｅ）シーケンスＣ１ ［ｎ］とＣ２ ［ｎ］とを入力として如何にスクランブリング符号Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｉ［ｎ］とＣｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｑ［ｎ］とを生成するかによって尖頭送信電力対平均送信の電力比が改善される。前記拡散変調器１４０の従来の実施形態が図３ａ，図３ｂ，図３ｃ及び図３ｄに与えられている。前記拡散変調器１４０の出力ＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は低域濾波器１６０，１６２を通って電力増幅器１７０，１７２を経て所望の周波数帯域へ信号を遷移するために搬送波を用いて変調１８０，１８２した後、加算（１９０）してアンテナに伝送する。
【００４４】
図２は、図１の送信装置の実施形態に係る受信装置の実施形態を図示したものである。アンテナを介して受信された信号を送信側で用いた同一の搬送波を用いて復調２８０，２８２した後、低域濾波器２６０，２６２を通った信号ＩＲ ［ｎ］，ＱＲ ［ｎ］と、ＰＮシーケンスＣ１ ［ｎ］、Ｃ２ ［ｎ］とを用いて拡散復調器２４０からｘＲ ［ｎ］，ｙＲ ［ｎ］を生成する。
【００４５】
前記符号分割多重化された受信信号ｘR［ｎ］，ｙR［ｎ］から所望のチャネルのみを得るために、送信側と同一の直交符号ＷxxCH［ｎ］（ｘｘＣＨ＝ＤＣＣＨまたはＦＣＨ）又はＷyyCH［ｎ］（ｙｙＣＨ＝ＳＣＨ＃１またはＳＣＨ＃２）を利用して乗じた２２４，２２６，２２５，２２７後、当該チャネルのデータ率に比例するシンボル区間Ｔ2xまたはＴ2yの間、積分して逆拡散を行なう。信号が歪曲され受信装置に到達するため、逆拡散された信号の歪曲された信号位相を補正するためにパイロットチャネルＰｉＣＨを用い、当該直交符号ＷPiCH［ｎ］を乗じて積分区間に該当するＴ1時間の間積分する。パイロットチャネルＰｉＣＨ内に位相補正のためのパイロット信号の他に受信側の送信電力を制御するための命令のような別途の情報が含まれている場合には、前記情報を逆多重化によって抽出した後、知られている位相を持つパイロット信号部分のみを用いて位相推定と補正とを行なう。本明細書においては、パイロットチャネルＰｉＣＨに別途の情報が含まれていない場合のみを例として説明する。積分器２１０，２１２を通って推定された位相情報を用いて受信用複素乗算器２４２，２４６から位相補正を行なう。
【００４６】
本願においての送信用複素乗算器と受信用複素乗算器とは、それぞれ次のような機能を遂行する。
【００４７】
【００４８】
図７ａ及び図７ｂは本明細書説明のための信号星座図を図示したものである。図７ａで、四角は前記送信用複素乗算器の入力ｘI［ｎ］＋ｊｘQ［Ｎ］を、○は前記送信用複素乗算器の出力ｏI［ｎ］＋ｊｏQ［ｎ］の正規化させたものを表わす。図７ｂは、経時に伴って発生する送信要複素乗算器の入力ｘI［ｎ］＋ｊｘQ［Ｎ］の４つの遷移、０，＋π／２，−π／２，πを図示したものである。図７ｂにおいて原点遷移（またはπ遷移）がＰＡＲ特性を最も悪くする。
【００４９】
前記受信用複素乗算器２４２，２４６の出力から所望のチャネルＤＣＣＨ，ＦＣＨ，ＳＣＨ＃１，ＳＣＨ＃２に応じて出力端子を選択して図２に図示されていないディインタリーバ、チャネル復号化器等を通って受信装置は送信側から送られたデータを復元する。
【００５０】
図３ａは、従来技術の実施形態に係る拡散変調器の構造を図示したものであり、既存のＩＳ−９５方式の符号分割多元接続システムの順方向（基地局から端末方向）リンクで用いられる拡散変調方式である。本明細書においてはかかる拡散変調方式をＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ ）拡散変調とする。
【００５１】
【００５２】
図４ａに与えられた２次スクランブリング符号発生器の出力Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｉ［ｎ］，Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｑ［ｎ］は次の数式と同じである。即ち、２次スクランブリング符号と１次スクランブリング符号とが同一である。
【００５３】
【００５４】
ＩＳ−９５方式では、ｘＴ ［ｎ］＝ｙＴ ［ｎ］であるが、一般にＱＰＳＫ拡散変調は、ｘＴ ［ｎ］≠ｙＴ ［ｎ］である。正規化によって｜ＩＴ ［ｎ］｜＝｜ＱＴ ［ｎ］｜＝１にする場合、前記ＱＰＳＫ拡散変調によって発生出来る信号星座ポイントの遷移は次の数式のようであり、｛０，＋π／２，−π／２，π｝遷移が発生し得る確率は１／４，１／４，１／４，１／４である。
【００５５】
【数１４】
【００５６】
図８ａは、ＩＴ ［ｎ］＝±１，ＱＴ ［ｎ］＝±１の場合、前記ＱＰＳＫ拡散変調による信号星座図と時間による遷移の例を図示したものである。
【００５７】
また、図８ａは拡散係数ＳＦ＝４である場合を図示したものである。時刻ｎ＝０ ｍｏｄ ＳＦの場合にＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は確率１／４であり、（＋１，＋１），（＋１，−１），（−１，−１），（−１，＋１）のいずれかになるだろう。
【００５８】
また、図８ａは（＋１，＋１）から始まる場合を仮定して図示したものである。時刻ｎ＋１／２から信号星座図では変化がない。時刻ｎ＋１においてＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は確率１／４であり、（＋１，＋１），（＋１，−１），（−１，−１），（−１，＋１）のいずれかに遷移する。
【００５９】
図８ａは、（＋１，−１）に遷移した場合を図示したものである。時刻ｎ＋３／２においては信号星座図では変化がない。時刻ｎ＋２においてＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は確率１／４であり、（＋１，＋１），（＋１，−１），（−１，−１），（−１，＋１）のいずれかに遷移する。
【００６０】
更に、図８ａは（−１，＋１）に遷移した場合を図示したものである。この場合、原点遷移を行なうのでＰＡＲ特性が悪くなる。時刻ｎ＋５／２においては信号星座図では変化がない。時刻ｎ＋３においてＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は確率１／４であり、（＋１，＋１），（＋１，−１），（−１，−１），（−１，＋１）のいずれかに遷移する。
【００６１】
なお、図８ａは（−１，−１）に遷移した場合を図示したものである。時刻ｎ＋７／２においては信号星座図では変化がない。時刻ｎ＋４においてＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は被拡散データが変わるため、確率１／４であり、（＋１，＋１），（＋１，−１），（−１，−１），（−１，＋１）のいずれかに遷移する。前記遷移過程を確率に応じて繰り返して行なわれる。
【００６２】
図３ｂは、従来技術の実施形態に係る拡散変調器の構造を図示したものであり，既存ＩＳ−９５方式の符号分割多元接続システムの逆方向（端末から基地局方向）リンクで用いられる拡散変調方式である。本願では、かかる拡散変調方式をＯＱＰＳＫ（Ｏｆｆｓｅｔ ＱＰＳＫ ）拡散変調といっており、信号構成は次の数式のように示される。
【００６３】
【数１５】
【００６４】
図４ａに与えられた２次スクランブリング符号発生器の出力Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｉ［ｎ］，Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ， Ｑ ［ｎ］は次の数式と同じである。即ち、ＯＱＰＳＫ拡散変調と同一である。
【００６５】
【００６６】
ＩＳ−９５方式では、ｘＴ ［ｎ］＝ｙＴ ［ｎ］であるが、一般にＯＱＰＳＫ拡散変調は、ｘＴ ［ｎ］≠ｙＴ ［ｎ］である。正規化によって｜ＩＴ ［ｎ］｜＝｜ＱＴ ［ｎ］｜＝１にする場合、前記ＱＰＳＫ拡散変調により発生出来る信号星座ポイントの遷移は次の数式のようであり、｛０，＋π／２，−π／２，π｝遷移が発生し得る確率は１／４，１／４，１／４，１／４である。
【００６７】
【数１６】
【００６８】
前記ＯＱＰＳＫ拡散変調は、ＰＡＲを改善するために図３ａのＱＰＳＫ拡散変調方式において直交位相チャネル（以下、Ｑチャネルと称する）の信号を同位相チャネル（以下、Ｉチャネルと称する）の信号に対して半チップ（Ｔｃ／２）だけ遅延させた。このようにすることにより、同時にＩチャネルとＱチャネルとの信号の符号が変わることにより原点を通ることが防がれ、信号が原点を通ることによって悪化されるＰＡＲ特性を改善する。
【００６９】
図８ｂは、ＩＴ ［ｎ］＝±１，ＱＴ ［ｎ］＝±１の場合、前記ＯＱＰＳＫ拡散変調による信号星座図と時間による遷移の例を図示したものである。
【００７０】
また、図８ｂは拡散係数ＳＦ＝４の場合を図示したものである。時刻ｎ＝０ ｍｏｄ ＳＦの場合に、ＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は確率１／４であり、（＋１，＋１），（＋１，−１），（−１，−１），（−１，＋１）のいずれかである。
【００７１】
更に、図８ｂは（＋１，＋１）から始まる場合を仮定して図示したものである。時刻ｎ＋１／２においてＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は確率１／２であり、（＋１，＋１），（＋１，−１）のいずれかに遷移する。
【００７２】
更に、図８ｂは（＋１，＋１）に遷移した場合を図示したものである。時刻ｎ＋１においてＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は確率１／２であり、（＋１，＋１），（−１，＋１）のいずれかに遷移する。
【００７３】
また、図８ｂは（＋１，＋１）に遷移した場合を図示したものである。時刻ｎ＋３／２で確率１／２であり、（＋１，＋１），（＋１，−１）のいずれかに遷移する。
【００７４】
更に、図８ｂは（＋１，−１）に遷移した場合を図示したものである。時刻ｎ＋２においてＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は確率１／２であり、（＋１，−１），（−１，−１）のいずれかに遷移する。
【００７５】
更に、図８ｂは（−１，−１）に遷移した場合を図示したものである。時刻ｎ＋５／２において確率１／２であり、（−１，−１），（−１，＋１）のいずれかに遷移する。
【００７６】
更に、図８ｂは（−１，＋１）に遷移した場合を図示したものである。時刻ｎ＋３でＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は確率１／２として（＋１，＋１），（−１，＋１）のいずれかに遷移する。
【００７７】
更に、図８ｂは（−１，＋１）に遷移した場合を図示したものである。時刻ｎ＋７／２において確率１／２であり、（−１，＋１），（−１，−１）のいずれかに遷移する。
【００７８】
なお、図８ｂは（−１，−１）に遷移した場合を図示したものである。時刻ｎ＋４においてＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は被拡散データが変わるため、確率１／２であり、（＋１，−１），（−１，−１）のいずれかに遷移する。前記遷移過程が確率に応じて繰り返して行なわれる。
【００７９】
図３ｃは、従来技術の実施形態に係る拡散変調器の構造を図示したものであり、スクランブリング符号発生器１５０の構成方式に応じて次の３つの方式に細分化される。
【００８０】
第１の方式は、ｃｄｍａ２０００及びＩＭＴ−２０００システムまた他の候補技術であるＷ−ＣＤＭＡ方式の符号分割多元接続システムの順方向（基地局から端末方向）リンクに用いられる拡散変調方式である。
【００８１】
本願においては、かかる拡散変調方式をＣＱＰＳＫ（Ｃｏｍｐｌｅｘ ＱＰＳＫ）拡散変調といっており、信号構成は次の数式のように示される。
【００８２】
【数１７】
【００８３】
図４ａに与えられた２次スクランブリング符号発生器の出力Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｉ［ｎ］，Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｑ［ｎ］は次の数式と同じである。即ち、前記ＱＰＳＫ及びＯＱＰＳＫ拡散変調と同一である。
【００８４】
【００８５】
一般にＣＱＰＳＫ拡散変調は、ｘＴ ［ｎ］≠ｙＴ ［ｎ］である。正規化によって｜ＩＴ ［ｎ］｜＝｜ＱＴ ［ｎ］｜＝１にする場合、前記ＣＱＰＳＫ拡散変調により発生出来る信号星座ポイントの遷移は次の数式のようであり、｛０，＋π／２，−π／２，π｝遷移が発生し得る確率は１／４，１／４，１／４，１／４である。
【００８６】
【数１８】
【００８７】
Ｑチャネル信号をＩチャネル信号に対して半チップ（Ｔｃ／２）だけ遅延させるＯＱＰＳＫは、ＩＳ−９５逆方向チャネルのようにＩチャネルの電力とＱチャネルの電力とが同一の場合には有効であるが、ＱチャネルをＩチャネルより遅延させなければならない問題があり、図１のように異なる送信電力を持つ複数個のチャネルが直交符号分割多重化されて伝送される場合、送信信号の振幅の分散が、送信電力が大きいチャネル（ＩまたはＱ）側が大きい。
【００８８】
線形増幅器の線形領域の大きさは、送信信号振幅の分散が大きな側に合わせて選択されることで、信号が非線形領域まで侵入したことにより発生される信号の歪曲及び相互変調（ｉｎｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ）による隣接チャネルの干渉が減少する。反面、ＣＱＰＳＫ拡散変調はＩチャネルの信号ｘＴ ［ｎ］及びＱチャネルの信号ｙＴ ［ｎ］を同一振幅を持つスクランブリング符号Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｉ［ｎ］及びＣｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｑ［ｎ］を用いて複素乗算を行なわせると、ＩチャネルとＱチャネルの送信信号の振幅の分散が大きかった側は小さくなり、小さかった側は大きくなることで、均一化される効果があるため、多重チャネルがある場合にＰＡＲを改善するためにはＣＱＰＳＫ拡散変調を用いることがより効果的である。ＣＱＰＳＫの場合、ｘＴ ［ｎ］＋ｊｙＴ ［ｎ］が各時刻において原点を遷移する確率は１／４である。
【００８９】
図８ｃは、ｘＴ ［ｎ］＝±１，ｙＴ ［ｎ］＝±１，ＩＴ ［ｎ］＝±１，ＱＴ ［ｎ］＝±１の場合、前記ＣＱＰＳＫ拡散変調による信号星座図と時間とによる遷移例を図示したものである。
【００９０】
また、図８ｃは、拡散係数ＳＦ＝４の場合を図示したものである。時刻ｎ＝０ ｍｏｄ ＳＦの場合にｘＴ ［ｎ］＋ｊｙＴ ［ｎ］及びＣｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｉ［ｎ］＋ｊＣｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｑ［ｎ］はそれぞれ確率１／４であり、１＋ｊ，１−ｊ，−１−ｊ，−１＋ｊのいずれかである。
【００９１】
また、図８ｃはｘＴ ［ｎ］＋ｊｙＴ ［ｎ］＝１＋ｊであり、Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｉ［ｎ］＋ｊＣｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｑ［ｎ］＝１＋ｊの場合を仮定して図示したものである。従って、
【００９２】
【数１９】
【００９３】
の場合である。本明細書における図面及び説明からは、全ての信号は大きさ１に正規化する。従って前記式はＩＴ ［ｎ］＋ＪＱＴ ［ｎ］＝１＋ｊ０として表現される。時刻ｎ＋１／２において信号星座図では変化がない。時刻ｎ＋１においてはｘＴ ［ｎ］＋ｊｙＴ ［ｎ］は１＋ｊ，１−ｊ，−１−ｊ，−１＋ｊのいずれかに遷移し、Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｉ［ｎ］＋ｊＣｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｑ［ｎ］も１＋ｊ，１−ｊ，−１−ｊ，−１＋ｊのいずれかに遷移する。
【００９４】
第２の方式は、１９９８年６月に国際電気通信連合（ＩＴＵ：Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｕｎｉｏｎ， ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｉｔｕ．ｉｎｔ）にＩＭＴ−２０００システムの候補技術として提案されたＧ−ＣＤＭＡ（Ｇｌｏｂａｌ ＣＤＭＡ ）ＩとＩＩに用いられた逆方向（端末から基地局方向）リンクに用いられた拡散変調方式である。
【００９５】
本願においては、かかる拡散変調方式を大韓民国特許庁公開番号特１９９９−２６９５９３−００００に基づいてＯＣＱＰＳＫ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｃｏｍｐｌｅｘ ＱＰＳＫ）拡散変調と称する。各チャネルに対して下付き添え字が偶数である直交ウォルシュ符号のみを割り当てると次の関係が成り立つ。
【００９６】
【数２０】
【００９７】
図４ｂに与えられた２次スクランブリング符号発生器の出力Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｉ［ｎ］，Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｑ［ｎ］は次の数式と同じである。
【００９８】
【数２１】
【００９９】
であるためにｋ＝０の場合、図４ｂと図４ｃの２次スクランブリング符号発生器は等価である。
【０１００】
【数２２】
【０１０１】
一般にＯＣＱＰＳＫ拡散変調は、ｘＴ ［ｎ］≠ｙＴ ［ｎ］である。正規化によって｜ＩＴ ［ｎ］｜＝｜ＱＴ ［ｎ］｜＝１にする場合、前記ＱＰＳＫ拡散変調により発生出来る信号星座ポイントの遷移は次のようであり、｛０，＋π／２，−π／２，π｝遷移が発生し得る確率は時刻ｎ＝２ｔ＋１（奇数）の場合、０，１／２，１／２，０であり、ｎ＝２ｔ（偶数）の場合、１／４，１／４，１／４，１／４である。
【０１０２】
【数２３】
【０１０３】
ＯＣＱＰＳＫ拡散変調は下付き添え字が偶数である直交ウォルシュ符号は、
【０１０４】
【数２４】
【０１０５】
であり、下付き添え字が奇数である直交ウォルシュ符号は、
【０１０６】
【数２５】
【０１０７】
であるという性質を用いたものである。
【０１０８】
送信データ率が高くて不可避にチャネル区分のために下付き添え字が奇数の直交ウォルシュ符号を使用すべき場合を除いては可能な限り下付き添え字が偶数の直交ウォルシュ符号をチャネル区分に用いる。
【０１０９】
なぜならば、ｘＴ ［２Ｔ］＝ｘＴ ［２ｔ＋１］，ｙＴ ［２ｔ］＝ｙＴ ［２ｔ＋１］，ｔ∈｛１，２，…｝を成り立たせることで次の数式が成り立つ。
【０１１０】
【数２６】
【０１１１】
時刻ｎ＝２ｔ＋１においてＰＡＲ特性を悪くする原点遷移（または、π遷移）を作らないようにすることで、拡散された信号のＰＡＲをＣＱＰＳＫ拡散変調より改善することである。即ち、ＯＣＱＰＳＫ拡散変調においてｘＴ ［ｎ］＋ｊｙＴ ［ｎ］が各時刻において原点遷移をする確率は、時刻ｎ＝２ｔではＣＱＰＳＫ拡散変調と同様の１／４であるが、時刻ｎ＝２ｔ＋１では０であるため、平均的に原点遷移をする確率は１／８である。スクランブリングのためのＣ１ ［ｎ］は送信装置の識別にも用いられる。
【０１１２】
第３の方式は、ｃｄｍａ２０００及びＷ−ＣＤＡＭ方式の符号分割多元接続システムの逆方向（端末から基地局方向）リンクに用いられる拡散変調方式である。
【０１１３】
本願においては、かかる拡散変調方式を大韓民国特許庁公開番号特１９９９−２６９５９３−００００に基づいてＰＯＣＱＰＳＫ（Ｐｅｒｍｕｔｅｄ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｃｏｍｐｌｅｘ ＱＰＳＫ）拡散変調と称する。各チャネルに対して下付き添え字が偶数の直交ウォルシュ符号のみを割り当てると次の数式が成り立つ。
【０１１４】
【数２７】
【０１１５】
図４ｄに与えられた２次スクランブリング符号発生器の出力Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｉ［ｎ］，Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｑ［ｎ］は次の数式と同じである。
【０１１６】
【数２８】
【０１１７】
一般にＰＯＱＰＳＫ拡散変調は、ｘＴ ［ｎ］≠ｙＴ ［ｎ］である。正規化によって｜ＩＴ ［ｎ］｜＝｜ＱＴ ［ｎ］｜＝１にする場合、前記ＰＯＱＰＳＫ拡散変調により発生出来る信号星座ポイントの遷移は次のようであり、｛０，＋π／２，−π／２，π｝遷移が発生し得る確率は、時刻ｎ＝２ｔ（偶数）の場合、１／４，１／４，１／４，１／であり、ｎ＝２ｔ＋１（奇数）の場合、０，１／２，１／２，０である。
【０１１８】
【数２９】
【０１１９】
ＰＯＣＱＰＳＫ拡散変調は、根本的にＯＣＱＰＳＫ拡散変調と同一である。従って、ＰＯＣＱＰＳＫ拡散変調においてｘＴ ［ｎ］＋ｊｙＴ ［ｎ］が各時刻において原点遷移をする確率は、時刻ｎ＝２ｔにおいてはＣＱＰＳＫ拡散変調のような１／４であるが、時刻ｎ＝２ｔ＋１においては０である。しかし、直交ウォルシュ関数の周期的な繰り返しによる任意性（ｒａｎｄｏｍｎｅｓｓ）不足を補完するために、Ｃ２ ［ｎ］をデシメーションしたＣ’ ２ ［ｎ］を用いる。前記デシメーションは全てのｔ∈｛０，１，２，…｝に対して
【０１２０】
【数３０】
【０１２１】
とが成り立つようにすればよい。前記場合、Ｃ２ ［ｎ］を２：１デシメーションしたが、任意のｄ∈｛１，２，３，…｝に対して２ｄ ：１デシメーションすることも出来る。２ｄ ＝ｍａｘ｛ＳＦＰｉＣＨ，ＳＦＤＣＣＨ，ＳＦＳＣＨ２，ＳＦＳＣＨ１，ＳＦＦＣＨ ｝の時、ＰＯＣＱＰＳＫの任意性は、ＯＣＱＰＳＫの任意性と等価であり、ｄ＝１である２：１デシメーションが最も任意性が高い。スペクトラム特性を良くするスクランブリングのためのＣ１ ［ｎ］とＣ２ ［ｎ］とは自己相関及び相互相関を通じた送信装置識別にも用いられ、識別可能な送信装置数は、スクランブリング符号としてＣ１ ［ｎ］のみを用いる場合より多い。
【０１２２】
図９と図１０は、前記ＰＯＣＱＰＳＫ拡散変調による送信装置及び受信装置構造の実施形態を図示したものである。
【０１２３】
図９は、第３世代移動通信システムであるＩＭＴ−２０００システムの候補技術の１つであるｃｄｍａ２０００方式に基づいた端末の送信装置構造である。送信装置は、相互直交性が保持される５つの直交チャネル−同期復調のためのチャネル推定に用いられるパイロットチャネルＰｉＣＨ、制御情報を伝送する専用制御チャネルＤＣＣＨ、音声のような低速のデータを伝送する基本チャネルＦＣＨ、高速のデータサービスのための２つの付加チャネルＳＣＨ＃１，ＳＣＨ＃２を備えている。
【０１２４】
前記チャネルは、図９に図示していないチャネル符号化器及びインタリーバ等を通ったものであり、各チャネルの品質要求事項に応じてチャネル符号化器及びインタリーバ等は省略することが出来る。各チャネルは送信する２進データ｛０，１｝によって｛＋１，−１｝に変換され信号処理を行ない、本願においては変換された｛＋１，−１｝に基づいて説明したが、｛００，０１，１１，１０｝を｛＋３，＋１，−１，−３｝に変換することと同じように複数ビットで表現される情報に対しても同一に適用することが出来る。各チャネルは要求される品質及び伝送データ率等によって利得ＧＰ （１１０），ＧＤ （１１２），ＧＳ２（１１４），ＧＳ１（１１６），ＧＦ （１１８）を調節する。
【０１２５】
特定利得に基づいて他の利得は相対的な値に決定され、全体的な利得調節は増幅器１７０，１７２から行なわれる。例えば、ＧP＝１にして他の利得ＧD，ＧS2，ＧS1, ＧFを調節することが出来る。利得調整された各チャネルの信号は直交性が保障されるアダマールＯＶＳＦ符号ＷPiCH［ｎ］，ＷDCCH［ｎ］，ＷSCH2［ｎ］，ＷSCH1［ｎ］，ＷFCH［ｎ］によって拡散１２０，１２２，１２４，１２６，１２８された信号が加算器１３０，１３２の入力になる。前記加算器１３０，１３２の出力ｘT［ｎ］，ｙT［ｎ］を第１の入力として、１次スクランブル符号Ｃ1［ｎ］とＣ2［ｎ］を第２の入力として拡散変調器１４０から拡散変調して出力ＩT［ｎ］，ＱT［ｎ］を生成する。拡散変調器１４０は前記１次スクランブリング符号Ｃ1［ｎ］とＣ2［ｎ］とを入力としてＰＡＲ特性を改善するために２次スクランブリング符号Ｃscramble,I［ｎ］，Ｃscramble,Q［ｎ］を生成するスクランブリング符号発生器５１０と前記ｘT［ｎ］，ｙT［ｎ］を第２の入力として前記２次スクランブリング符号Ｃscramble,I［ｎ］，Ｃscramble,Q［ｎ］を第２の入力とする送信用複素乗算器１４３とから構成されている。
【０１２６】
ｃｄｍａ２０００システムにおける１次スクランブリング符号は、図５ａのように３つのＰＮシーケンスＰＮＩ ［ｎ］，ＰＮＱ ［ｎ］，ＰＮｌｏｎｇ［ｎ］を用いて次のような数式によって１次スクランブリング符号発生器５５０から発生される。
【０１２７】
【０１２８】
２次スクランブリング符号Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｉ［ｎ］，Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｑ［ｎ］は次の数式のように示される。
【０１２９】
【数３１】
【０１３０】
前記拡散変調器１４０の出力ＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は低域濾波器１６０，１６２を通って電力増幅器１７０，１７２を経て所望の周波数帯域に信号を遷移するために搬送波を用いて変調１８０，１８２した後、加算１９０してアンテナに伝送する。
【０１３１】
図１０は、図９の送信装置の実施形態に係る受信装置の実施形態を図示したものである。
【０１３２】
アンテナを介して受信された信号を送信側で用いた同一の搬送波を用いて復調２８０，２８２した後、低域濾波器２６０，２６２を通った信号ＩR［ｎ］，ＱR［ｎ］と１次スクランブリング符号Ｃ1［ｎ］，Ｃ2［ｎ］とを用いて拡散復調器２４０からｘR［ｎ］，ｙR［ｎ］を生成する。拡散復調器２４０は前記１次スクラブリング符号Ｃ1［ｎ］，Ｃ2［ｎ］を入力としてＰＡＲ特性を改善するために２次スクランブリング符号Ｃscramble,I［ｎ］，Ｃscramble,Q［ｎ］を生成するスクランブリング符号発生器５１０と、前記ＩR［ｎ］，ＱR［ｎ］を第１の入力として前記２次スクランブリング符号Ｃscramble,I［ｎ］，Ｃscramble,Q［ｎ］を第２の入力とする受信用複素乗算器２４３とから構成されている。１次スクランブリング符号と２次スクランブリング符号とは、送信側と同様の方法により発生させる。
【０１３３】
前記拡散復調器２４０の出力ｘＲ ［ｎ］，ｙＲ ［ｎ］から所望のチャネルのみを得るために、送信側と同一の直交符号ＷｘｘＣＨ［ｎ］（ｘｘＣＨ＝ＤＣＣＨまたはＦＣＨ）又はＷｙｙＣＨ［ｎ］（ｙｙＣＨ＝ＳＳＨ＃１またはＳＣＨ＃２）を用いて乗じた（２２４，２２６，２２５，２２７）後、当該チャネルのデータ率に比例するシンボル区間Ｔ２ｘまたはＴ２ｙの間、積分して逆拡散を行なう。
【０１３４】
信号が歪曲され受信装置に到達するため、逆拡散された信号の歪曲された信号位相を補正するためにパイロットチャネルＰｉＣＨを用い、当該直交符号ＷＰｉＣＨ［ｎ］を乗じて積分区間に該当するＴ１ 時間の間積分する。
【０１３５】
ｃｄｍａ２０００方式の逆方向パイロットチャネルＰｉＣＨには位相補正のためのパイロット信号の他に受信側の送信電力を制御するための命令のような別途の情報が含まれることができ、かかる場合には前記情報を逆多重化によって抽出した後、知られた位相を持つパイロット信号部分のみを用いて位相推定と補正とを行なう。積分器２１０，２１２を通って推定された位相情報を用いて受信用複素乗算器２４２，２４６から位相補正を行なう。
【０１３６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、前記従来技術の符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システムは、電力増幅器の線形性に厳格な条件が要求されることと、送信チャネル数が複数個の場合尖頭電力対平均電力比（ＰＡＲ：Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｒａｔｉｏ ）が大きいほど歪曲及び隣接周波数等からの干渉を減らすために、より広い線形領域を有した高価な電力増幅器を使用しなければならないこと等の問題がある。
【０１３７】
本発明は、前記従来技術の問題点を解決するためのものであり、本発明の目的は、従来技術ＯＣＰＳＫ及びＰＯＣＱＰＳＫ拡散変調において被スクランブリング信号ｘＴ ［ｎ］＋ｊｙＴ ［ｎ］が時刻ｎ＝２ｔ，ｔ∈｛０，１，２，…｝のみならず被拡散伝送データが変わる時点である時刻ｎ≡０（ｍｏｄ ｍｉｎ｛ＳＦＰｉＣＨ，ＳＦＤＣＣＨ，ＳＦＳＣＨ２，ＳＦＳＣＨ１，ＳＦＦＣＨ ｝）を除外した全ての時刻から原点遷移する確率を０として原点遷移によるＰＡＲ特性の劣化を改善する符号分割多元接続方式のスペクトラム拡散通信システムにおける拡散変調方式及び装置を提供することにある。
【０１３８】
即ち、送信電力対平均送信電力の比を減少させる方式及び装置を提供することにある。
【０１３９】
【課題を解決するための手段】
前記本発明の目的を達成するための技術的思想として、本発明は、送信装置と受信装置とから構成された符号分割多元接続方式（ＣＤＭＡ）のスペクトラム拡散通信システムに関する。送信装置は異なる情報を有する複数のチャネルを備え、これらの複数のチャネルの内の少なくとも一対のチャネルは相互に直交性が保障される一対の直交符号を用いて直交複素拡散されることにより広帯域信号が生成されて加算され、この加算された信号を疑似雑音シーケンスを用いて複素スクランブリングした後、搬送波を変調して送信する。受信装置は同一の搬送波を用いて復調した複数の送信装置からの混合された信号から所望の送信装置の信号を同期化された同一の疑似雑音シーケンスを用いて逆スクランブリングした後、該当するチャネルの信号を同期化された同一の直交符号を用いて逆拡散する信号処理過程により、送信側から送ろうとした情報を復元する。
【０１４０】
また、本発明においては、前記拡散変調方式によるスぺクトラム拡散通信システムを具現するために直交符号発生器と、スクランブリング符号発生器とから構成されることを特徴とする。
【０１４１】
更に、被スクランブリング信号ｘＴ ［ｎ］＋ｊｙＴ ［ｎ］が時刻ｎ＝２ｔ，ｔ∈｛０，１，２，…｝のみならず、被拡散伝送データが変わる時点である時刻ｎ≡０（ｍｏｄ ｍｉｎ｛ＳＦＰｉＣＨ，ＳＦＤＣＣＨ，ＳＦＳＣＨ２，ＳＦＳＣＨ１，ＳＦＦＣＨ ｝）を除外した全ての時刻から原点遷移する確率を０とするという特徴がある。
【０１４２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態に対する構成及びその作用について添付した図面に基づいて詳細に説明する。
【０１４３】
本発明の実施形態に対する説明において、既に説明された従来の技術による実施形態と同一の部分は同一図面符号を付し、前述で既に当該部分を説明したので、本発明の実施形態の説明の際には、変更及び追加されている部分を中心に説明する。
【０１４４】
図１１及び図１２は、本発明による送信装置及び受信装置構造の実施形態に関するものであり、図９及び図１０に示されたＰＯＱＰＳＫ拡散変調による送受信装置に本発明を適用した場合の概略的構造図である。
【０１４５】
図１１ (a) に示すように、送信装置は相互直交性が保持される５つの直交チャネル−同期復調のためのチャネル推定に用いられるパイロットチャネルＰｉＣＨ、制御情報を伝送する専用制御チャネルＤＣＣＨ、音声のような低速のデータを伝送する基本チャネルＦＣＨ、高速のデータサービスのための２つの付加チャネルＳＣＨ＃１，ＳＣＨ＃２を備えている。
【０１４６】
各チャネルは送信する２進データ｛０，１｝によって｛＋１，−１｝に変換して信号処理を行なっており、本願においては変換された｛＋１，−１｝に基づいて説明したが、｛００，０１，１１，１０｝を｛＋３，＋１，−１，−３｝に変換するように複数ビットで表現される情報についても同一に適用することが出来る。
【０１４７】
各チャネルは、要求される品質及び伝送データ率等に応じて利得ＧＰ （１１０），ＧＤ （１１２），ＧＳ２（１１４），ＧＳ１（１１６），ＧＦ （１１８）を調節する。特定利得に基づき、他の利得は相対的な値に決定され、全体的な利得調節は増幅器１７０，１７２で行なわれる。例えば、ＧＰ ＝１にして他の利得ＧＤ ，ＧＳ２，ＧＳ１， ＧＦ を調節することが出来る。
【０１４８】
本発明においては、図９とは異なり、統計的に送信電力が大きいＳＣＨ＃１とＳＣＨ＃２との伝送データ
【０１４９】
【数３２】
【０１５０】
を第１の入力とし、各チャネル相互間に直交性が保障されるＯＶＳＦ符号ＨSCH1［ｎ］，ＨSCH2［ｎ］を第２の入力として送信用第１複素乗算器１４２によって１次直交複素拡散を行なう。
【０１５１】
前記送信用第１複素乗算器１４２の出力Ｓ I ［ｎ］と、Ｈ PiCH ［ｎ］，Ｈ DCCH ［ｎ］によって拡散１１２０，１１２２されたＰｉＣＨ，ＤＣＣＨとを加算器１３０の入力とし、送信用第１複素乗算器１４２の出力Ｓ Q ［ｎ］と、Ｈ FCH ［ｎ］とによって拡散１１２８されたＦＣＨとを加算器１３２の入力とする。
【０１５２】
前記加算器１３０，１３２の出力ｘＴ ［ｎ］，ｙＴ ［ｎ］は次の数式に示される。
【０１５３】
【数３３】
【０１５４】
前記加算器１３０，１３２の出力ｘＴ ［ｎ］，ｙＴ ［ｎ］を第１の入力とし、１次スクランブリング符号Ｃ１ ［ｎ］とＣ２ ［ｎ］とを第２の入力として拡散変調器１４１から拡散変調して出力ＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］を生成する。
【０１５５】
拡散変調器１４１は、前記１次スクランブリング符号Ｃ1［ｎ］，Ｃ2［ｎ］を入力としてＰＡＲ特性を改善するために本発明によって２次スクランブリング符号Ｃscramble,I［ｎ］，Ｃscramble,Q［ｎ］を生成するスクランブリング符号発生器５３０と、前記ｘT［ｎ］，ｙT［ｎ］を第１の入力とし、前記２次スクランブリング符号Ｃscramble,I［ｎ］，Ｃscramble,Q［ｎ］を第２の入力とする送信用第２複素乗算器１４３とから構成されている。ｃｄｍａ２０００システムにおいての１次スクランブリング符号は、図５ａのように３つのＰＮシーケンスＰＮI［ｎ］，ＰＮQ［ｎ］，ＰＮlong［ｎ］を用いて次のような数式によって１次スクランブリング符号発生器５５０から発生される。
【０１５６】
【０１５７】
図１１ｂに示された２次スクランブリング符号発生器５３０の出力Ｃscramble,I［ｎ］，Ｃscramble,Q［ｎ］は次の数式に示される。
【０１５８】
【数３４】
【０１５９】
本願においては、本発明による前記のような拡散変調をＤＣＱＰＳＫ（Ｄｏｕｂｌｅ Ｃｏｍｐｌｅｘ ＱＰＳＫ ）と称する。正規化によって｜ＩＴ ［ｎ］｜＝｜ＱＴ ［ｎ］｜＝１にする場合、前記ＤＣＱＰＳＫ拡散変調によって生じる信号星座ポイントの遷移は次のようであり、各遷移が発生し得る確率は、時刻ｎ＝０ ｍｏｄ ＳＦｍｉｎ では１／４，１／４，１／４，１／４であり、
【０１６０】
【数３５】
【０１６１】
【数３６】
【０１６２】
特定チャネルが高速のデータを伝送するような不可避な場合を除いては、チャネルの区分のために偶数番目直交ウォルシュ符号を使用しなければならない従来のＯＣＰＳＫ及びＰＯＣＱＰＳＫ拡散変調とは異なり、本発明による拡散変調方式は前記数式からわかるように可変拡散係数を支援しながらチャネル間に直交性を保持させる任意の直交符号も可能である。
【０１６３】
そこで、従来技術で直交ウォルシュ符号を表わす‘Ｗ’の代わりに本発明の説明においては直交符号を‘Ｈ’で表示した。
【０１６４】
前記拡散変調器１４１の出力ＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は低域濾波器１６０，１６２を通って電力増幅器１７０，１７２を経て所望の周波数帯域へ信号を遷移するために搬送波を用いて変調１８０，１８２した後、加算１９０してアンテナに伝送する。
【０１６５】
図１２は、図１１ａの送信装置の実施例に係る受信装置の実施例を図示したものである。
【０１６６】
アンテナを介して受信された信号を送信側で用いた同一の搬送波を用いて復調２８０，２８２した後、低域濾波器２６０，２６２を通った信号ＩR［ｎ］，ＱR［ｎ］と、１次スクランブリング符号Ｃ1［ｎ］，Ｃ2［ｎ］を用いて拡散復調器２４１からｘR［ｎ］，ｙR［ｎ］とを生成する。拡散復調器２４１は前記１次スクランブリング符号Ｃ1［ｎ］，Ｃ2［ｎ］を入力としてＰＡＲ特性を改善するために本発明による２次スクランブリング符号Ｃscramble,I［ｎ］，Ｃscramble,Q［ｎ］を生成するスクランブリング符号発生器５３０と、前記ＩR［ｎ］，ＱR［ｎ］を第１の入力として前記２次スクランブリング符号Ｃscramble,I［ｎ］，Ｃscramble,Q［ｎ］を第２の入力とする受信用第１複素乗算器２４３とから構成されている。
【０１６７】
１次スクランブリング符号と２次スクランブリング符号とは、送信側と同一の方法で発生させる。受信用第１複素乗算器２４３の出力ｘR［ｎ］，ｙR［ｎ］から所望のチャネルのみを得るために、送信側と同一の直交符号ＨxxCH［ｎ］（ｘｘＣＨ＝ＤＣＣＨまたはＦＣＨ）を用いて乗じた（１２２４，１２２６）後、当該チャネルのデータ率に比例するシンボル区間Ｔ2xの間、積分して逆拡散を行なったり、ＨSCH1［ｎ］，ＨSCH2［ｎ］を用いて受信用第３複素乗算器２４５で複素乗算を行なった後当該チャネルのデータ率に比例するシンボル区間Ｔ2yの間積分して逆拡散を行なったりする。
【０１６８】
信号が歪曲され受信装置に到達するため、逆拡散された信号の歪曲された信号位相を補正するためにパイロットチャネルＰｉＣＨを用い、当該直交符号ＨＰｉＣＨ［ｎ］を乗じて積分区間に該当するＴ１ 時間の間積分する。ｃｄｍａ２０００方式の逆方向パイロットチャネルＰｉＣＨには、位相補正のためのパイロット信号の他に受信側の送信電力を制御するための命令のような別途の情報が含まれることが出来、かかる場合には、前記情報を逆多重化によって抽出した後、既知の位相を持つパイロット信号部分のみを用いて位相推定と補正とを行なう。
【０１６９】
積分器２１０，２１２を通って推定された位相情報を用いて受信用第２複素乗算器２４２，２４６から位相補正を行なう。
【０１７０】
【発明の効果】
以上のように、本発明は、被拡散伝送データを直交符号として複素乗算によって拡散して被スクランブリング信号を生成し、前記被スクランブリング信号を被拡散伝送データが変わる時点を除いた全ての時点において、原点遷移しないようにするスクランブリング符号を生成して前記被スクランブリング信号をスクランブリングすることにより、尖頭送信電力対平均送信電力の比を改善する効果がある。
【０１７１】
また、チャネル区分のために可能な限り偶数番目直交ウォルシュ符号のみを用いるように制限する従来の拡散変調技術とは異なり、直交性のみ保持される任意の直交符号が制限無く使われるようにすることにより、チャネル割り当てに柔軟性を提供することが出来るという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術の実施形態による多重チャネルを備えた直交符号分割多元接続システムの送信装置を示す構造図である。
【図２】図１の従来技術の実施形態による多重チャネルを備えた直交符号分割多元接続方式の受信装置を示す構造図である。
【図３ａ】従来のＱＰＳＫ拡散変調のための拡散変調部の構成図である。
【図３ｂ】従来のＯＱＰＳＫ拡散変調のための拡散変調部の構成図である。
【図３ｃ】従来のＣＱＰＳＫ，ＯＣＱＰＳＫ，ＰＯＣＱＰＳＫ及び本発明による拡散変調のための拡散変調部の構成図である。
【図３ｄ】従来のＯＣＱＰＳＫ，ＰＯＣＱＰＳＫ拡散変調のための拡散変調部の構成図である。
【図４ａ】従来のＱＰＳＫ，ＯＱＰＳＫ，ＣＱＰＳＫ拡散変調のためのスクランブリング符号発生器の構造図である。
【図４ｂ】従来のＯＣＱＰＳＫ拡散変調のためのスクランブリング符号発生器の構造図である。
【図４ｃ】従来の他のＯＣＱＰＳＫ拡散変調のためのスクランブリング符号発生器の構造図である。
【図４ｄ】従来のＰＯＣＱＰＳＫ拡散変調のためのスクランブリング符号発生器の構造図である。
【図５ａ】ｃｄｍａ２０００の１次及び２次スクランブリング符号発生器の構造図である。
【図５ｂ】図５ａの２次スクランブリング符号発生器の一般的な構造図である。
【図６ａ】従来のＣＱＰＳＫ，ＯＣＱＰＳＫ，ＰＯＣＱＰＳＫ及び本発明による拡散変調に対応する拡散復調器の実施形態である。
【図６ｂ】従来のＯＣＱＰＳＫ，ＰＯＣＱＰＳＫ拡散変調に対応する拡散復調器の実施形態である。
【図７ａ】信号星座図及び信号遷移図である。
【図７ｂ】可能な４つの信号星座遷移に関するものである。
【図８ａ】ＱＰＳＫ拡散変調に対する信号星座遷移に関するものである。
【図８ｂ】ＯＱＰＳＫ拡散変調に対する信号星座遷移に関するものである。
【図８ｃ】ＣＱＰＳＫ拡散変調に対する信号星座遷移に関するものである。
【図９】ｃｄｍａ２０００の端末送信装置の構造図である。
【図１０】ｃｄｍａ２０００の基地局の受信装置の実施形態である。
【図１１ａ】図９に本発明を適用した時の実施形態である。
【図１１ｂ】本発明による図１１ａのためのスクランブリング符号発生器の実施形態である。
【図１２】図１１ａに対応する受信装置の実施形態である。
【符号の説明】
１１０，１１２，１１４，１１６，１１８ 利得器
１２０，１２２，１２４，１２６，１２８ 拡散器
１３０，１３２，１９０ 加算器
１４１ 拡散変調器
１４２ 送信用（第１）複素乗算器
１４３ 送信用（第２）複素乗算器
１５０，１５１ スクランブリング符号発生器
１６０，１６２ 低域濾波器
１７０，１７２ 電力増幅器
１８０，１８２ 変調器
２１０，２１２，２１４，２１５，２１６，２１７ 積分器
２４１ 拡散復調器
２４２，２４６ 受信用（第２）複素乗算器
２４３ 受信用（第１）複素乗算器
２４５ 受信用（第３）複素乗算器
２６０，２６２ 低域濾波器
２８０，２８２ 変調器
５１０，５２０，５３０，５５０ スクランブリング符号発生器
１１２０，１１２２，１１２４，１１２６，１１２８ 拡散器
【発明の属する技術分野】
本発明は、符号分割多元接続方式の通信システムでの直交多重チャネルを有する送信装置の拡散変調方式に関し、特に、送信電力が他のチャネルより統計的に大きなチャネルが存在する場合、そのうちの２つのチャネルのいずれかを実数成分とし、他のチャネルを虚数成分として複素直交符号（Ｃｏｍｐｌｅｘ ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｃｏｄｅ）を用いて１次直交複素拡散（ｃｏｍｐｌｅｘ ｓｐｒｅａｄｉｎｇ）を行なった後、前記直交複素拡散されたチャネルの同位相成分は直交実拡散（ｒｅａｌ ｓｐｒｅａｄｉｎｇ）された同位相チャネルと加算し、前記直交複素拡散されたチャネルの直交位相成分は、直交実拡散された直交位相チャネルと加算した後、前記１次直交複素拡散に用いられた直交符号に依存する送信装置の区分のためのスクランブリング（ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）符号を生成し、複素拡散を行なう多重チャネルを備えた符号分割多元接続方式送信装置の拡散変調方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１は、従来技術の一実施形態による直交多重チャネルを備えた符号分割多元接続方式の送信装置構造の概念を図示したものであり、第３世代移動通信システムであるＩＭＴ−２０００システムの候補技術の１つであるｃｄｍａ２０００方式に基づいた端末の送信装置の構造である。
【０００３】
以下、従来技術の実施形態を説明しながら用いた図面の符号は、本発明の実施形態を説明する時に、同一機能をする部分は同一符号を付する。
【０００４】
送信装置は相互直交性が保持される５つの直交チャネル−同期復調のためのチャネル推定に用いられるパイロットチャネル（ＰｉＣＨ； Ｐｉｌｏｇ Ｃｈａｎｎｅｌ 、以下、ＰｉＣＨと称する）、制御情報を伝送する専用制御チャネル（ＤＣＣＨ： Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ， 以下、ＤＣＣＨと称する）、音声のような低速のデータを伝送する基本チャネル（ＦＣＨ： Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ， 以下、ＦＣＨと称する）、高速のデータサービスのための２つの付加チャネル（ＳＣＨ： Ｓｕｐｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｃｈａｎｎｅｌ， 以下、ＳＣＨ＃１，ＳＣＨ＃２と称する）を備えている。前記チャネルは、図１に示していないチャネル符号化器及びインタリーバ等を通ったものであり、各チャネルの品質要求事項に応じてチャネル符号化器とインタリーバ等は省略することが出来る。各チャネルは送信する２ 進データ｛０，−１｝によって｛＋１，−１｝に変換して信号処理を行なっており、本明細書では変換された｛＋１，−１｝に基づいて説明するが、｛００，０１，１１，１０｝を｛＋３，＋１，−１，−３｝に変換するように多種ビットで表現される情報に対しても同一に適用できる。
【０００５】
各チャネルは、要求される品質及び伝送データ率等によって利得ＧＰ （１１０），ＧＤ （１１２），ＧＳ２（１１４），ＧＳ１（１１６），ＧＦ （１１８）を調節する。特定利得を基準として他の利得は相対的な値により決定され、全体的な利得調節は増幅器１７０，１７２から行なわれる。たとえば、ＧＰ ＝１にして他の利得ＧＤ ，ＧＳ２，ＧＳ１， ＧＦ を調節することが出来る。利得調整された各チャネルの信号は直交性が保障されるアダマール（Ｈａｄａｍａｒｄ）符号ＷＰｉＣＨ［ｎ］，ＷＤＣＣＨ［ｎ］，ＷＳＣＨ２［ｎ］，ＷＳＣＨ１［ｎ］，ＷＦＣＨ ［ｎ］によって拡散１２０，１２２，１２４，１２６，１２８された信号が加算器１３０，１３２の入力となる。
【０００６】
直交性が保障されるアダマール符号を構成するアダマール行列は次の式のような特性を持っている。
【０００７】
（１）アダマール行列の行及び列間に直交性が保障される。
行列Ｈ（ｐ） が、
【０００８】
【数１】
となり、ｈｉ，ｊ ∈｛＋１，−１｝；ｉ，ｊ∈｛０，１，２，…，ｐ−１｝の場合に、次の数式が成り立つと行列Ｈ（ｐ） はｐ×ｐアダマール行列である。
【００１０】
【数２】
但し、Ｉ（ｐ） は、ｐ×ｐ単位行列であり、δｉ，ｊ は、ｉ＝ｊであれば１であり、ｉ≠ｊであれば０のクロネッカー（ｋｒｏｎｅｃｋｅｒ ）デルタ関数である。
【００１２】
（２）アダマール行列Ｈ（ｐ） の行及び列の順序を変えてもアダマール行列である。
【００１３】
（３）アダマール行列Ｈ（ｐ） の大きさｐは１，２又は４の倍数である。すなわち、ｐ∈｛１，２｝∪｛４ｎ｜ｎ∈Ｚ＋ ｝であり、Ｚ＋ は０より大きい整数の集合である。
【００１４】
（４）行及び列間に直交性が保障されるｍ×ｍアダマール行列Ａ（ｍ） と、ｎ×ｎアダマール行列Ｂ（ｎ） とをクロネッカー合成して生成されたｍｎ×ｍｎ行列Ｈ（ｍｎ）も行及び列間に直交性が保障されるアダマール行列である。
【００１５】
【数３】
本願においては、次のような２×２アダマール行列に基づいて生成された２ｎ ×２ｎ アダマール行列Ｈ（２ｎ）の行又は列ベクタを直交符号として用いる符号分割多元接続システムについて説明する。ｎ＝１，２，３，．．．， ８、特にこのように生成されたアダマール行列の行又は列ベクタの集合を２ｎ次元ウォルシュ符号とも称する。
【００１７】
【数４】
前記アダマール行列Ｈ（ｐ） による直交ウォルシュ符号は、次のような特性を持っている（ｐ＝２ｎ ）。
【００１９】
【数５】
前記数式で｛ｉ，ｊ，ｋ｝⊂｛０，１，２，・・・ ，２ｎ−１｝である。前記数式よりｉ，ｊ，ｋがそれぞれ２進数により次の数式のように表現されるとき、
【００２１】
ｉ，ｊ，ｋの間には次の数式のような関係がある。
【００２３】
【数６】
は排他的論理和（ＸＯＲ：ｅＸｃｌｕｓｉｖｅ ＯＲ）を示す。従って、ｉ∈｛０，１，２，…，２ｎ −１｝に対して
【００２５】
【数７】
であり、ｋ∈｛０，１，２，…，２ｎ−１ −１｝に対して
【数８】
【００２７】
また、直交多重チャネルを区分するために用いられるアダマール行列Ｈ（ｐ） の大きさｐ＝２ｎ を拡散係数（ＳＦ：Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ Ｆａｃｔｏｒ）という。直接シーケンススペクトラム拡散通信方式において拡散帯域幅が決められていることは、伝送チップ率が決められていることと同じである。固定された伝送チップ率を仮定した場合、異なるデータ率を有した複数個のチャネルが存在する時、前記チャネルを直交性を用いて受信側から所望のチャネルのみを復元するためには、木構造の直交可変拡散係数（ＯＶＳＦ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ Ｆａｃｔｏｒ， 以下、ＯＶＳＦと称する）符号というものを使わなければならない。
【００２８】
（”０”←→”１”，”１”←→”１”）ＯＶＳＦ符号とウォルシュ関数との関係は次の数式のようである。木構造のＯＶＳＦ符号を直交性を保持しながら割り当てる方法は、次の文献の方法に従う。
【００２９】
（１） Ｆ．Ａｄａｃｈｉ， Ｍ．Ｓａｗａｈａｓｈｉ ａｎｄ Ｋ．Ｏｋａｗａ， ’Ｔｒｅｅ−ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｄ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ｃｏｄｅｓ ｗｉｔｈ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ ｌｅｎｇｔｈｓ ｆｏｒ ｆｏｒｗａｒｄ ｌｉｎｋ ｏｆ ＤＳ−ＣＤＭＡ ｍｏｂｉｌｅ ｒａｄｉｏ， ’Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒ， Ｖｏｌ．３３， Ｊａｎ． １９９７， ｐｐ２７−２８
【００３０】
（２） ＵＳ Ｐａｔｅｎｔ＃ ＵＳ５７５１７６１， ’Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｓｐｒｅａｄ ｓｐｅｃｔｒｕｍ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｉｎ ｖａｒｉａｂｌｅ ｄａｔａ ｒａｔｅ ｓｙｓｔｅｍｓ’
【００３１】
【数９】
前記数式は、直交可変拡散係数符号を表わす。
【００３３】
【数１０】
前記数式は、直交可変拡散係数符号と直交ウォルシュ符号との関係を表現するものである。
【００３５】
図１の加算器１３０，１３２の出力は、それぞれｘＴ ［ｎ］とｙＴ ［ｎ］を次の数式のように表すことが出来る。
【００３６】
【数１１】
は、ｘより大きくない最も大きな整数である。
【００３８】
前記ＷＰｉＣＨ［ｎ］，ＷＤＣＣＨ［ｎ］，ＷＳＣＨ２［ｎ］，ＷＳＣＨ１［ｎ］，ＷＦＣＨ ［ｎ］は、それぞれ、
【００３９】
【数１２】
から選択された直交ウォルシュ関数であり、各チャネルに直交性を保持しながら前記直交ウォルシュ関数を割り当てる方法は、前記ＯＶＳＦ符号割り当て方法に従う。
【００４１】
ＳＦＰｉＣＨ，ＳＦＤＣＣＨ，ＷＳＣＨ２，ＷＳＣＨ１，ＷＦＣＨ は、該当する各チャネルの拡散係数を表わす。本明細書においては説明を容易にするために本発明の要旨を逸脱しない範囲内で、ＳＣＨ＃１とＳＣＨ＃２とがＰｉＣＨ，ＤＣＣＨ，ＦＣＨに比べて送信電力が統計的に大きいと仮定する。即ち、統計的にＧＳ１＞ＧＰ ＋ＧＤ ＋ＧＦ であり、ＧＳ２＞ＧＰ ＋ＧＤ ＋ＧＦ であると仮定する。統計的にＳＣＨ＃１とＳＣＨ＃２との送信データ率がＰｉＣＨ，ＤＣＣＨ，ＦＣＨに比べて大きく、受信信号対干渉比のような品質要求事項又は送信データ率が似通っているか、品質要求事項がより厳格である場合が前記仮定が成り立つ場合である。チャネルが２つ以下だけ存在する送信装置においては前記仮定は常に成り立っており、存在するチャネルに、順にＳＣＨ＃１，ＳＣＨ＃２を割り当てる。前記仮定が成り立つ送信時点においては前記数式は下記数式のように近似出来る。
【００４２】
【数１３】
前記ｘＴ ［ｎ］とｙＴ ［ｎ］を第１の入力とし、スクランブリング符号Ｃ１ ［ｎ］とＣ２ ［ｎ］とを第２の入力として拡散変調器１４０から拡散変調して出力ＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］を生成する。拡散変調器１４０の内部構造と任意の２つのＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ−Ｎｏｉｓｅ）シーケンスＣ１ ［ｎ］とＣ２ ［ｎ］とを入力として如何にスクランブリング符号Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｉ［ｎ］とＣｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｑ［ｎ］とを生成するかによって尖頭送信電力対平均送信の電力比が改善される。前記拡散変調器１４０の従来の実施形態が図３ａ，図３ｂ，図３ｃ及び図３ｄに与えられている。前記拡散変調器１４０の出力ＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は低域濾波器１６０，１６２を通って電力増幅器１７０，１７２を経て所望の周波数帯域へ信号を遷移するために搬送波を用いて変調１８０，１８２した後、加算（１９０）してアンテナに伝送する。
【００４４】
図２は、図１の送信装置の実施形態に係る受信装置の実施形態を図示したものである。アンテナを介して受信された信号を送信側で用いた同一の搬送波を用いて復調２８０，２８２した後、低域濾波器２６０，２６２を通った信号ＩＲ ［ｎ］，ＱＲ ［ｎ］と、ＰＮシーケンスＣ１ ［ｎ］、Ｃ２ ［ｎ］とを用いて拡散復調器２４０からｘＲ ［ｎ］，ｙＲ ［ｎ］を生成する。
【００４５】
前記符号分割多重化された受信信号ｘR［ｎ］，ｙR［ｎ］から所望のチャネルのみを得るために、送信側と同一の直交符号ＷxxCH［ｎ］（ｘｘＣＨ＝ＤＣＣＨまたはＦＣＨ）又はＷyyCH［ｎ］（ｙｙＣＨ＝ＳＣＨ＃１またはＳＣＨ＃２）を利用して乗じた２２４，２２６，２２５，２２７後、当該チャネルのデータ率に比例するシンボル区間Ｔ2xまたはＴ2yの間、積分して逆拡散を行なう。信号が歪曲され受信装置に到達するため、逆拡散された信号の歪曲された信号位相を補正するためにパイロットチャネルＰｉＣＨを用い、当該直交符号ＷPiCH［ｎ］を乗じて積分区間に該当するＴ1時間の間積分する。パイロットチャネルＰｉＣＨ内に位相補正のためのパイロット信号の他に受信側の送信電力を制御するための命令のような別途の情報が含まれている場合には、前記情報を逆多重化によって抽出した後、知られている位相を持つパイロット信号部分のみを用いて位相推定と補正とを行なう。本明細書においては、パイロットチャネルＰｉＣＨに別途の情報が含まれていない場合のみを例として説明する。積分器２１０，２１２を通って推定された位相情報を用いて受信用複素乗算器２４２，２４６から位相補正を行なう。
【００４６】
本願においての送信用複素乗算器と受信用複素乗算器とは、それぞれ次のような機能を遂行する。
【００４７】
図７ａ及び図７ｂは本明細書説明のための信号星座図を図示したものである。図７ａで、四角は前記送信用複素乗算器の入力ｘI［ｎ］＋ｊｘQ［Ｎ］を、○は前記送信用複素乗算器の出力ｏI［ｎ］＋ｊｏQ［ｎ］の正規化させたものを表わす。図７ｂは、経時に伴って発生する送信要複素乗算器の入力ｘI［ｎ］＋ｊｘQ［Ｎ］の４つの遷移、０，＋π／２，−π／２，πを図示したものである。図７ｂにおいて原点遷移（またはπ遷移）がＰＡＲ特性を最も悪くする。
【００４９】
前記受信用複素乗算器２４２，２４６の出力から所望のチャネルＤＣＣＨ，ＦＣＨ，ＳＣＨ＃１，ＳＣＨ＃２に応じて出力端子を選択して図２に図示されていないディインタリーバ、チャネル復号化器等を通って受信装置は送信側から送られたデータを復元する。
【００５０】
図３ａは、従来技術の実施形態に係る拡散変調器の構造を図示したものであり、既存のＩＳ−９５方式の符号分割多元接続システムの順方向（基地局から端末方向）リンクで用いられる拡散変調方式である。本明細書においてはかかる拡散変調方式をＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ ）拡散変調とする。
【００５１】
図４ａに与えられた２次スクランブリング符号発生器の出力Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｉ［ｎ］，Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｑ［ｎ］は次の数式と同じである。即ち、２次スクランブリング符号と１次スクランブリング符号とが同一である。
【００５３】
ＩＳ−９５方式では、ｘＴ ［ｎ］＝ｙＴ ［ｎ］であるが、一般にＱＰＳＫ拡散変調は、ｘＴ ［ｎ］≠ｙＴ ［ｎ］である。正規化によって｜ＩＴ ［ｎ］｜＝｜ＱＴ ［ｎ］｜＝１にする場合、前記ＱＰＳＫ拡散変調によって発生出来る信号星座ポイントの遷移は次の数式のようであり、｛０，＋π／２，−π／２，π｝遷移が発生し得る確率は１／４，１／４，１／４，１／４である。
【００５５】
【数１４】
図８ａは、ＩＴ ［ｎ］＝±１，ＱＴ ［ｎ］＝±１の場合、前記ＱＰＳＫ拡散変調による信号星座図と時間による遷移の例を図示したものである。
【００５７】
また、図８ａは拡散係数ＳＦ＝４である場合を図示したものである。時刻ｎ＝０ ｍｏｄ ＳＦの場合にＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は確率１／４であり、（＋１，＋１），（＋１，−１），（−１，−１），（−１，＋１）のいずれかになるだろう。
【００５８】
また、図８ａは（＋１，＋１）から始まる場合を仮定して図示したものである。時刻ｎ＋１／２から信号星座図では変化がない。時刻ｎ＋１においてＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は確率１／４であり、（＋１，＋１），（＋１，−１），（−１，−１），（−１，＋１）のいずれかに遷移する。
【００５９】
図８ａは、（＋１，−１）に遷移した場合を図示したものである。時刻ｎ＋３／２においては信号星座図では変化がない。時刻ｎ＋２においてＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は確率１／４であり、（＋１，＋１），（＋１，−１），（−１，−１），（−１，＋１）のいずれかに遷移する。
【００６０】
更に、図８ａは（−１，＋１）に遷移した場合を図示したものである。この場合、原点遷移を行なうのでＰＡＲ特性が悪くなる。時刻ｎ＋５／２においては信号星座図では変化がない。時刻ｎ＋３においてＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は確率１／４であり、（＋１，＋１），（＋１，−１），（−１，−１），（−１，＋１）のいずれかに遷移する。
【００６１】
なお、図８ａは（−１，−１）に遷移した場合を図示したものである。時刻ｎ＋７／２においては信号星座図では変化がない。時刻ｎ＋４においてＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は被拡散データが変わるため、確率１／４であり、（＋１，＋１），（＋１，−１），（−１，−１），（−１，＋１）のいずれかに遷移する。前記遷移過程を確率に応じて繰り返して行なわれる。
【００６２】
図３ｂは、従来技術の実施形態に係る拡散変調器の構造を図示したものであり，既存ＩＳ−９５方式の符号分割多元接続システムの逆方向（端末から基地局方向）リンクで用いられる拡散変調方式である。本願では、かかる拡散変調方式をＯＱＰＳＫ（Ｏｆｆｓｅｔ ＱＰＳＫ ）拡散変調といっており、信号構成は次の数式のように示される。
【００６３】
【数１５】
図４ａに与えられた２次スクランブリング符号発生器の出力Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｉ［ｎ］，Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ， Ｑ ［ｎ］は次の数式と同じである。即ち、ＯＱＰＳＫ拡散変調と同一である。
【００６５】
ＩＳ−９５方式では、ｘＴ ［ｎ］＝ｙＴ ［ｎ］であるが、一般にＯＱＰＳＫ拡散変調は、ｘＴ ［ｎ］≠ｙＴ ［ｎ］である。正規化によって｜ＩＴ ［ｎ］｜＝｜ＱＴ ［ｎ］｜＝１にする場合、前記ＱＰＳＫ拡散変調により発生出来る信号星座ポイントの遷移は次の数式のようであり、｛０，＋π／２，−π／２，π｝遷移が発生し得る確率は１／４，１／４，１／４，１／４である。
【００６７】
【数１６】
前記ＯＱＰＳＫ拡散変調は、ＰＡＲを改善するために図３ａのＱＰＳＫ拡散変調方式において直交位相チャネル（以下、Ｑチャネルと称する）の信号を同位相チャネル（以下、Ｉチャネルと称する）の信号に対して半チップ（Ｔｃ／２）だけ遅延させた。このようにすることにより、同時にＩチャネルとＱチャネルとの信号の符号が変わることにより原点を通ることが防がれ、信号が原点を通ることによって悪化されるＰＡＲ特性を改善する。
【００６９】
図８ｂは、ＩＴ ［ｎ］＝±１，ＱＴ ［ｎ］＝±１の場合、前記ＯＱＰＳＫ拡散変調による信号星座図と時間による遷移の例を図示したものである。
【００７０】
また、図８ｂは拡散係数ＳＦ＝４の場合を図示したものである。時刻ｎ＝０ ｍｏｄ ＳＦの場合に、ＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は確率１／４であり、（＋１，＋１），（＋１，−１），（−１，−１），（−１，＋１）のいずれかである。
【００７１】
更に、図８ｂは（＋１，＋１）から始まる場合を仮定して図示したものである。時刻ｎ＋１／２においてＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は確率１／２であり、（＋１，＋１），（＋１，−１）のいずれかに遷移する。
【００７２】
更に、図８ｂは（＋１，＋１）に遷移した場合を図示したものである。時刻ｎ＋１においてＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は確率１／２であり、（＋１，＋１），（−１，＋１）のいずれかに遷移する。
【００７３】
また、図８ｂは（＋１，＋１）に遷移した場合を図示したものである。時刻ｎ＋３／２で確率１／２であり、（＋１，＋１），（＋１，−１）のいずれかに遷移する。
【００７４】
更に、図８ｂは（＋１，−１）に遷移した場合を図示したものである。時刻ｎ＋２においてＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は確率１／２であり、（＋１，−１），（−１，−１）のいずれかに遷移する。
【００７５】
更に、図８ｂは（−１，−１）に遷移した場合を図示したものである。時刻ｎ＋５／２において確率１／２であり、（−１，−１），（−１，＋１）のいずれかに遷移する。
【００７６】
更に、図８ｂは（−１，＋１）に遷移した場合を図示したものである。時刻ｎ＋３でＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は確率１／２として（＋１，＋１），（−１，＋１）のいずれかに遷移する。
【００７７】
更に、図８ｂは（−１，＋１）に遷移した場合を図示したものである。時刻ｎ＋７／２において確率１／２であり、（−１，＋１），（−１，−１）のいずれかに遷移する。
【００７８】
なお、図８ｂは（−１，−１）に遷移した場合を図示したものである。時刻ｎ＋４においてＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は被拡散データが変わるため、確率１／２であり、（＋１，−１），（−１，−１）のいずれかに遷移する。前記遷移過程が確率に応じて繰り返して行なわれる。
【００７９】
図３ｃは、従来技術の実施形態に係る拡散変調器の構造を図示したものであり、スクランブリング符号発生器１５０の構成方式に応じて次の３つの方式に細分化される。
【００８０】
第１の方式は、ｃｄｍａ２０００及びＩＭＴ−２０００システムまた他の候補技術であるＷ−ＣＤＭＡ方式の符号分割多元接続システムの順方向（基地局から端末方向）リンクに用いられる拡散変調方式である。
【００８１】
本願においては、かかる拡散変調方式をＣＱＰＳＫ（Ｃｏｍｐｌｅｘ ＱＰＳＫ）拡散変調といっており、信号構成は次の数式のように示される。
【００８２】
【数１７】
図４ａに与えられた２次スクランブリング符号発生器の出力Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｉ［ｎ］，Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｑ［ｎ］は次の数式と同じである。即ち、前記ＱＰＳＫ及びＯＱＰＳＫ拡散変調と同一である。
【００８４】
一般にＣＱＰＳＫ拡散変調は、ｘＴ ［ｎ］≠ｙＴ ［ｎ］である。正規化によって｜ＩＴ ［ｎ］｜＝｜ＱＴ ［ｎ］｜＝１にする場合、前記ＣＱＰＳＫ拡散変調により発生出来る信号星座ポイントの遷移は次の数式のようであり、｛０，＋π／２，−π／２，π｝遷移が発生し得る確率は１／４，１／４，１／４，１／４である。
【００８６】
【数１８】
Ｑチャネル信号をＩチャネル信号に対して半チップ（Ｔｃ／２）だけ遅延させるＯＱＰＳＫは、ＩＳ−９５逆方向チャネルのようにＩチャネルの電力とＱチャネルの電力とが同一の場合には有効であるが、ＱチャネルをＩチャネルより遅延させなければならない問題があり、図１のように異なる送信電力を持つ複数個のチャネルが直交符号分割多重化されて伝送される場合、送信信号の振幅の分散が、送信電力が大きいチャネル（ＩまたはＱ）側が大きい。
【００８８】
線形増幅器の線形領域の大きさは、送信信号振幅の分散が大きな側に合わせて選択されることで、信号が非線形領域まで侵入したことにより発生される信号の歪曲及び相互変調（ｉｎｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ）による隣接チャネルの干渉が減少する。反面、ＣＱＰＳＫ拡散変調はＩチャネルの信号ｘＴ ［ｎ］及びＱチャネルの信号ｙＴ ［ｎ］を同一振幅を持つスクランブリング符号Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｉ［ｎ］及びＣｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｑ［ｎ］を用いて複素乗算を行なわせると、ＩチャネルとＱチャネルの送信信号の振幅の分散が大きかった側は小さくなり、小さかった側は大きくなることで、均一化される効果があるため、多重チャネルがある場合にＰＡＲを改善するためにはＣＱＰＳＫ拡散変調を用いることがより効果的である。ＣＱＰＳＫの場合、ｘＴ ［ｎ］＋ｊｙＴ ［ｎ］が各時刻において原点を遷移する確率は１／４である。
【００８９】
図８ｃは、ｘＴ ［ｎ］＝±１，ｙＴ ［ｎ］＝±１，ＩＴ ［ｎ］＝±１，ＱＴ ［ｎ］＝±１の場合、前記ＣＱＰＳＫ拡散変調による信号星座図と時間とによる遷移例を図示したものである。
【００９０】
また、図８ｃは、拡散係数ＳＦ＝４の場合を図示したものである。時刻ｎ＝０ ｍｏｄ ＳＦの場合にｘＴ ［ｎ］＋ｊｙＴ ［ｎ］及びＣｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｉ［ｎ］＋ｊＣｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｑ［ｎ］はそれぞれ確率１／４であり、１＋ｊ，１−ｊ，−１−ｊ，−１＋ｊのいずれかである。
【００９１】
また、図８ｃはｘＴ ［ｎ］＋ｊｙＴ ［ｎ］＝１＋ｊであり、Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｉ［ｎ］＋ｊＣｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｑ［ｎ］＝１＋ｊの場合を仮定して図示したものである。従って、
【００９２】
【数１９】
の場合である。本明細書における図面及び説明からは、全ての信号は大きさ１に正規化する。従って前記式はＩＴ ［ｎ］＋ＪＱＴ ［ｎ］＝１＋ｊ０として表現される。時刻ｎ＋１／２において信号星座図では変化がない。時刻ｎ＋１においてはｘＴ ［ｎ］＋ｊｙＴ ［ｎ］は１＋ｊ，１−ｊ，−１−ｊ，−１＋ｊのいずれかに遷移し、Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｉ［ｎ］＋ｊＣｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｑ［ｎ］も１＋ｊ，１−ｊ，−１−ｊ，−１＋ｊのいずれかに遷移する。
【００９４】
第２の方式は、１９９８年６月に国際電気通信連合（ＩＴＵ：Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｕｎｉｏｎ， ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｉｔｕ．ｉｎｔ）にＩＭＴ−２０００システムの候補技術として提案されたＧ−ＣＤＭＡ（Ｇｌｏｂａｌ ＣＤＭＡ ）ＩとＩＩに用いられた逆方向（端末から基地局方向）リンクに用いられた拡散変調方式である。
【００９５】
本願においては、かかる拡散変調方式を大韓民国特許庁公開番号特１９９９−２６９５９３−００００に基づいてＯＣＱＰＳＫ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｃｏｍｐｌｅｘ ＱＰＳＫ）拡散変調と称する。各チャネルに対して下付き添え字が偶数である直交ウォルシュ符号のみを割り当てると次の関係が成り立つ。
【００９６】
【数２０】
図４ｂに与えられた２次スクランブリング符号発生器の出力Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｉ［ｎ］，Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｑ［ｎ］は次の数式と同じである。
【００９８】
【数２１】
であるためにｋ＝０の場合、図４ｂと図４ｃの２次スクランブリング符号発生器は等価である。
【０１００】
【数２２】
一般にＯＣＱＰＳＫ拡散変調は、ｘＴ ［ｎ］≠ｙＴ ［ｎ］である。正規化によって｜ＩＴ ［ｎ］｜＝｜ＱＴ ［ｎ］｜＝１にする場合、前記ＱＰＳＫ拡散変調により発生出来る信号星座ポイントの遷移は次のようであり、｛０，＋π／２，−π／２，π｝遷移が発生し得る確率は時刻ｎ＝２ｔ＋１（奇数）の場合、０，１／２，１／２，０であり、ｎ＝２ｔ（偶数）の場合、１／４，１／４，１／４，１／４である。
【０１０２】
【数２３】
ＯＣＱＰＳＫ拡散変調は下付き添え字が偶数である直交ウォルシュ符号は、
【０１０４】
【数２４】
であり、下付き添え字が奇数である直交ウォルシュ符号は、
【０１０６】
【数２５】
であるという性質を用いたものである。
【０１０８】
送信データ率が高くて不可避にチャネル区分のために下付き添え字が奇数の直交ウォルシュ符号を使用すべき場合を除いては可能な限り下付き添え字が偶数の直交ウォルシュ符号をチャネル区分に用いる。
【０１０９】
なぜならば、ｘＴ ［２Ｔ］＝ｘＴ ［２ｔ＋１］，ｙＴ ［２ｔ］＝ｙＴ ［２ｔ＋１］，ｔ∈｛１，２，…｝を成り立たせることで次の数式が成り立つ。
【０１１０】
【数２６】
時刻ｎ＝２ｔ＋１においてＰＡＲ特性を悪くする原点遷移（または、π遷移）を作らないようにすることで、拡散された信号のＰＡＲをＣＱＰＳＫ拡散変調より改善することである。即ち、ＯＣＱＰＳＫ拡散変調においてｘＴ ［ｎ］＋ｊｙＴ ［ｎ］が各時刻において原点遷移をする確率は、時刻ｎ＝２ｔではＣＱＰＳＫ拡散変調と同様の１／４であるが、時刻ｎ＝２ｔ＋１では０であるため、平均的に原点遷移をする確率は１／８である。スクランブリングのためのＣ１ ［ｎ］は送信装置の識別にも用いられる。
【０１１２】
第３の方式は、ｃｄｍａ２０００及びＷ−ＣＤＡＭ方式の符号分割多元接続システムの逆方向（端末から基地局方向）リンクに用いられる拡散変調方式である。
【０１１３】
本願においては、かかる拡散変調方式を大韓民国特許庁公開番号特１９９９−２６９５９３−００００に基づいてＰＯＣＱＰＳＫ（Ｐｅｒｍｕｔｅｄ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｃｏｍｐｌｅｘ ＱＰＳＫ）拡散変調と称する。各チャネルに対して下付き添え字が偶数の直交ウォルシュ符号のみを割り当てると次の数式が成り立つ。
【０１１４】
【数２７】
図４ｄに与えられた２次スクランブリング符号発生器の出力Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｉ［ｎ］，Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｑ［ｎ］は次の数式と同じである。
【０１１６】
【数２８】
一般にＰＯＱＰＳＫ拡散変調は、ｘＴ ［ｎ］≠ｙＴ ［ｎ］である。正規化によって｜ＩＴ ［ｎ］｜＝｜ＱＴ ［ｎ］｜＝１にする場合、前記ＰＯＱＰＳＫ拡散変調により発生出来る信号星座ポイントの遷移は次のようであり、｛０，＋π／２，−π／２，π｝遷移が発生し得る確率は、時刻ｎ＝２ｔ（偶数）の場合、１／４，１／４，１／４，１／であり、ｎ＝２ｔ＋１（奇数）の場合、０，１／２，１／２，０である。
【０１１８】
【数２９】
ＰＯＣＱＰＳＫ拡散変調は、根本的にＯＣＱＰＳＫ拡散変調と同一である。従って、ＰＯＣＱＰＳＫ拡散変調においてｘＴ ［ｎ］＋ｊｙＴ ［ｎ］が各時刻において原点遷移をする確率は、時刻ｎ＝２ｔにおいてはＣＱＰＳＫ拡散変調のような１／４であるが、時刻ｎ＝２ｔ＋１においては０である。しかし、直交ウォルシュ関数の周期的な繰り返しによる任意性（ｒａｎｄｏｍｎｅｓｓ）不足を補完するために、Ｃ２ ［ｎ］をデシメーションしたＣ’ ２ ［ｎ］を用いる。前記デシメーションは全てのｔ∈｛０，１，２，…｝に対して
【０１２０】
【数３０】
とが成り立つようにすればよい。前記場合、Ｃ２ ［ｎ］を２：１デシメーションしたが、任意のｄ∈｛１，２，３，…｝に対して２ｄ ：１デシメーションすることも出来る。２ｄ ＝ｍａｘ｛ＳＦＰｉＣＨ，ＳＦＤＣＣＨ，ＳＦＳＣＨ２，ＳＦＳＣＨ１，ＳＦＦＣＨ ｝の時、ＰＯＣＱＰＳＫの任意性は、ＯＣＱＰＳＫの任意性と等価であり、ｄ＝１である２：１デシメーションが最も任意性が高い。スペクトラム特性を良くするスクランブリングのためのＣ１ ［ｎ］とＣ２ ［ｎ］とは自己相関及び相互相関を通じた送信装置識別にも用いられ、識別可能な送信装置数は、スクランブリング符号としてＣ１ ［ｎ］のみを用いる場合より多い。
【０１２２】
図９と図１０は、前記ＰＯＣＱＰＳＫ拡散変調による送信装置及び受信装置構造の実施形態を図示したものである。
【０１２３】
図９は、第３世代移動通信システムであるＩＭＴ−２０００システムの候補技術の１つであるｃｄｍａ２０００方式に基づいた端末の送信装置構造である。送信装置は、相互直交性が保持される５つの直交チャネル−同期復調のためのチャネル推定に用いられるパイロットチャネルＰｉＣＨ、制御情報を伝送する専用制御チャネルＤＣＣＨ、音声のような低速のデータを伝送する基本チャネルＦＣＨ、高速のデータサービスのための２つの付加チャネルＳＣＨ＃１，ＳＣＨ＃２を備えている。
【０１２４】
前記チャネルは、図９に図示していないチャネル符号化器及びインタリーバ等を通ったものであり、各チャネルの品質要求事項に応じてチャネル符号化器及びインタリーバ等は省略することが出来る。各チャネルは送信する２進データ｛０，１｝によって｛＋１，−１｝に変換され信号処理を行ない、本願においては変換された｛＋１，−１｝に基づいて説明したが、｛００，０１，１１，１０｝を｛＋３，＋１，−１，−３｝に変換することと同じように複数ビットで表現される情報に対しても同一に適用することが出来る。各チャネルは要求される品質及び伝送データ率等によって利得ＧＰ （１１０），ＧＤ （１１２），ＧＳ２（１１４），ＧＳ１（１１６），ＧＦ （１１８）を調節する。
【０１２５】
特定利得に基づいて他の利得は相対的な値に決定され、全体的な利得調節は増幅器１７０，１７２から行なわれる。例えば、ＧP＝１にして他の利得ＧD，ＧS2，ＧS1, ＧFを調節することが出来る。利得調整された各チャネルの信号は直交性が保障されるアダマールＯＶＳＦ符号ＷPiCH［ｎ］，ＷDCCH［ｎ］，ＷSCH2［ｎ］，ＷSCH1［ｎ］，ＷFCH［ｎ］によって拡散１２０，１２２，１２４，１２６，１２８された信号が加算器１３０，１３２の入力になる。前記加算器１３０，１３２の出力ｘT［ｎ］，ｙT［ｎ］を第１の入力として、１次スクランブル符号Ｃ1［ｎ］とＣ2［ｎ］を第２の入力として拡散変調器１４０から拡散変調して出力ＩT［ｎ］，ＱT［ｎ］を生成する。拡散変調器１４０は前記１次スクランブリング符号Ｃ1［ｎ］とＣ2［ｎ］とを入力としてＰＡＲ特性を改善するために２次スクランブリング符号Ｃscramble,I［ｎ］，Ｃscramble,Q［ｎ］を生成するスクランブリング符号発生器５１０と前記ｘT［ｎ］，ｙT［ｎ］を第２の入力として前記２次スクランブリング符号Ｃscramble,I［ｎ］，Ｃscramble,Q［ｎ］を第２の入力とする送信用複素乗算器１４３とから構成されている。
【０１２６】
ｃｄｍａ２０００システムにおける１次スクランブリング符号は、図５ａのように３つのＰＮシーケンスＰＮＩ ［ｎ］，ＰＮＱ ［ｎ］，ＰＮｌｏｎｇ［ｎ］を用いて次のような数式によって１次スクランブリング符号発生器５５０から発生される。
【０１２７】
２次スクランブリング符号Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｉ［ｎ］，Ｃｓｃｒａｍｂｌｅ，Ｑ［ｎ］は次の数式のように示される。
【０１２９】
【数３１】
前記拡散変調器１４０の出力ＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は低域濾波器１６０，１６２を通って電力増幅器１７０，１７２を経て所望の周波数帯域に信号を遷移するために搬送波を用いて変調１８０，１８２した後、加算１９０してアンテナに伝送する。
【０１３１】
図１０は、図９の送信装置の実施形態に係る受信装置の実施形態を図示したものである。
【０１３２】
アンテナを介して受信された信号を送信側で用いた同一の搬送波を用いて復調２８０，２８２した後、低域濾波器２６０，２６２を通った信号ＩR［ｎ］，ＱR［ｎ］と１次スクランブリング符号Ｃ1［ｎ］，Ｃ2［ｎ］とを用いて拡散復調器２４０からｘR［ｎ］，ｙR［ｎ］を生成する。拡散復調器２４０は前記１次スクラブリング符号Ｃ1［ｎ］，Ｃ2［ｎ］を入力としてＰＡＲ特性を改善するために２次スクランブリング符号Ｃscramble,I［ｎ］，Ｃscramble,Q［ｎ］を生成するスクランブリング符号発生器５１０と、前記ＩR［ｎ］，ＱR［ｎ］を第１の入力として前記２次スクランブリング符号Ｃscramble,I［ｎ］，Ｃscramble,Q［ｎ］を第２の入力とする受信用複素乗算器２４３とから構成されている。１次スクランブリング符号と２次スクランブリング符号とは、送信側と同様の方法により発生させる。
【０１３３】
前記拡散復調器２４０の出力ｘＲ ［ｎ］，ｙＲ ［ｎ］から所望のチャネルのみを得るために、送信側と同一の直交符号ＷｘｘＣＨ［ｎ］（ｘｘＣＨ＝ＤＣＣＨまたはＦＣＨ）又はＷｙｙＣＨ［ｎ］（ｙｙＣＨ＝ＳＳＨ＃１またはＳＣＨ＃２）を用いて乗じた（２２４，２２６，２２５，２２７）後、当該チャネルのデータ率に比例するシンボル区間Ｔ２ｘまたはＴ２ｙの間、積分して逆拡散を行なう。
【０１３４】
信号が歪曲され受信装置に到達するため、逆拡散された信号の歪曲された信号位相を補正するためにパイロットチャネルＰｉＣＨを用い、当該直交符号ＷＰｉＣＨ［ｎ］を乗じて積分区間に該当するＴ１ 時間の間積分する。
【０１３５】
ｃｄｍａ２０００方式の逆方向パイロットチャネルＰｉＣＨには位相補正のためのパイロット信号の他に受信側の送信電力を制御するための命令のような別途の情報が含まれることができ、かかる場合には前記情報を逆多重化によって抽出した後、知られた位相を持つパイロット信号部分のみを用いて位相推定と補正とを行なう。積分器２１０，２１２を通って推定された位相情報を用いて受信用複素乗算器２４２，２４６から位相補正を行なう。
【０１３６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、前記従来技術の符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システムは、電力増幅器の線形性に厳格な条件が要求されることと、送信チャネル数が複数個の場合尖頭電力対平均電力比（ＰＡＲ：Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｒａｔｉｏ ）が大きいほど歪曲及び隣接周波数等からの干渉を減らすために、より広い線形領域を有した高価な電力増幅器を使用しなければならないこと等の問題がある。
【０１３７】
本発明は、前記従来技術の問題点を解決するためのものであり、本発明の目的は、従来技術ＯＣＰＳＫ及びＰＯＣＱＰＳＫ拡散変調において被スクランブリング信号ｘＴ ［ｎ］＋ｊｙＴ ［ｎ］が時刻ｎ＝２ｔ，ｔ∈｛０，１，２，…｝のみならず被拡散伝送データが変わる時点である時刻ｎ≡０（ｍｏｄ ｍｉｎ｛ＳＦＰｉＣＨ，ＳＦＤＣＣＨ，ＳＦＳＣＨ２，ＳＦＳＣＨ１，ＳＦＦＣＨ ｝）を除外した全ての時刻から原点遷移する確率を０として原点遷移によるＰＡＲ特性の劣化を改善する符号分割多元接続方式のスペクトラム拡散通信システムにおける拡散変調方式及び装置を提供することにある。
【０１３８】
即ち、送信電力対平均送信電力の比を減少させる方式及び装置を提供することにある。
【０１３９】
【課題を解決するための手段】
前記本発明の目的を達成するための技術的思想として、本発明は、送信装置と受信装置とから構成された符号分割多元接続方式（ＣＤＭＡ）のスペクトラム拡散通信システムに関する。送信装置は異なる情報を有する複数のチャネルを備え、これらの複数のチャネルの内の少なくとも一対のチャネルは相互に直交性が保障される一対の直交符号を用いて直交複素拡散されることにより広帯域信号が生成されて加算され、この加算された信号を疑似雑音シーケンスを用いて複素スクランブリングした後、搬送波を変調して送信する。受信装置は同一の搬送波を用いて復調した複数の送信装置からの混合された信号から所望の送信装置の信号を同期化された同一の疑似雑音シーケンスを用いて逆スクランブリングした後、該当するチャネルの信号を同期化された同一の直交符号を用いて逆拡散する信号処理過程により、送信側から送ろうとした情報を復元する。
【０１４０】
また、本発明においては、前記拡散変調方式によるスぺクトラム拡散通信システムを具現するために直交符号発生器と、スクランブリング符号発生器とから構成されることを特徴とする。
【０１４１】
更に、被スクランブリング信号ｘＴ ［ｎ］＋ｊｙＴ ［ｎ］が時刻ｎ＝２ｔ，ｔ∈｛０，１，２，…｝のみならず、被拡散伝送データが変わる時点である時刻ｎ≡０（ｍｏｄ ｍｉｎ｛ＳＦＰｉＣＨ，ＳＦＤＣＣＨ，ＳＦＳＣＨ２，ＳＦＳＣＨ１，ＳＦＦＣＨ ｝）を除外した全ての時刻から原点遷移する確率を０とするという特徴がある。
【０１４２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態に対する構成及びその作用について添付した図面に基づいて詳細に説明する。
【０１４３】
本発明の実施形態に対する説明において、既に説明された従来の技術による実施形態と同一の部分は同一図面符号を付し、前述で既に当該部分を説明したので、本発明の実施形態の説明の際には、変更及び追加されている部分を中心に説明する。
【０１４４】
図１１及び図１２は、本発明による送信装置及び受信装置構造の実施形態に関するものであり、図９及び図１０に示されたＰＯＱＰＳＫ拡散変調による送受信装置に本発明を適用した場合の概略的構造図である。
【０１４５】
図１１ (a) に示すように、送信装置は相互直交性が保持される５つの直交チャネル−同期復調のためのチャネル推定に用いられるパイロットチャネルＰｉＣＨ、制御情報を伝送する専用制御チャネルＤＣＣＨ、音声のような低速のデータを伝送する基本チャネルＦＣＨ、高速のデータサービスのための２つの付加チャネルＳＣＨ＃１，ＳＣＨ＃２を備えている。
【０１４６】
各チャネルは送信する２進データ｛０，１｝によって｛＋１，−１｝に変換して信号処理を行なっており、本願においては変換された｛＋１，−１｝に基づいて説明したが、｛００，０１，１１，１０｝を｛＋３，＋１，−１，−３｝に変換するように複数ビットで表現される情報についても同一に適用することが出来る。
【０１４７】
各チャネルは、要求される品質及び伝送データ率等に応じて利得ＧＰ （１１０），ＧＤ （１１２），ＧＳ２（１１４），ＧＳ１（１１６），ＧＦ （１１８）を調節する。特定利得に基づき、他の利得は相対的な値に決定され、全体的な利得調節は増幅器１７０，１７２で行なわれる。例えば、ＧＰ ＝１にして他の利得ＧＤ ，ＧＳ２，ＧＳ１， ＧＦ を調節することが出来る。
【０１４８】
本発明においては、図９とは異なり、統計的に送信電力が大きいＳＣＨ＃１とＳＣＨ＃２との伝送データ
【０１４９】
【数３２】
を第１の入力とし、各チャネル相互間に直交性が保障されるＯＶＳＦ符号ＨSCH1［ｎ］，ＨSCH2［ｎ］を第２の入力として送信用第１複素乗算器１４２によって１次直交複素拡散を行なう。
【０１５１】
前記送信用第１複素乗算器１４２の出力Ｓ I ［ｎ］と、Ｈ PiCH ［ｎ］，Ｈ DCCH ［ｎ］によって拡散１１２０，１１２２されたＰｉＣＨ，ＤＣＣＨとを加算器１３０の入力とし、送信用第１複素乗算器１４２の出力Ｓ Q ［ｎ］と、Ｈ FCH ［ｎ］とによって拡散１１２８されたＦＣＨとを加算器１３２の入力とする。
【０１５２】
前記加算器１３０，１３２の出力ｘＴ ［ｎ］，ｙＴ ［ｎ］は次の数式に示される。
【０１５３】
【数３３】
前記加算器１３０，１３２の出力ｘＴ ［ｎ］，ｙＴ ［ｎ］を第１の入力とし、１次スクランブリング符号Ｃ１ ［ｎ］とＣ２ ［ｎ］とを第２の入力として拡散変調器１４１から拡散変調して出力ＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］を生成する。
【０１５５】
拡散変調器１４１は、前記１次スクランブリング符号Ｃ1［ｎ］，Ｃ2［ｎ］を入力としてＰＡＲ特性を改善するために本発明によって２次スクランブリング符号Ｃscramble,I［ｎ］，Ｃscramble,Q［ｎ］を生成するスクランブリング符号発生器５３０と、前記ｘT［ｎ］，ｙT［ｎ］を第１の入力とし、前記２次スクランブリング符号Ｃscramble,I［ｎ］，Ｃscramble,Q［ｎ］を第２の入力とする送信用第２複素乗算器１４３とから構成されている。ｃｄｍａ２０００システムにおいての１次スクランブリング符号は、図５ａのように３つのＰＮシーケンスＰＮI［ｎ］，ＰＮQ［ｎ］，ＰＮlong［ｎ］を用いて次のような数式によって１次スクランブリング符号発生器５５０から発生される。
【０１５６】
図１１ｂに示された２次スクランブリング符号発生器５３０の出力Ｃscramble,I［ｎ］，Ｃscramble,Q［ｎ］は次の数式に示される。
【０１５８】
【数３４】
本願においては、本発明による前記のような拡散変調をＤＣＱＰＳＫ（Ｄｏｕｂｌｅ Ｃｏｍｐｌｅｘ ＱＰＳＫ ）と称する。正規化によって｜ＩＴ ［ｎ］｜＝｜ＱＴ ［ｎ］｜＝１にする場合、前記ＤＣＱＰＳＫ拡散変調によって生じる信号星座ポイントの遷移は次のようであり、各遷移が発生し得る確率は、時刻ｎ＝０ ｍｏｄ ＳＦｍｉｎ では１／４，１／４，１／４，１／４であり、
【０１６０】
【数３５】
【数３６】
特定チャネルが高速のデータを伝送するような不可避な場合を除いては、チャネルの区分のために偶数番目直交ウォルシュ符号を使用しなければならない従来のＯＣＰＳＫ及びＰＯＣＱＰＳＫ拡散変調とは異なり、本発明による拡散変調方式は前記数式からわかるように可変拡散係数を支援しながらチャネル間に直交性を保持させる任意の直交符号も可能である。
【０１６３】
そこで、従来技術で直交ウォルシュ符号を表わす‘Ｗ’の代わりに本発明の説明においては直交符号を‘Ｈ’で表示した。
【０１６４】
前記拡散変調器１４１の出力ＩＴ ［ｎ］，ＱＴ ［ｎ］は低域濾波器１６０，１６２を通って電力増幅器１７０，１７２を経て所望の周波数帯域へ信号を遷移するために搬送波を用いて変調１８０，１８２した後、加算１９０してアンテナに伝送する。
【０１６５】
図１２は、図１１ａの送信装置の実施例に係る受信装置の実施例を図示したものである。
【０１６６】
アンテナを介して受信された信号を送信側で用いた同一の搬送波を用いて復調２８０，２８２した後、低域濾波器２６０，２６２を通った信号ＩR［ｎ］，ＱR［ｎ］と、１次スクランブリング符号Ｃ1［ｎ］，Ｃ2［ｎ］を用いて拡散復調器２４１からｘR［ｎ］，ｙR［ｎ］とを生成する。拡散復調器２４１は前記１次スクランブリング符号Ｃ1［ｎ］，Ｃ2［ｎ］を入力としてＰＡＲ特性を改善するために本発明による２次スクランブリング符号Ｃscramble,I［ｎ］，Ｃscramble,Q［ｎ］を生成するスクランブリング符号発生器５３０と、前記ＩR［ｎ］，ＱR［ｎ］を第１の入力として前記２次スクランブリング符号Ｃscramble,I［ｎ］，Ｃscramble,Q［ｎ］を第２の入力とする受信用第１複素乗算器２４３とから構成されている。
【０１６７】
１次スクランブリング符号と２次スクランブリング符号とは、送信側と同一の方法で発生させる。受信用第１複素乗算器２４３の出力ｘR［ｎ］，ｙR［ｎ］から所望のチャネルのみを得るために、送信側と同一の直交符号ＨxxCH［ｎ］（ｘｘＣＨ＝ＤＣＣＨまたはＦＣＨ）を用いて乗じた（１２２４，１２２６）後、当該チャネルのデータ率に比例するシンボル区間Ｔ2xの間、積分して逆拡散を行なったり、ＨSCH1［ｎ］，ＨSCH2［ｎ］を用いて受信用第３複素乗算器２４５で複素乗算を行なった後当該チャネルのデータ率に比例するシンボル区間Ｔ2yの間積分して逆拡散を行なったりする。
【０１６８】
信号が歪曲され受信装置に到達するため、逆拡散された信号の歪曲された信号位相を補正するためにパイロットチャネルＰｉＣＨを用い、当該直交符号ＨＰｉＣＨ［ｎ］を乗じて積分区間に該当するＴ１ 時間の間積分する。ｃｄｍａ２０００方式の逆方向パイロットチャネルＰｉＣＨには、位相補正のためのパイロット信号の他に受信側の送信電力を制御するための命令のような別途の情報が含まれることが出来、かかる場合には、前記情報を逆多重化によって抽出した後、既知の位相を持つパイロット信号部分のみを用いて位相推定と補正とを行なう。
【０１６９】
積分器２１０，２１２を通って推定された位相情報を用いて受信用第２複素乗算器２４２，２４６から位相補正を行なう。
【０１７０】
【発明の効果】
以上のように、本発明は、被拡散伝送データを直交符号として複素乗算によって拡散して被スクランブリング信号を生成し、前記被スクランブリング信号を被拡散伝送データが変わる時点を除いた全ての時点において、原点遷移しないようにするスクランブリング符号を生成して前記被スクランブリング信号をスクランブリングすることにより、尖頭送信電力対平均送信電力の比を改善する効果がある。
【０１７１】
また、チャネル区分のために可能な限り偶数番目直交ウォルシュ符号のみを用いるように制限する従来の拡散変調技術とは異なり、直交性のみ保持される任意の直交符号が制限無く使われるようにすることにより、チャネル割り当てに柔軟性を提供することが出来るという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術の実施形態による多重チャネルを備えた直交符号分割多元接続システムの送信装置を示す構造図である。
【図２】図１の従来技術の実施形態による多重チャネルを備えた直交符号分割多元接続方式の受信装置を示す構造図である。
【図３ａ】従来のＱＰＳＫ拡散変調のための拡散変調部の構成図である。
【図３ｂ】従来のＯＱＰＳＫ拡散変調のための拡散変調部の構成図である。
【図３ｃ】従来のＣＱＰＳＫ，ＯＣＱＰＳＫ，ＰＯＣＱＰＳＫ及び本発明による拡散変調のための拡散変調部の構成図である。
【図３ｄ】従来のＯＣＱＰＳＫ，ＰＯＣＱＰＳＫ拡散変調のための拡散変調部の構成図である。
【図４ａ】従来のＱＰＳＫ，ＯＱＰＳＫ，ＣＱＰＳＫ拡散変調のためのスクランブリング符号発生器の構造図である。
【図４ｂ】従来のＯＣＱＰＳＫ拡散変調のためのスクランブリング符号発生器の構造図である。
【図４ｃ】従来の他のＯＣＱＰＳＫ拡散変調のためのスクランブリング符号発生器の構造図である。
【図４ｄ】従来のＰＯＣＱＰＳＫ拡散変調のためのスクランブリング符号発生器の構造図である。
【図５ａ】ｃｄｍａ２０００の１次及び２次スクランブリング符号発生器の構造図である。
【図５ｂ】図５ａの２次スクランブリング符号発生器の一般的な構造図である。
【図６ａ】従来のＣＱＰＳＫ，ＯＣＱＰＳＫ，ＰＯＣＱＰＳＫ及び本発明による拡散変調に対応する拡散復調器の実施形態である。
【図６ｂ】従来のＯＣＱＰＳＫ，ＰＯＣＱＰＳＫ拡散変調に対応する拡散復調器の実施形態である。
【図７ａ】信号星座図及び信号遷移図である。
【図７ｂ】可能な４つの信号星座遷移に関するものである。
【図８ａ】ＱＰＳＫ拡散変調に対する信号星座遷移に関するものである。
【図８ｂ】ＯＱＰＳＫ拡散変調に対する信号星座遷移に関するものである。
【図８ｃ】ＣＱＰＳＫ拡散変調に対する信号星座遷移に関するものである。
【図９】ｃｄｍａ２０００の端末送信装置の構造図である。
【図１０】ｃｄｍａ２０００の基地局の受信装置の実施形態である。
【図１１ａ】図９に本発明を適用した時の実施形態である。
【図１１ｂ】本発明による図１１ａのためのスクランブリング符号発生器の実施形態である。
【図１２】図１１ａに対応する受信装置の実施形態である。
【符号の説明】
１１０，１１２，１１４，１１６，１１８ 利得器
１２０，１２２，１２４，１２６，１２８ 拡散器
１３０，１３２，１９０ 加算器
１４１ 拡散変調器
１４２ 送信用（第１）複素乗算器
１４３ 送信用（第２）複素乗算器
１５０，１５１ スクランブリング符号発生器
１６０，１６２ 低域濾波器
１７０，１７２ 電力増幅器
１８０，１８２ 変調器
２１０，２１２，２１４，２１５，２１６，２１７ 積分器
２４１ 拡散復調器
２４２，２４６ 受信用（第２）複素乗算器
２４３ 受信用（第１）複素乗算器
２４５ 受信用（第３）複素乗算器
２６０，２６２ 低域濾波器
２８０，２８２ 変調器
５１０，５２０，５３０，５５０ スクランブリング符号発生器
１１２０，１１２２，１１２４，１１２６，１１２８ 拡散器
Claims (12)
- 符号分割多元接続システム（ＣＤＭＡ）の送信方法において、
異なる情報を有する複数のチャネルの内の少なくとも一対のチャネルの信号を相互に直交性が保証された一対の直交符号を用いて直交複素拡散し、
前記直交複素拡散した信号を加算し、
前記加算した信号を疑似雑音シーケンスを用いて複素スクランブリングすること
を特徴とする符号分割多元接続システムの送信方法。 - 送信装置及び受信装置を備えた符号分割多元接続システム（ＣＤＭＡ）の送信方法において、
パイロット信号を発生すると共に、異なる情報を有する複数のチャネルの信号を送信するステップと、
各チャネルの内の少なくとも一対のチャネルの信号を相互に直交性が保証された一対の直交符号を用いて直交複素拡散するステップと、
直交複素拡散された信号を加算するステップと、
加算された信号を疑似雑音シーケンスを用いて複素スクランブリングするステップと、
複素スクランブリングされた信号を搬送波で変調するステップと、
変調された信号を加算することにより生成された合成信号を送信するステップと
を含むことを特徴とする符号分割多元接続システムの送信方法。 - 前記複素スクランブリングは、１次複素スクランブリング符号（Ｃ 1 ［ｎ］，Ｃ 2 ［ｎ］）から擬似雑音シーケンスを用いて、被拡散伝送データが変化する時点においては次の数式により、
被拡散伝送データが変化しない時点においては前記一対の直交符号をＨ a 、Ｈ b とした場合に次の数式により、
それぞれ２次複素スクランブリング符号（Ｃ scramble,I ［ｎ］，Ｃ scramble,Q ［ｎ］）を発生させ、該２次複素スクランブリング符号を用いて前記加算された信号をスクランブリングすること
を特徴とする請求項１又は２に記載の符号分割多元接続システムの送信方法。 - 前記直交複素拡散を直交アダマール符号を用いて行ない、
前記複素スクランブリングのためのスクランブリング符号を直交アダマール符号を用いて生成すること
を特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の符号分割多元接続システムの送信方法。 - 前記直交複素拡散を直交ウォルシュ符号を用いて行ない、
前記複素スクランブリングのためのスクランブリング符号を直交アダマール符号を用いて生成すること
を特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の符号分割多元接続システムの送信方法。 - 前記直交複素拡散を直交ゴールド符号を用いて行ない、
前記複素スクランブリングのためのスクランブリング符号を直交アダマール符号を用いて生成すること
を特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の符号分割多元接続システムの送信方法。 - 符号分割多元接続システム（ＣＤＭＡ）の受信方法において、
複素スクランブリングされた信号を受信し、
受信した信号を送信時と同一の疑似雑音シーケンスを用いて逆スクランブリングすることにより、直交複素拡散された信号に変換し、
直交複素拡散された信号に変換された信号を送信時と同一の相互に直交性が保証された一対の直交符号を用いて逆拡散することにより少なくとも一対のチャネルの信号を得ること
を特徴とする符号分割多元接続システムの受信方法。 - 送信装置及び受信装置を備えた符号分割多元接続システム（ＣＤＭＡ）の受信方法において、
送信装置において使用された搬送波と同一の搬送波を用いて、受信した信号を複素スクランブリングされた信号に復調する復調ステップと、
前記復調ステップで複素スクランブリングされた信号に復調された信号を送信装置において同期化に使用された疑似雑音シーケンスと同一の疑似雑音シーケンスを用いて直交複素拡散された信号に逆スクランブリングする逆スクランブリングステップと、
各チャネルが送信装置において同期化された直交符号と同一の相互に直交性が保証された一対の直交符号を用いて、前記逆スクランブリングステップで得られた直交複素拡散された信号を逆拡散することにより少なくとも一対のチャネルの信号を得る逆拡散ステップと、
前記逆拡散ステップで得られた信号から、送信されたデータを復元するステップと
を含むことを特徴とする符号分割多元接続システムの受信方法。 - 送信装置及び受信装置を備えた符号分割多元接続システム（ＣＤＭＡ）の送信装置において、
異なる情報を有する複数のチャネルの内の少なくとも一対のチャネルの信号を相互に直交性が保証された一対の直交符号を用いて直交複素拡散する手段と、
前記直交複素拡散した信号を加算する手段と、
前記加算した信号を疑似雑音シーケンスを用いて複素スクランブリングする手段と
を備えたこと特徴とする符号分割多元接続システムの送信装置。 - 送信装置及び受信装置を備えた符号分割多元接続システム（ＣＤＭＡ）の送信装置において、
パイロット信号を発生すると共に、異なる情報を有する複数のチャネルの信号を送信する手段と、
前記複数のチャネルの信号の利得を制御する手段と、
前記複数のチャネルの内の少なくとも一対の付加チャネルを除くチャネルの信号を拡散させる手段と、
前記少なくとも一対の付加チャネルの送信データとＯＶＳＦ（Orthogonal Variable Spreading Factor：直交可変拡散係数）符号とを入力として、直交複素拡散を行なう送信用第１の複素乗算手段と、
前記送信用第１の複素乗算手段の前記少なくとも二つの付加チャネルに対応する出力と前記拡散された信号とをそれぞれ加算する少なくとも二つの加算手段と、
送信用第２の複素乗算手段及びスクランブリング符号発生手段を備え、前記少なくとも二つの加算手段でそれぞれ加算された信号を、前記スクランブリング符号発生手段が発生するスクランブリング符号により前記送信用第２の複素乗算手段で複素スクランブリングして変調する拡散変調手段と、
前記拡散変調手段の少なくとも二つの出力信号をそれぞれ低域濾波する手段と、
低域濾波された二つの信号の電力をそれぞれ増幅させる手段と、
電力増幅された信号をそれぞれ搬送波を用いて所望の周波数帯域へ変調する手段と、
所望の周波数帯域へ変調された少なくとも二つの信号を加算する手段と、
加算された信号を送信するアンテナと
を備えたことを特徴とする符号分割多元接続システムの送信装置。 - 送信装置及び受信装置を備えた符号分割多元接続システム（ＣＤＭＡ）の受信装置において、
複素スクランブリングされた信号を受信する手段と、
受信した信号を前記送信装置と同一の疑似雑音シーケンスを用いて逆スクランブリングすることにより、直交複素拡散された信号に変換する手段と、
直交複素拡散された信号に変換された信号を前記送信装置と同一の相互に直交性が保証された一対の直交符号を用いて逆拡散することにより少なくとも一対のチャネルの信号を得る手段と
を備えたこと特徴とする符号分割多元接続システムの受信装置。 - 送信装置及び受信装置を備えた符号分割多元接続システム（ＣＤＭＡ）の受信装置において、
アンテナを介して受信した、送信された信号を送信装置で変調に用いられた搬送波と同一の搬送波を用いて復調する手段と、
前記復調手段で復調された信号を低域濾波する手段と、
前記送信装置と同一のスクランブリング符号を発生するスクランブリング符号発生手段及び受信用第１の複素乗算手段を備え、低域濾波された復調信号を前記スクランブリング符号発生手段が発生するスクランブリング符号により前記受信用第１の複素乗算手段で逆スクランブリングして変調する拡散復調手段と、
所望のチャネルの信号を得るために当該チャネルのデータレートに比例するシンボル区間にわたって積分することにより、逆スクランブリングされた信号を逆拡散する手段と、
逆拡散された信号を位相補正する受信用第２の複素乗算手段と
を備えたことを特徴とする符号分割多元接続システムの受信装置。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019990054963A KR100354337B1 (ko) | 1999-12-04 | 1999-12-04 | 대역 확산 통신 방식에서의 확산 변조 방식을 이용한송수신방식 및 송수신장치 |
| KR1999/54963 | 1999-12-04 | ||
| PCT/KR2000/001385 WO2001041318A2 (en) | 1999-12-04 | 2000-11-30 | Method and apparatus for spreading modulation in spread spectrum communications systems |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003516087A JP2003516087A (ja) | 2003-05-07 |
| JP3603187B2 true JP3603187B2 (ja) | 2004-12-22 |
Family
ID=19623592
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001542472A Expired - Fee Related JP3603187B2 (ja) | 1999-12-04 | 2000-11-30 | スペクトラム拡散通信方式における拡散変調方式を用いた送信方法及び受信方法、並びに送信装置及び受信装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7215656B1 (ja) |
| JP (1) | JP3603187B2 (ja) |
| KR (1) | KR100354337B1 (ja) |
| CN (1) | CN1339205A (ja) |
| AU (1) | AU2024701A (ja) |
| WO (1) | WO2001041318A2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| WO2007043097A1 (ja) * | 2005-09-30 | 2007-04-19 | National Institute Of Information And Communications Technology, Incorporated Administrative Agency | 送信装置、受信装置、送信方法、受信方法、情報記録媒体、および、プログラム |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100423724B1 (ko) | 2001-06-09 | 2004-03-22 | 주식회사 팬택앤큐리텔 | 무선통신시스템에서 복합 직교 위상 편이 방식을 이용한데이터 처리 장치 및 그 방법 |
| KR20030030590A (ko) | 2001-10-11 | 2003-04-18 | 주식회사 세스텍 | 스마트 안테나 시스템에서 심볼 레이트로 웨이팅하는핑거와, 그를 이용한 복조 장치 및 방법 |
| KR20030031385A (ko) | 2001-10-15 | 2003-04-21 | 주식회사 세스텍 | 스마트 안테나 시스템에서 칩 레이트로 웨이팅하는핑거와, 그를 이용한 복조 장치 및 방법 |
| KR20030033192A (ko) | 2001-10-18 | 2003-05-01 | 주식회사 세스텍 | 스마트 안테나 시스템에서 심볼레이트와 칩레이트를혼용하여 웨이팅하는 핑거와, 그를 이용한 복조 장치 및방법 |
| US8023950B2 (en) | 2003-02-18 | 2011-09-20 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for using selectable frame durations in a wireless communication system |
| US7660282B2 (en) | 2003-02-18 | 2010-02-09 | Qualcomm Incorporated | Congestion control in a wireless data network |
| US8150407B2 (en) | 2003-02-18 | 2012-04-03 | Qualcomm Incorporated | System and method for scheduling transmissions in a wireless communication system |
| US20040160922A1 (en) | 2003-02-18 | 2004-08-19 | Sanjiv Nanda | Method and apparatus for controlling data rate of a reverse link in a communication system |
| US8081598B2 (en) | 2003-02-18 | 2011-12-20 | Qualcomm Incorporated | Outer-loop power control for wireless communication systems |
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| US7215930B2 (en) | 2003-03-06 | 2007-05-08 | Qualcomm, Incorporated | Method and apparatus for providing uplink signal-to-noise ratio (SNR) estimation in a wireless communication |
| US8705588B2 (en) | 2003-03-06 | 2014-04-22 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for using code space in spread-spectrum communications |
| US8477592B2 (en) | 2003-05-14 | 2013-07-02 | Qualcomm Incorporated | Interference and noise estimation in an OFDM system |
| US8489949B2 (en) | 2003-08-05 | 2013-07-16 | Qualcomm Incorporated | Combining grant, acknowledgement, and rate control commands |
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-
1999
- 1999-12-04 KR KR1019990054963A patent/KR100354337B1/ko not_active IP Right Cessation
-
2000
- 2000-11-30 AU AU20247/01A patent/AU2024701A/en not_active Abandoned
- 2000-11-30 WO PCT/KR2000/001385 patent/WO2001041318A2/en active Application Filing
- 2000-11-30 JP JP2001542472A patent/JP3603187B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2000-11-30 US US09/890,249 patent/US7215656B1/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-11-30 CN CN00803441A patent/CN1339205A/zh active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007043097A1 (ja) * | 2005-09-30 | 2007-04-19 | National Institute Of Information And Communications Technology, Incorporated Administrative Agency | 送信装置、受信装置、送信方法、受信方法、情報記録媒体、および、プログラム |
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| US7869342B2 (en) | 2005-09-30 | 2011-01-11 | National Institute Of Information And Communications Technology | Transmitting apparatus, receiving apparatus, transmitting method, receiving method, information recording medium and program |
| JP4649601B2 (ja) * | 2005-09-30 | 2011-03-16 | 独立行政法人情報通信研究機構 | 送信装置、受信装置、送信方法、受信方法、情報記録媒体、および、プログラム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR100354337B1 (ko) | 2002-09-28 |
| US7215656B1 (en) | 2007-05-08 |
| WO2001041318A3 (en) | 2001-12-27 |
| WO2001041318A2 (en) | 2001-06-07 |
| JP2003516087A (ja) | 2003-05-07 |
| KR20010064686A (ko) | 2001-07-11 |
| AU2024701A (en) | 2001-06-12 |
| CN1339205A (zh) | 2002-03-06 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040203 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20040427 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
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|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040803 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040824 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040913 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071008 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081008 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091008 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091008 Year of fee payment: 5 |
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