JP4649601B2 - 送信装置、受信装置、送信方法、受信方法、情報記録媒体、および、プログラム - Google Patents

送信装置、受信装置、送信方法、受信方法、情報記録媒体、および、プログラム Download PDF

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Description

本発明は、適応ＯＦＤＭ（Adaptive Orthogonal Frequency Division Multiplexing）通信の性能を向上させるのに好適な送信装置、受信装置、送信方法、受信方法、これらをコンピュータを用いて実現するプログラムを記録したコンピュータ読取可能な情報記録媒体、ならびに、当該プログラムに関する。
近年、高データレート、高品質のマルチメディアサービスの需要が無線通信の分野で高まっている。移動体無線環境では、信号は、通例、フェーディングやマルチパス遅延現象によって劣化する。
このような通信チャネルでは、信号の振幅に対するフェーディングの影響が深刻になったり、チャネルの周波数選択性によってシンボル間干渉（ＩＳＩ；Inter-Symbol Interference）の影響が深刻になったりして、エラー性能が低下し、場合によっては通信ができなくなってしまう。
一方、ＯＦＤＭ技術は、マルチパスチャネルのこれらの影響を小さくするのに効果的な手法である。というのも、チャネルの遅延スプレッドよりも長いガードインターバルを挿入することによって、ＩＳＩを消去できるからである。
このため、ＯＦＤＭは、IEEE 802.11a、IEEE 802.11g、European HIPERLAN/2などのさまざまな次世代広域ＷＬＡＮ（Wireless Local Area Network）、で採用されることとなっている。
地上ディジタル音声放送（ＤＡＢ；Digital Audio Broadcasting）やディジタルビデオ放送も、広域無線マルチプルアクセスシステムに対して提案されている。たとえば、IEEE 802.16無線MAN標準や、インタラクティブDVB-Tである。
ＯＦＤＭシステムの多くは、固定された変調手法を全キャリアについて使用するが、これは単純化のためである。
しかしながら、ＯＦＤＭシステムの各サブキャリアに対してチャネル状況に応じた異なる復調手法を使用することによって、性能が向上する可能性がある。
この場合、コヒーレントもしくは差動（coherent or differential）的な位相・振幅変調手法（phase- or amplitude modulation scheme）を使用することができる。たとえば、BPSK、QPSK、8PSK、16QAM、64QAM等である。
各変調手法には、スペクトル効率（spectral efficiency）とビットエラーレート（ＢＥＲ；Bit Error Rate）との間にトレードオフが存在する。
したがって、最良の変調手法とは、ビットエラーレートが認容できる程度であって、かつ、スペクトル効率が最大にできるものである。
このような、適応変調手法については、以下の文献に開示されている。
C.Ahn and I.Sasase, The effects of modulation combination，target BER，Doppler frequency，and adaptive interval on the performance of adaptive OFDM in broadband mobile channel, IEEE Trans.Consumer Electronics, vol.48, no.1, pp.167-174, ２００２年２月 T.Nakanishi，S.Sampei and N.Morinaga, Variable coding rate OFDM transmission on one-cell reuse TDMA systems, IEICE Trans.Communications, vol.EB-88, no.2, pp.535-540, ２００５年２月 C.Ahn，S.Takahashi and H.Harada, Differential Modulated Pilot Symbol Assisted Adaptive OFDM for Reducing the MLI with Predicted FBI, IEICE Trans.Communications, vol.EB-88, no.2, pp.436-442, ２００５年２月 C.Ahn，S.Takahashi and H.Harada, Differential Modulated Pilot Symbol Assisted Adaptive OFDM for Reducint the MLI, Proc.of IEEE TENCON 2004, pp.577-580, Chiang Mai，Tailand, ２００４年１１月
[非特許文献１]に開示されるように、適応変調手法（ＡＭＳ；Adaptive Modulation Scheme）／ＯＦＤＭシステムでは、フィードバック情報（ＦＢＩ；Feedback Information）によって、各サブキャリアに対する変調レベルを基地局で制御する必要がある。
ＦＢＩには、チャネル状態情報（ＣＳＩ；channel State Information）の評価結果、たとえば、個々のサブキャリアの強度や雑音レベルなどが含まれる。
ここで、ＦＢＩの精度は無限であり、ＦＢＩの伝送は無視できることと仮定するのが一般的である。しかしながら、実際に適用した場合、ＦＢＩの伝送は重大な問題となる。
さらに、基地局が各サブキャリアの変調レベルを制御した後に、基地局から移動局へ適応変調したパケットを伝送する場合、移動局では受信パケットを復調するために変調レベル情報（ＭＬＩ；Modulation Level Information）が必要となる。
ＭＬＩはデータシンボルとして伝送されるのが一般的であるから、このために、ＡＭＳ／ＯＦＤＭのダウンリンクのスループットが悪化してしまう。
[非特許文献２]では、ＡＭＳ／ＯＦＤＭサブキャリアのブロックを固定して、そのブロックごとに符号化レートを可変にする手法が提案されている。
この手法では、隣り合うサブキャリアをブロック化して、種々の符号化レートのうち同じ変調手法に割り当てる。これによって、ＭＬＩ伝送の量を減少させるのである。
しかしながら、ブロックサイズが大きくなると、ブロック変調レベルとチャネル状態とのミスマッチのために、スループットが低下してしまう。
さらに、必要なエンコーダやデコーダの数が多くなってしまう。
[非特許文献３][非特許文献４]には、差動変調でパイロットシンボルによる補助（pilot-symbol-assisted）適応ＯＦＤＭ（ＤＭＰＳＡ−ＡＭＳ／ＯＦＤＭ）システムが提案されており、ＭＬＩ伝送の量を減らすこととしている。
ＤＭＰＳＡ−ＡＭＳ／ＯＦＤＭシステムでは、ＦＥＣとともに差動変調されたパイロットシンボルとしてＭＬＩを伝送する。したがって、パイロットシンボルはいかなる情報も運ばないから、伝送レートは低下しない。
しかし、受信したパイロットシンボルを差動復調してデコードし、ＭＬＩを得るのに必要な遅延時間が長くなってしまう。
ＡＭＳ／ＯＦＤＭに対してＦＢＩおよびＭＬＩの伝送量を減らすことができれば、それは実用的なシステムとなる。
本願では、上記の問題を克服して適応ＯＦＤＭ通信のトータルなスループットを向上させるような送信装置、受信装置、送信方法、受信方法、これらをコンピュータを用いて実現するプログラムを記録したコンピュータ読取可能な情報記録媒体、ならびに、当該プログラムを提供することを目的とする。
以上の目的を達成するため、本発明の原理にしたがって、下記の発明を開示する。
本発明の第１の観点に係る送信装置は、直並列変換部、周波数シンボル拡散部、擬似乱数乗算部、逆フーリエ変換部、並直列変換部、送信部を備え、以下のように構成する。
ここで、直並列変換部は、伝送信号をNc個に直並列変換して複数の信号を出力し、当該複数の信号のうち、n番目の信号の時間方向にi番目のシンボルが
d(n,i)
である。
一方、周波数シンボル拡散部は、出力された複数の信号d(n,i)に対して、長さNsfの複素直交拡散系列ck(m)を用いて複数の信号を出力する。ここで、
|ck(m)| = 1
であり、k = wのとき
Σm=0 Nsf-1 ck(m)・cw(m)* = Nsf；
k ≠ wのとき
Σm=0 Nsf-1 ck(m)・cw(m)* = 0
であり、(・)*は複素共役を求め、floor(・)は切捨てを行うとする。そして、当該複数の信号のうち、n番目の信号の時間方向にi番目のシンボルが
u(n,i) = Σk=0 Nsf-1ck(n mod Nsf)・d(floor(n/Nsf)・Nsf + k，i)
である。
さらに、擬似乱数乗算部は、出力された複数の信号u(n,i)のそれぞれに対して、擬似乱数符号系列
cPN(0)，cPN(1)，…
のうち、
cPN(n)
を乗じて出力する。
そして、逆フーリエ変換部は、出力された複数の信号cPN(n)・u(n,i)を、逆フーリエ変換して複数の信号を出力する。
一方、並直列変換部は、逆フーリエ変換されて出力された複数の信号を並直列変換する。
さらに、送信部は、並直列変換された結果の信号を送信する。
本発明のその他の観点に係る受信装置は、上記の送信装置と通信し、受信部、直並列変換部、フーリエ変換部、擬似乱数乗算部、重み計算部、検出部、周波数等化結合部、並直列変換部を備え、以下のように構成する。
ここで、受信部は、送信装置から送信された信号を受信する。
一方、直並列変換部は、受信された信号をNc個に直並列変換して複数の信号を出力する。
さらに、フーリエ変換部は、直並列変換されて出力された複数の信号をフーリエ変換して複数の信号を出力するが、フーリエ変換されて出力される複数の信号のうち、n番目の信号の時間方向にi番目のシンボルが
r〜(n,i)
である。
そして、擬似乱数乗算部は、フーリエ変換されて出力された複数の信号r〜(n,i)のそれぞれに対して、当該擬似乱数符号系列のうち、
cPN(n)
の複素共役
cPN(n)*
を乗じて出力する。
一方、重み計算部は、当該n番目の信号のi番目のシンボルに対する重み
w(n,i)
を計算する。
さらに、検出部は、当該複素共役cPN(n)*を乗じて出力された複数の信号に対して、計算された重みw(n,i)を乗じて、複数の信号
u＾(n,i) = w(n,i)・cPN(n)*・r〜(n,i)
を出力する。
そして、周波数等化結合部は、出力された複数の信号u＾(n,i)に対して周波数等化結合を行って複数の信号を出力するが、当該複数の信号のうち、n番目の信号の時間方向にi番目のシンボルが
d〜(n,i) = Σk=0 Nsf-1 u＾(floor(n/Nsf)・Nsf + k，i)・cn mod Nsf(k)*
である。
一方、並直列変換部は、出力された複数の信号d〜(n,i)を並直列変換して伝送信号を得る。
また、本発明の受信装置は、チャネル伝達関数計算部をさらに備え、以下のように構成することができる。
すなわち、チャネル伝達関数計算部は、送信装置により送信された強度P、長さNpのパイロット信号p(n,i)を用いて、チャネル伝達関数H〜(n/Ts)を
H〜(n/Ts) = 1/(Np・(2P/Nc)1/2)Σi=0 Np-1 r〜(n,i)・p(n,i)*・cPNi*
により計算する。
一方、当該重みw(n,i)を、当該チャネル伝達関数H〜(n/Ts)から定める。
また、本発明の受信装置において、当該重みw(n,i)を
w(n,i) = 1/H〜(n/Ts)
と定めるように構成することができる。
また、本発明の受信装置において、複数の信号r〜(n,i)ごとに評価された雑音強度の平均σ〜2により、当該重みw(n,i)を、
w(n,i) = (2S/Nc)1/2・H〜(n/Ts)/(|(2S/Nc)1/2・H〜(n/Ts)|2 + 2σ2)
と定めるように構成することができる。
本発明のその他の観点に係る送信方法は、直並列変換工程、周波数シンボル拡散工程、擬似乱数乗算工程、逆フーリエ変換工程、並直列変換工程、送信工程を備え、以下のように構成する。
ここで、直並列変換工程では、伝送信号をNc個に直並列変換して複数の信号を出力し、当該複数の信号のうち、n番目の信号の時間方向にi番目のシンボルが
d(n,i)
である。
一方、周波数シンボル拡散工程では、出力された複数の信号d(n,i)に対して、長さNsfの複素直交拡散系列ck(m)を用いて複数の信号を出力する。ここで、
|ck(m)| = 1
であり、k = wのとき
Σm=0 Nsf-1 ck(m)・cw(m)* = Nsf；
k ≠ wのとき
Σm=0 Nsf-1 ck(m)・cw(m)* = 0
であり、(・)*は複素共役を求め、floor(・)は切捨てを行うとする。そして、当該複数の信号のうち、n番目の信号の時間方向にi番目のシンボルが
u(n,i) = Σk=0 Nsf-1ck(n mod Nsf)・d(floor(n/Nsf)・Nsf + k，i)
である。
さらに、擬似乱数乗算工程では、出力された複数の信号u(n,i)のそれぞれに対して、擬似乱数符号系列
cPN(0)，cPN(1)，…
のうち、
cPN(n)
を乗じて出力する。
そして、逆フーリエ変換工程では、出力された複数の信号cPN(n)・u(n,i)を、逆フーリエ変換して複数の信号を出力する。
一方、並直列変換工程では、逆フーリエ変換されて出力された複数の信号を並直列変換する。
さらに、送信工程では、並直列変換された結果の信号を送信する。
本発明のその他の観点に係る受信方法は、上記の送信方法による信号を受信し、受信工、直並列変換工程、フーリエ変換工程、擬似乱数乗算工程、重み計算工程、検出工程、周波数等化結合工程、並直列変換工程を備え、以下のように構成する。
ここで、受信工程では、上記の送信方法により送信された信号を受信する。
一方、直並列変換工程では、受信された信号をNc個に直並列変換して複数の信号を出力する。
さらに、フーリエ変換工程では、直並列変換されて出力された複数の信号をフーリエ変換して複数の信号を出力するが、フーリエ変換されて出力される複数の信号のうち、n番目の信号の時間方向にi番目のシンボルが
r〜(n,i)
である。
そして、擬似乱数乗算工程では、フーリエ変換されて出力された複数の信号r〜(n,i)のそれぞれに対して、当該擬似乱数符号系列のうち、
cPN(n)
の複素共役
cPN(n)*
を乗じて出力する。
一方、重み計算工程では、当該n番目の信号のi番目のシンボルに対する重み
w(n,i)
を計算する。
さらに、検出工程では、当該複素共役cPN(n)*を乗じて出力された複数の信号に対して、計算された重みw(n,i)を乗じて、複数の信号
u＾(n,i) = w(n,i)・cPN(n)*・r〜(n,i)
を出力する。
そして、周波数等化結合工程では、出力された複数の信号u＾(n,i)に対して周波数等化結合を行って複数の信号を出力するが、当該複数の信号のうち、n番目の信号の時間方向にi番目のシンボルが
d〜(n,i) = Σk=0 Nsf-1 u＾(floor(n/Nsf)・Nsf + k，i)・cn mod Nsf(k)*
である。
一方、並直列変換工程では、出力された複数の信号d〜(n,i)を並直列変換して伝送信号を得る。
また、本発明の受信方法は、チャネル伝達関数計算工程をさらに備え、以下のように構成することができる。
すなわち、チャネル伝達関数計算工程では、送信装置により送信された強度P、長さNpのパイロット信号p(n,i)を用いて、チャネル伝達関数H〜(n/Ts)を
H〜(n/Ts) = 1/(Np・(2P/Nc)1/2)Σi=0 Np-1 r〜(n,i)・p(n,i)*・cPNi*
により計算する。
一方、当該重みw(n,i)を、当該チャネル伝達関数H〜(n/Ts)から定める。
また、本発明の受信方法において、当該重みw(n,i)を
w(n,i) = 1/H〜(n/Ts)
と定めるように構成することができる。
また、本発明の受信方法において、複数の信号r〜(n,i)ごとに評価された雑音強度の平均σ〜2により、当該重みw(n,i)を、
w(n,i) = (2S/Nc)1/2・H〜(n/Ts)/(|(2S/Nc)1/2・H〜(n/Ts)|2 + 2σ2)
と定めるように構成することができる。
本発明の他の観点に係るプログラムは、コンピュータを、上記送信装置の各部、もしくは、受信装置の各部として機能させるように構成する。
本発明の他の観点に係るコンピュータ読取可能な情報記録媒体は、上記のプログラムを記録するように構成する。たとえば、コンパクトディスク、フレキシブルディスク、ハードディスク、光磁気ディスク、ディジタルビデオディスク、磁気テープ、半導体メモリ等のコンピュータ読取可能な情報記憶媒体に記録することができる。
通信装置がコンピュータ、たとえば、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）を用いてソフトウェアラジオの技術を用いて構成される場合に、上記プログラムを実行することによって、本発明の送信装置や受信装置が実現されるが、当該プログラムは、当該通信装置とは、コンピュータ通信網を介して配布・販売することができる。また、上記情報記憶媒体は、通信装置とは独立して配布・販売することができる。
本発明によれば、適応ＯＦＤＭ通信の性能を向上させるのに好適な送信装置、受信装置、送信方法、受信方法、これらをコンピュータを用いて実現するプログラムを記録したコンピュータ読取可能な情報記録媒体、ならびに、当該プログラムを提供することができる。
本実施形態の送信装置の概要構成を示す説明図である。 周波数シンボル拡散ブロックの概要構成を示す説明図である。 周波数シンボル拡散ブロックの入力信号と出力信号の強度スペクトルを示す説明図である。 本実施形態の受信装置の概要構成を示す説明図である。 サブキャリアの強度の様子を示す説明図である。 伝送信号が受ける伝送チャネル伝搬の様子を示す説明図である。 パケット構造を示す説明図である。 従来のＯＦＤＭに対するＢＥＲ値と、ＯＲＣおよびＭＭＳＥＣを用いたＦＳＳ−ＯＦＤＭに対するＢＥＲ値と、を示すグラフである。 従来のＯＦＤＭに対するＢＥＲ値と、ＯＲＣおよびＭＭＳＥＣを用いたＦＳＳ−ＯＦＤＭに対するＢＥＲ値と、を示すグラフである。 従来のＯＦＤＭに対するＢＥＲ値と、ＯＲＣおよびＭＭＳＥＣを用いたＦＳＳ−ＯＦＤＭに対するＢＥＲ値と、を示すグラフである。 fixed QPSK OFDM、fixed 16QAM OFDM、conventional AMS/OFDM、AMS/FSC-OFDM with ORC、AMS/FSC-OFDM with MMSECのスループット（throughput）を示すグラフである。 fixed QPSK OFDM、fixed 16QAM OFDM、conventional AMS/OFDM、AMS/FSC-OFDM with ORC、AMS/FSC-OFDM with MMSECのスループット（throughput）を示すグラフである。
符号の説明
１０１ 送信装置
１０２ 変調部
１０３ マルチプレクサ
１０４ 直並列変換部
１０５ 周波数シンボル拡散ブロック
１０６ 擬似乱数乗算部
１０７ 逆フーリエ変換部
１０８ 並直列変換部
１０９ ガードインターバル付加部
１１０ 送信部
４０１ 受信装置
４０２ 受信部
４０３ ガードインターバル除去部
４０４ 直並列変換部
４０５ フーリエ変換部
４０６ 擬似乱数乗算部
４０７ 検出部
４０８ チャネル評価部
４０９ 並直列変換部
４１０ デコーダ
以下に本発明の実施形態を説明する。なお、以下に説明する実施形態は説明のためのものであり、本願発明の範囲を制限するものではない。したがって、当業者であればこれらの各要素もしくは全要素をこれと均等なものに置換した実施形態を採用することが可能であるが、これらの実施形態も本願発明の範囲に含まれる。
以下に説明する構成では、周波数シンボル拡散およびＭＭＳＥＣ等化を、適応ダウンリンクＯＦＤＭシステムに基づいて行う。
ここで、送信側では、直並列変換されたNsf = NSF個信号のそれぞれを長さNsfの直交拡散符号で拡散してから、結合する。
これにより、各サブキャリアには、同じ強度レートで複数の直並列変換された信号がスーパーインポーズ（superimpose）されることになる。
この場合、周波数選択フェーディングの影響を受けるサブキャリアは、複数の直並列変換された信号のそれぞれについて、同じ強度レートで取得されることになる。
したがって、各周波数シンボル拡散ブロックに対して、同じ変調レベルを割り当てることができるのである。この結果、検出される信号も同じＳＩＮＲで得られることになる。
さらに、各サブキャリアのＳＩＮＲは、同じ周波数シンボル拡散ブロックにおいては、同じ値を呈することとなるから、各ブロックごとに伝送しなければＦＢＩおよびＭＬＩは１個（one piece）だけとなる。これは、従来のＡＭＳ／ＯＦＤＭとは対照的である。
このように、以下に説明するＯＦＤＭシステムでは、ＦＢＩおよびＭＬＩの伝送量を減少させることができる。
しかし、異なる拡散符号の間の直交性が、周波数選択フェーディングのために損われることがありうる。
そこで、本願では、直交性を回復するため、さまざまな周波数等化技術を提案する。たとえば、直交回復結合（ＯＲＣ；Orthogonal Restoration Combining）や最小平均自乗エラー結合（ＭＭＳＥＣ；Minimum Mean Square Error Combining）である。
以下、詳細に説明する。
（チャネルのモデル）
以下では、伝搬チャネルはL個の離散パスからなり、それぞれの時間遅延は異なるものとする。すると、インパルス応答h(τ，t)は、［数１］のように表すことができる。
Figure 0004649601
ここで、hlおよびτlは、それぞれ、l番目の伝搬パスの複素チャネルゲインおよび時間遅延である。また、E|・|を平均を求める演算であるとすると、
Σl=0 L-1 E|hl 2| = 1
が成立する。
チャネル伝達関数H(f,t)は、h(τ,t)のフーリエ変換であり、［数２］のように得られる。
Figure 0004649601
無線伝送において、チャネルスペクトル応答は平坦ではない。L>1のとき、H(f,t)は信号バンド幅の上で定数ではない。
このようなチャネルを周波数選択性フェーディングチャネルと呼ぶが、以下では、適応ダウンリンクＦＳＳ−ＯＦＤＭシステムを評価する目的で、これを考えることとする。
（送信装置）
図１は、本実施形態の適応ダウンリンクＦＳＳ−ＯＦＤＭ／ＴＤＭＡシステムに係る送信装置の概要構成を示す説明図である。以下、本図を参照して説明する。
送信装置１０１は、エンコーダ１１１、変調部１０２、マルチプレクサ１０３、直並列変換部１０４、周波数シンボル拡散ブロック１０５、擬似乱数乗算部１０６、逆フーリエ変換部１０７、並直列変換部１０８、ガードインターバル付加部１０９、送信部１１０を備える。
ここで、伝送信号は、エンコーダ１１１によってエンコードされ、受信装置から送付されたフィードバック情報に基づいて生成された適応変調コマンド（ＡＭＣ；Adaptive Modulation Command）により指定された変調方式により、変調部１０２が変調する。マルチプレクサ１０３は、変調された信号列の先頭にNp個のパイロットシンボルを追加して、マルチプレクスする。
直並列変換部１０４は、この信号を直並列変換してNc個の並列信号を出力する。
出力されたNc個の並列信号は、Nsf = NSF個ごとにグループ（ブロック）化され、各ブロックごとに、周波数シンボル拡散ブロック１０５に与えられる。
具体的には、n番目の並列信号は、floor(n/NSF)番目の周波数シンボル拡散ブロック１０５の、(n-1) mod NSF番目のサブコード処理ブロックに与えられる。
ここで、Nsf = NSFは拡散コード長であり、floor(・)は切捨てを行う演算であり、x mod yはxをyで割った余りを得る演算である。
floor(・)は、上から下へ辺を引きさらに右に直角に辺を描いたものと、上から下へ辺を引きさらに左に直角に辺を描いたものと、の間に、切捨てを行いたい式を表記することによって表現することも可能である（ガウスの記号）。すなわち、floor(x)は、xを超えない最大の整数を返す。
図２は、周波数シンボル拡散ブロックの概要構成を示す説明図である。以下、本図を参照して説明する。
周波数シンボル拡散ブロック１０５に並列信号のブロックが与えられると、これらの並列信号は、それぞれ、長さNSFの直交拡散符号の長さと同じ数だけコピーされる。
コピーされた複素列は、それぞれ、NSF個の直交拡散符号によって拡散されてから結合される。
以下、この様子をさらに詳細に説明する。本図に示すように、各周波数シンボル拡散ブロック１０５に入力としてi0，…，ik，…，iNsf-1が与えられるものとし、出力がo0，…，ok，…，oNsf-1であるものとする。
i0はコピーされて、それそれぞれにc0(0)，…，c0(k)，…，c0(Nsf-1)が乗算される。
……
ikはコピーされて、それそれぞれにck(0)，…，ck(k)，…，ck(Nsf-1)が乗算される。
……
iNsf-1はコピーされて、それそれぞれにcNsf-1(0)，…，cNsf-1(k)，…，cNsf-1(Nsf-1)が乗算される。
i0co(0) + … + ikck(0) + … + iNsf-1cNsf1(0)が出力o0となる。
……
i0co(k) + … + ikck(k) + … + iNsf-1cNsf1(k)が出力okとなる。
……
i0co(Nsf-1) + … + ikck(Nsf-1) + … + iNsf-1cNsf1(Nsf-1)が出力oNsf-1となる。
図１に戻って、この関係をさらに検討する。n番目の並列信号の時間方向にi番目のシンボルが
d(n,i)
であり、|d(n,i)| = 1であるとすると、結合された結果の信号u(n,i)は、［数３］のように表現できる。
Figure 0004649601
これは、
u(n,i) = Σk=0 Nsf-1ck(n mod Nsf)・d(floor(n/Nsf)・Nsf + k，i)
と書くことができる。
ここで、ck(m)は直交拡散系列であり、
|ck(m)| = 1
を満たすとともに、［数４］を満たす。
Figure 0004649601
これは、k = wのとき
Σm=0 Nsf-1 ck(m)・cw(m)* = Nsf；
k ≠ wのとき
Σm=0 Nsf-1 ck(m)・cw(m)* = 0
と書くことができる。ただし、・*は複素共役を求める演算である。
このようにして得られた結合済並列信号に対して、擬似乱数乗算部１０６は、長い擬似乱数スクランブル符号
cPN(0)，cPN(1)，…
によって、周波数ドメインで拡散される。すなわち、信号u(n,i)に、cPN(n)が乗算されることによって、拡散が行われる。
その後に、逆フーリエ変換部１０７は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ；Inverse Fast Fourier Transform）を行う。これによって、伝送されるべきＦＳＳ−ＯＦＤＭ／ＴＤＭＡ信号波形が得られる。
さらに、並直列変換部１０８が並直列変換を行い、ガードインターバル付加部１０９がガードインターバルを付加して、アンテナからなる送信部１１０により信号を送信する。
さて、ダウンリンクＦＳＳ−ＯＦＤＭ／ＴＤＭＡ伝送信号は、これと等価なベースバンド表現において、［数５］のように表記することができる。
Figure 0004649601
ここで、Tsは有効シンボル長であり、Sは、平均伝送強度であり、TはＯＦＤＭシンボル長である。隣接する直交サブキャリアの周波数の間隔は1/Tsである。
長さTgのガードインターバルが、周波数選択性フェーディングによるキャリア間干渉を消去するために挿入される。したがって、［数６］が成り立つ。
Figure 0004649601
［数５］［数６］により、伝送パルスは、［数７］のように得られる。
Figure 0004649601
図３は、周波数シンボル拡散ブロックの入力信号と出力信号の強度スペクトルを示す説明図である。以下、本図を参照して説明する。
本図（ａ）が入力信号のパワースペクトルであり、本図（ｂ）が出力信号のパワースペクトルである。
上述した通り、並列信号d(n,i)はfloor(n/Nsf)番目の周波数シンボル拡散ブロック１０５に与えられる。
入力データd(n,i)は、１つの周波数シンボル拡散ブロック１０５において、Nsf倍にコピーされ、(n mod Nsf)回乗算される。同じ周波数シンボル拡散ブロック１０５において、出力拡散信号が結合される。したがって、全データが周波数ドメインにおいて結合される。
本図（ｂ）に示すように、入力データのエネルギーは、拡散サブコードによってNsf個のサブキャリアに分割され、各サブキャリアには、Nsf個の分割済みデータが含まれることとなる。
この場合、拡散データは、各サブキャリアの強度を変化（増加）させずに周波数ダイバーシティを行ったものとなる。
（受信装置）
受信装置での動作の概要は、以下の通りである。すなわち、ＯＦＤＭ波形が受信されると高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を適用することによって、Nc個の直交サブキャリアに分離され、伝送されたデータは、直交拡散符号とスクランブル符号によって受信された直交サブキャリアを逆拡散することによって得られる。
周波数選択性フェーディングにおいては、拡散符号の間の直交性は破壊される可能性がある拡散符号の間の直交性が壊れた場合、これを補償するため、以下では、ＯＲＣやＭＭＳＥＣなどの周波数等化手法を検知の際に用いる。
以下、詳細に説明する。図４は、本実施形態に係る受信装置の概要構成を示す説明図である。以下、本図を参照して説明する。
受信装置４０１は、受信部４０２、ガードインターバル除去部４０３、直並列変換部４０４、フーリエ変換部４０５、擬似乱数乗算部４０６、検出部４０７、チャネル評価部４０８、並直列変換部４０９、デコーダ４１０を備える。
アンテナからなる受信部４０２を介して受信された信号r(t)に対して、ガードインターバル除去部４０３は、ガードインターバルを除去し、直並列変換部４０４は、直並列変換を行い、フーリエ変換部４０５は、これを高速フーリエ変換して、Nc個のサブキャリアに分解する。
さて、受信信号は、周波数選択性フェーディングによる周波数歪を減少させるため、周波数等化される。伝送データシンボルは、Nc個のサブキャリア上で直交拡散符号が乗算されて得られたものであるから、受信信号r(t)は、等価ベースバンド表現で［数８］のように表すことができる。
Figure 0004649601
ここで、n(t)は片側パワースペクトル密度N0の付加的な白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ；Additive White Gaussian Noise）である。
すると、n番目のサブキャリアr〜(n,i)は、［数９］のように与えられる。
Figure 0004649601
ここで、n＾(n,i)は、平均０、分散2N0/TsのＡＷＧＮである。
ここで、最大のτlがガードインターバル長Tgより短かいと仮定すると、τについての積分は、［数７］より、［数１０］のように得られる。
Figure 0004649601
ここで、εi(t)がシンボル長Tの上でほぼ定数であると仮定する。すなわち、［数１１］と仮定する。
Figure 0004649601
すると、［数１２］が得られる。
Figure 0004649601
この結果、［数９］は、［数１３］のように書き換えることができる。
Figure 0004649601
［数１３］を見ると、受信信号には周波数選択性フェーディングによって生じた周波数歪があることがわかる。この周波数歪を減少させるため、周波数等化結合が必要となる。このために、後述する重みを用いる。
さて、高速フーリエ変換の後、n番目のサブキャリアr〜(n,i)に対して、擬似乱数乗算部４０６がcPN(n)*を乗算する。
さらに検出部４０７では、重みw(n,i)を用いて、［数１４］に示す周波数等化結合を行う。
Figure 0004649601
ここで、k=0,1,…,Nsf-1に対して
u＾(q+k,i)
は、n番目のサブキャリアの重みつき要素であり、［数１５］のように表現できる。
Figure 0004649601
すなわち、擬似乱数乗算部４０６の乗算結果に、さらにw(n,i)を乗じたものである。
このようにして得られたd〜(n,i)は、いわゆる決定変数（decision variable）と呼ばれるものであり、現在の変調方式に応じて、検出部４０７は、決定変数から元の信号（エンコードの結果）を得る。
さらに、並直列変換部４０９が並直列変換し、デコーダ４１０がデコードを行って、伝送信号を得る。
これとは別に、チャネル評価部４０８は、パイロットシンボルがどのような影響を受けているかを調べて、その影響により得られるフィードバック情報を送信装置１０１に送付するとともに、チャネル評価部４０８による評価結果を検出部４０７にも与える。
なお、上記の説明においては、適応変調の詳細およびＦＢＩ、ＭＬＩの送付の手法については、詳細な説明を省略しているが、これらについては、種々の公知の技術を適用することができる。
ただし、上述した通り、本実施形態によれば、ＦＢＩやＭＬＩの送付をブロック単位で行っても、性能の低下は小さい。この点については、後述する実験結果によって確かめる。
以下では、チャネル評価部４０８が重みw(n,i)を定める手法についてさらに説明する。
［数１３］に示すように、周波数選択性フェーディングにより生じる周波数歪を減らすため、周波数等化結合が必要となる。ここでは、Np個のパイロット信号を用いてチャネル評価を行う手法について説明する。
n番目のチャネル応答は、［数１６］のように表すことができる。
Figure 0004649601
ここで、0≦i≦Npに対して、
p(n,i)
は、伝送パイロット信号であり、Pは、その強度である。以下では、このチャネル応答H〜(n/Ts)を用いて、重みを定める手法について説明する。
（ＯＲＣによる手法）
ＯＲＣでは、結合重みを、チャネル伝達関数H(n/Ts)に反比例するものとして、直交性を完全に回復する。したがって、ＯＲＣによる重みwORC(n,i)は、［数１７］により与えられる。
Figure 0004649601
この重みを用いることにより、n番目のサブキャリアのu＾(n,i)は、［数１８］［数１９］のように得られる。
Figure 0004649601
Figure 0004649601
さて、n番目のサブキャリアのi番目のデータシンボルの決定変数d〜(n,i)は、［数２０］のように得られる。
Figure 0004649601
ここで、qはfloor(n/Nsf)・Nsfである。
［数２０］を見ると、第１項が所望の信号であり、第２項が干渉項であり、第３項が雑音項であることがわかる。
第３項から、ＯＲＣ手法により直交性を回復することができることがわかるが、サブキャリアのフェーディングが深い場合には、雑音項が大きくなることもわかる。
（ＭＭＳＥＣによる手法）
ＭＭＳＥＣにおける結合重みwMMSEC(n,i)は、［数２１］により与えられる。
Figure 0004649601
ここで、σ〜は、サブキャリアごとの評価された雑音強度であるが、本実施形態では、各サブキャリアにおける雑音強度σn 〜が、いずれも、全サブキャリアにおいて同じで、σ〜と仮定する。
ここで、各サブキャリアの雑音強度σn 〜は、［数２２］により求めることができる。
Figure 0004649601
仮定により、σn 〜2 = σ〜2であるから、雑音強度σ〜は、［数２３］により定めることができる。
Figure 0004649601
このとき、n番目のサブキャリアのi番目のデータシンボルの決定変数d〜(n,i)は、［数２４］［数２５］のように表現することができる。
Figure 0004649601
Figure 0004649601
ここで、q = floor(n/Nsf)・Nsfである。
（ＦＢＩとＭＬＩ）
図５は、サブキャリアの強度の様子を示す説明図である。本図（ａ）には、従来の手法によるＡＭＳ／ＯＦＤＭの場合の様子が示されており、本図（ｂ）には、本実施形態の手法によるＡＭＳ／ＯＦＤＭの場合の様子が示されている。以下、本図を参照して説明する。
本図ならびに、［数２０］［数２３］を見ると、同じ周波数等化ブロックにおいては、所望の信号、干渉、ノイズパワー比（ＳＩＮＲ）が、同じであることがわかる。
周波数シンボル拡散をベースとした適応ＯＦＤＭでは、各並列信号は長さNsfの直交拡散符号でNsf個のサブキャリアの上で拡散されてから結合される。
したがって、各サブキャリアは、同じパワーレートの並列信号がスーパーインポーズされたものになる。
この場合、周波数選択性フェーディングの影響を受けたサブキャリアも、各並列信号とも、同じパワーレートで得られる。したがって、検出信号のＳＩＮＲも同じとなる。
その結果、本実施形態によれば、各周波数シンボル拡散ブロック１０５について、同じ変調レベルを割り当てることができる。
さらに、各サブキャリアのＳＩＮＲは同じ周波数シンボル拡散ブロック１０５において同じ値を呈するので、各周波数シンボル拡散ブロック１０５ごとに必要なＦＢＩおよびＭＬＩの数は１個であり、これが従来のＡＭＳ／ＯＦＤＭと異なる。
このため、本実施形態によれば、ＦＢＩとＭＬＩの伝送量を減らすことができ、性能の向上を図ることができるようになる。
（実験結果）
以下では、数値シミュレーションによる実験結果について説明する。まず、以下の諸元を用いる。
変調手法は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ。
復調は、コヒーレント検出（coherent detection）。
有効データレートは、毎秒２０Ｍシンボル。
FFTのサイズは、６４。
キャリアの数は、６４。
ガードインターバル長は、１６サンプル時間。
フレームサイズは、２２シンボル（Np = 2、Nd = 20）。
ＦＥＣは、コンボリューションコード（レートR = 1/2、制約長K = 7）。
フェーディングは、７パスレイリーフェーディング。
ドップラ周波数は、１０Ｈｚ。
まず、送信側では、データストリームをエンコードし、上記のコンボリューションコードを適用する。これは、周波数選択性フェーディングチャネル上でＯＦＤＭ信号を伝送するのに効率が良いことがわかっている。
さらに、［数２０］［数２４］により計算されたＡＭＣを用いて、符号化されたビットを、Nc個のサブキャリアの変調シンボルにマップする。
変調信号は直並列変換され、各並列信号は、長さNsfの直交拡散符号（たとえば、ウォルシュ・アダマール符号等。）により拡散される。
これにより、各サブキャリアは、複数の並列信号スーパーインポーズされたものとなり、そのパワーレートは同じになる。
逆フーリエ変換によりＯＦＤＭ時間信号が生成され、巡回拡張（cyclic extension）が挿入された後に、周波数選択性・時間変化無線チャネルの上で伝送される。
図６は、伝送信号が受ける伝送チャネル伝搬の様子を示す説明図である。以下、本図を参照して説明する。
本図に示すモデルは、L = 7のパスレイリーフェーディングが指数的に減衰する形状をしており、パス間隔Tpath = 140nsである。
この場合、周波数選択性フェーディングは深刻な問題となる。
最大ドップラ周波数は１０Ｈｚと仮定する。
受信側では、受信信号を直並列変換し、並列信号を高速フーリエ変換して、信号を周波数ドメインに戻す。
送信側で、各信号を直交拡散符号で拡散したので、各信号は直交拡散符号によって検出することができる。
ただし、周波数選択性フェーディングのために、異なる拡散符号の間の直交性が損われていることがある。
そこで、周波数等化結合技術を用いて、直交性を回復する。本シミュレーションでは、ＯＲＣ手法とＭＭＳＥＣ手法とを、等化手法として採用する。
このようにして等化された信号は、［数２０］［数２４］にしたがって得られた決定変数から復調される。
復調の後、バイナリデータはビタビソフトデコーディングアルゴリズム（Viterbi soft-decoding algorithm）によってデコードされる。
図７は、パケット構造を示す説明図である。以下、本図を参照して説明する。
パケットは６４個のサブキャリアと、２２個のＯＦＤＭシンボルからなる。パイロットシンボルの数Npは２、データの数Ndは２０である。一つのＯＦＤＭシンボルの継続時間は、11.2μsである。
図８は、従来のＯＦＤＭに対するＢＥＲ値と、ＯＲＣおよびＭＭＳＥＣを用いたＦＳＳ−ＯＦＤＭに対するＢＥＲ値と、を示すグラフである。以下、本図を参照して説明する。
ＯＲＣを用いたＦＦＳ−ＯＦＤＭのＢＥＲは、低いEb/N0では、従来のＯＦＤＭよりもＢＥＲが悪くなる。これは、ＯＲＣベースのＦＦＳ−ＯＦＤＭシステムでは、エラーなしの状況でも雑音が生じるからである。
一方、ＭＭＳＥＣ手法は、最良のＢＥＲ性能を出しているが、これは、全サブキャリアを用いて雑音の影響を抑える一方で、パワーロスを最小化しているからである。
図９は、ＭＭＳＥＣにおいてNsf = 2，4，16，64の場合のＦＦＳ−ＯＦＤＭのＢＥＲ値を示すグラフである。以下、本図を参照して説明する。
本図に示す通り、Nsfが大きくなると、ＢＥＲは改善される。これは、ＦＦＳ−ＯＦＤＭは、周波数ダイバーシティを行っているからである。Nsfが小さいと、連続するサブキャリアの相関が強くなり、周波数ダイバーシティの程度が低くなる。このように、ＦＦＳ−ＯＦＤＭでは、大きなNsfにより周波数ダイバーシティの程度を高くすることができる。
しかし、Nsfをあまりに大きくすると、拡散バンド幅がコヒーレントバンド幅より広くなってしまう。
図１０は、ＯＲＣおよびＭＭＳＥＣに対して種々のNsfについて、コンボリューションコードを用いたＦＦＳ−ＯＦＤＭのＢＥＲを示すものである。以下、本図を参照して説明する。
本図に示すように、様々なNsfにおいて異なるＢＥＲが得られている。
ただし、ＦＥＣおよびインターリーブを用いることにより、Nsfが同じ場合には、ＢＥＲが近似的に同じ性能を示すと見ることができる。したがって、ＦＥＣおよびインターリーブを用いると、周波数ダイバーシティを十分に行うことができる。
図１１は、fixed QPSK OFDM、fixed 16QAM OFDM、conventional AMS/OFDM、AMS/FSC-OFDM with ORC、AMS/FSC-OFDM with MMSECのスループット（throughput）を示すグラフである。以下、本図を参照して説明する。
本実施形態に係るAMS/FSC-OFDM with ORC、AMS/FSC-OFDM with MMSECでは、適切な変調を行うために、ＦＢＩとして必要なＳＩＮＲはたった一つであるため、この点が従来の手法に係るfixed QPSK OFDM、fixed 16QAM OFDM、conventional AMS/OFDMと異なる。
したがって、本実施形態のシステムは、スループット性能が最良となる。
一方、convensional AMS/OFDMシステムでは、ＭＬＩをデータとして伝送するので、本実施形態のシステムよりも伝送レートが低くなる。
図１２は、従来（conventional）のＡＭＳ／ＯＦＤＭと、本実施形態（proposed）のＡＭＳ／ＦＳＳ−ＯＦＤＭのＦＢＩおよびＭＬＩの伝送量を、Nsf = 4，16，64について示すグラフである。以下、本図を参照して説明する。
本図に示すように、本実施形態のＡＭＳ／ＦＳＳ−ＯＦＤＭのNsf = 64のときのＦＢＩおよびＭＬＩの伝送量をαとすると、本実施形態のＡＭＳ／ＦＳＳ−ＯＦＤＭのNsf = 16のときの伝送量は４αであり、本実施形態のＡＭＳ／ＦＳＳ−ＯＦＤＭのNsf = 4のときの伝送量は１６αであり、従来のＡＭＳ／ＯＦＤＭの伝送量は約６４αとなる。
したがって、本実施形態のＡＭＳ／ＦＳＳ−ＯＦＤＭのＦＢＩおよびＭＬＩの伝送量をαは、格段に小さいことがわかる。
以上説明したように、本発明によれば、適応ＯＦＤＭ通信の性能を向上させるのに好適な送信装置、受信装置、送信方法、受信方法、これらをコンピュータを用いて実現するプログラムを記録したコンピュータ読取可能な情報記録媒体、ならびに、当該プログラムを提供することができる。

Claims (14)

  1. 伝送信号をNc個に直並列変換して複数の信号を出力する直並列変換部であって、当該複数の信号のうち、n番目の信号の時間方向にi番目のシンボルが
    d(n,i)
    である直並列変換部、
    前記出力された複数の信号d(n,i)に対して、長さNsfの複素直交拡散系列ck(m)であって
    |ck(m)| = 1
    であり、k = wのとき
    Σm=0 Nsf-1 ck(m)・cw(m)* = Nsf；
    k ≠ wのとき
    Σm=0 Nsf-1 ck(m)・cw(m)* = 0
    である複素直交拡散系列c k (m)と、複素共役を求める演算(・)* と、切捨てを行う演算floor(・)と、を用いて、当該複数の信号のうち、n番目の信号の時間方向にi番目のシンボルが
    u(n,i) = Σk=0 Nsf-1ck(n mod Nsf)・d(floor(n/Nsf)・Nsf + k，i)
    である複数の信号u(n,i)を出力する周波数シンボル拡散部、
    前記出力された複数の信号u(n,i)のそれぞれに対して、擬似乱数符号系列
    cPN(0)，cPN(1)，…
    のうち、
    cPN(n)
    を乗じて出力する擬似乱数乗算部、
    前記出力された複数の信号cPN(n)・u(n,i)を、逆フーリエ変換して複数の信号を出力する逆フーリエ変換部、
    前記逆フーリエ変換されて出力された複数の信号を並直列変換する並直列変換部、
    前記並直列変換された結果の信号を送信する送信部
    を備え、
    信号d(0,i)，d(1,i)，…，d(Nsf-1,i)からなる信号群と、信号d(Nsf,i)，d(Nsf+1,i)，…，d(2×Nsf-1,i)からなる信号群と、…、信号d(Nc-Nsf,i)，d(Nc-Nsf+1,i)，…，d(Nc-1,i)からなる信号群と、のそれぞれは、受信装置から通知された信号群ごとのフィードバック情報に基づいて割り当てられた変調レベルにより、変調される
    ことを特徴とする送信装置。
  2. 請求項１に記載の送信装置と通信する受信装置であって、
    前記送信装置から送信された信号を受信する受信部、
    前記受信された信号をNc個に直並列変換して複数の信号を出力する直並列変換部、
    前記直並列変換されて出力された複数の信号をフーリエ変換して複数の信号を出力するフーリエ変換部であって、前記フーリエ変換されて出力される複数の信号のうち、n番目の信号の時間方向にi番目のシンボルが
    r〜(n,i)
    であるフーリエ変換部、
    前記フーリエ変換されて出力された複数の信号r〜(n,i)のそれぞれに対して、当該擬似乱数符号系列のうち、
    cPN(n)
    の複素共役
    cPN(n)*
    を乗じて出力する擬似乱数乗算部、
    当該n番目の信号のi番目のシンボルに対する重み
    w(n,i)
    を計算する重み計算部、
    当該複素共役cPN(n)*を乗じて出力された複数の信号に対して、前記計算された重みw(n,i)を乗じて、複数の信号
    u＾(n,i) = w(n,i)・cPN(n)*・r〜(n,i)
    を出力する検出部、
    前記出力された複数の信号u＾(n,i)に対して周波数等化結合を行って複数の信号を出力する周波数等化結合部であって、当該複数の信号のうち、n番目の信号の時間方向にi番目のシンボルが
    d〜(n,i) = Σk=0 Nsf-1 u＾(floor(n/Nsf)・Nsf + k，i)・cn mod Nsf(k)*
    である周波数等化結合部、
    前記出力された複数の信号d〜(n,i)を並直列変換して伝送信号を得る並直列変換部、
    前記当該複素共役c PN (n) * を乗じて出力された複数の信号のうち、0番目からNsf-1番目までの信号からなる信号群と、Nsf番目から2×Nsf-1番目までの信号からなる信号群と、…、Nc-Nsf番目からNc-1番目までの信号からなる信号群と、のそれぞれが受けている影響を調べ、信号群ごとのフィードバック情報を前記送信装置に通知するチャネル評価部、
    を備えることを特徴とする受信装置。
  3. 請求項２に記載の受信装置であって、
    前記送信装置により送信された強度P、長さNp、有効シンボル長Tsのパイロット信号p(n,i)を用いて、チャネル伝達関数H〜(n/Ts)を
    H〜(n/Ts) = 1/(Np・(2P/Nc)1/2)Σi=0 Np-1 r〜(n,i)・p(n,i)*・cPNi*
    により計算するチャネル伝達関数計算部
    をさらに備え、
    当該重みw(n,i)を、当該チャネル伝達関数H〜(n/Ts)から定める
    ことを特徴とする受信装置。
  4. 請求項３に記載の受信装置であって、
    当該重みw(n,i)を
    w(n,i) = 1/H〜(n/Ts)
    と定める
    ことを特徴とする受信装置。
  5. 請求項３に記載の受信装置であって、
    複数の信号r〜(n,i)ごとに評価された雑音強度の平均σ〜 2により、当該重みw(n,i)を、平均伝送電力Sに対して、
    w(n,i) = (2S/Nc)1/2・H〜(n/Ts)/(|(2S/Nc)1/2・H〜(n/Ts)|2 + 2σ2)
    と定める
    ことを特徴とする受信装置。
  6. 伝送信号をNc個のサブキャリアに対応する複数の信号に直並列変換して出力する直並列変換工程であって、当該複数の信号のうち、n番目の信号の時間方向にi番目のシンボルが
    d(n,i)
    である直並列変換工程、
    前記出力された複数の信号d(n,i)に対して、長さNsfの複素直交拡散系列ck(m)であって
    |ck(m)| = 1
    であり、k = wのとき
    Σm=0 Nsf-1 ck(m)・cw(m)* = Nsf；
    k ≠ wのとき
    Σm=0 Nsf-1 ck(m)・cw(m)* = 0
    である複素直交拡散系列c k (m)と、複素共役を求める演算(・)* と、切捨てを行う演算floor(・)と、を用いて、当該複数の信号のうち、n番目の信号の時間方向にi番目のシンボルが
    u(n,i) = Σk=0 Nsf-1ck(n mod Nsf)・d(floor(n/Nsf)・Nsf + k，i)
    である複数の信号u(n,i)を出力する周波数シンボル拡散工程、
    前記出力された複数の信号u(n,i)のそれぞれに対して、擬似乱数符号系列
    cPN(0)，cPN(1)，…
    のうち、
    cPN(n)
    を乗じて出力する擬似乱数乗算工程、
    前記出力された複数の信号cPN(n)・u(n,i)を、逆フーリエ変換して複数の信号を出力する逆フーリエ変換工程、
    前記逆フーリエ変換されて出力された複数の信号を並直列変換する並直列変換工程、
    前記並直列変換された結果の信号を送信する送信工程
    を備え、
    信号d(0,i)，d(1,i)，…，d(Nsf-1,i)からなる信号群と、信号d(Nsf,i)，d(Nsf+1,i)，…，d(2×Nsf-1,i)からなる信号群と、…、信号d(Nc-Nsf,i)，d(Nc-Nsf+1,i)，…，d(Nc-1,i)からなる信号群と、のそれぞれは、信号群ごとのフィードバック情報に基づいて割り当てられた変調レベルにより、変調される
    ことを特徴とする送信方法。
  7. 請求項６に記載の送信方法による信号を受信する受信方法であって、
    前記送信方法により送信された信号を受信する受信工程、
    前記受信された信号をNc個に直並列変換して複数の信号を出力する直並列変換工程、
    前記直並列変換されて出力された複数の信号をフーリエ変換して複数の信号を出力するフーリエ変換部であって、前記フーリエ変換されて出力される複数の信号のうち、n番目の信号の時間方向にi番目のシンボルが
    r〜(n,i)
    であるフーリエ変換工程、
    前記フーリエ変換されて出力された複数の信号r〜(n,i)のそれぞれに対して、当該擬似乱数符号系列のうち、
    cPN(n)
    の複素共役
    cPN(n)*
    を乗じて出力する擬似乱数乗算工程、
    当該n番目の信号のi番目のシンボルに対する重み
    w(n,i)
    を計算する重み計算工程、
    当該複素共役cPN(n)*を乗じて出力された複数の信号に対して、前記計算された重みw(n,i)を乗じて、複数の信号
    u＾(n,i) = w(n,i)・cPN(n)*・r〜(n,i)
    を出力する検出工程、
    前記出力された複数の信号u＾(n,i)に対して周波数等化結合を行って複数の信号を出力する周波数等化結合部であって、当該複数の信号のうち、n番目の信号の時間方向にi番目のシンボルが
    d〜(n,i) = Σk=0 Nsf-1 u＾(floor(n/Nsf)・Nsf + k，i)・cn mod Nsf(k)*
    である周波数等化結合工程、
    前記出力された複数の信号d〜(n,i)を並直列変換して伝送信号を得る並直列変換工程、
    前記当該複素共役c PN (n) * を乗じて出力された複数の信号のうち、0番目からNsf-1番目までの信号からなる信号群と、Nsf番目から2×Nsf-1番目までの信号からなる信号群と、…、Nc-Nsf番目からNc-1番目までの信号からなる信号群と、のそれぞれが受けている影響を調べ、信号群ごとのフィードバック情報を得るチャネル評価工程、
    を備えることを特徴とする受信方法。
  8. 請求項７に記載の受信方法であって、
    前記送信方法により送信された強度P、長さNp、有効シンボル長Tsのパイロット信号p(n,i)を用いて、チャネル伝達関数H〜(n/Ts)を
    H〜(n/Ts) = 1/(Np・(2P/Nc)1/2)Σi=0 Np-1 r〜(n,i)・p(n,i)*・cPNi*
    により計算するチャネル伝達関数計算工程
    をさらに備え、
    当該重みw(n,i)を、当該チャネル伝達関数H〜(n/Ts)から定める
    ことを特徴とする受信方法。
  9. 請求項８に記載の受信方法であって、
    当該重みw(n,i)を
    w(n,i) = 1/H〜(n/Ts)
    と定める
    ことを特徴とする受信方法。
  10. 請求項８に記載の受信方法であって、
    複数の信号r〜(n,i)ごとに評価された雑音強度の平均σ〜 2により、当該重みw(n,i)を、平均伝送電力Sに対して
    w(n,i) = (2S/Nc)1/2・H〜(n/Ts)/(|(2S/Nc)1/2・H〜(n/Ts)|2 + 2σ2)
    と定める
    ことを特徴とする受信方法。
  11. コンピュータを、請求項１に記載の送信装置として機能させることを特徴とするプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な情報記録媒体。
  12. コンピュータを、請求項２から５のいずれか１項に記載の受信装置として機能させることを特徴とするプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な情報記録媒体。
  13. コンピュータを、請求項１に記載の送信装置として機能させることを特徴とするプログラム。
  14. コンピュータを、請求項２から５のいずれか１項に記載の受信装置として機能させることを特徴とするプログラム。
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