JPWO2009001853A1 - 受信機及び受信方法 - Google Patents

Abstract

本発明の受信機は、到来した遅延波群に基づいてブロック分割設定値を設定するブロック分割設定部と、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、ブロック分割設定部により設定されたブロック分割設定値と、レプリカ信号とを用いて受信信号から所定の時間帯ごとに遅延波を除去する遅延波除去部と、遅延波除去部が所定の時間帯ごとに遅延波を除去した信号を合成する合成部と、合成部が合成した信号に対して判定を行う判定部とを備える。

Description

本発明は、受信機及び受信方法、特に、マルチキャリア方式により信号を送受信する受信機及び受信方法に関する。
本願は、２００７年６月２６日に、日本に出願された特願２００７−１６７４０６号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。

基地局装置と端末の間に中継器を用いたリレー通信や複数の端末を経由して通信を行うマルチホップ通信などのような複数の経路を通る通信では、端末において、図１６に示すように複数の遅延波が固まって構成されている遅延波群が大きな遅延を伴って複数到来する。図１６ではその一例として３つの遅延波群が到来した様子を示している。
図１６において、横軸は時間、縦軸に端末が受信する受信波の瞬時電力を示す。図から分かるように、この端末には１番目の遅延波群、２番目の遅延波群、３番目の遅延波群がそれぞれ順次、時間間隔をおいて到来する。
そのような環境では、遅延波がガードインターバル（ＧＩ：Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）区間を越えて到来することになる。ガードインターバル区間とは、マルチキャリア方式でデータを伝送する際にデータの信号に付加する冗長部分のことである。

マルチキャリア伝送において、ガードインターバル区間を越える遅延波が存在すると、前のシンボルがＦＦＴ（高速フーリエ変換：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）区間に入り込むことにより生じる、シンボル間干渉（ＩＳＩ：Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）や、高速フーリエ変換区間にシンボルの切れ目、つまり信号の不連続区間が入ることによって生じるキャリア間干渉（ＩＣＩ：Ｉｎｔｅｒ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が生じる。

図１７は、マルチパス環境を経て無線送信機から無線受信機に到達する信号を示す図である。ここでは、横軸に時間に取っている。シンボルｓ１〜ｓ４はマルチパス環境を経て、無線送信機から無線受信機に到達する信号を示しており、４つのマルチパスを経由して到達している。シンボルの前には、シンボルの後半部分をコピーしたガードインターバルＧＩが付加されている。

上から１番目の信号ｓ１は直達波、２番目の信号ｓ２はガードインターバルＧＩ以内の遅延ｔ１が生じた遅延波を示している。また３番目、４番目の遅延波である信号ｓ３、ｓ４はガードインターバルＧＩを超える遅延ｔ２、ｔ３が生じた遅延波を示している。

３番目、４番目の遅延波の信号ｓ３、ｓ４の前にある斜線部は、所望シンボルの前のシンボルが所望シンボルのＦＦＴ区間に入った部分を示す。区間ｔ４は所望シンボルのＦＦＴ区間を示しており、前記斜線部分が上記ＩＳＩ成分となる。ＩＳＩ成分は、干渉成分であるので、復調時の特性劣化の原因となる。また、３番目、４番目の遅延波の信号ｓ３、ｓ４では、区間ｔ４にシンボルの切れ目Ｋが入ることになり、これが上記ＩＣＩの原因となる。

図１８（ａ）及び図１８（ｂ）は、マルチキャリア方式による信号の送受信において、サブキャリア間が直交している様子と、ＩＣＩによりサブキャリア間で干渉が生じる様子を示す図である。図１８（ａ）はＩＣＩが生ぜずサブキャリア間で干渉が生じない様子を示しており、図１８（ｂ）はＩＣＩによりサブキャリア間で干渉が生じている様子を示している。

ガードインターバルＧＩを超える遅延波が存在しない場合には、図１８（ａ）のように、点線部分の周波数に注目すると、ある一つのサブキャリア成分のみが含まれ、他のサブキャリア成分が含まれない状態にある。このような状態は、サブキャリア間の直交性が保たれている状態である。通常のマルチキャリア通信ではこの状態で復調を行う。

これに対し、ガードインターバルＧＩを超える遅延波が存在する場合には、図１８（ｂ）のように、点線部分の周波数に注目すると、所望のサブキャリア成分以外にも隣接するサブキャリアの成分が含まれ、干渉していることになる。この様な状態は、サブキャリア間の直交性が保たれていない状態である。ＩＣＩ成分は特性劣化の原因となる。

前記ガードインターバルＧＩを超える遅延波が存在する場合の、ＩＳＩ、ＩＣＩによる特性劣化を改善するための一手法が以下の特許文献１で提案されている。この従来技術では、一度復調動作を行った後、誤り訂正結果（ＭＡＰ復号器出力）を利用し、前記ＩＳＩ成分、および前記ＩＣＩ成分を含む所望以外のサブキャリアの複製信号（レプリカ信号）を作成した後、これを受信信号から除去したものに対し、再度復調動作を行うことにより、ＩＳＩ、ＩＣＩによる特性改善を行っている。

一方、前記マルチキャリア伝送方式と、ＣＤＭ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：符号分割多重）方式を組み合わせた方式として、ＭＣ−ＣＤＭ（Ｍｕｌｔｉ Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式が提案されている。

図１９（ａ）及び図１９（ｂ）は、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式におけるサブキャリアと各サブキャリアに対応する直交符号の関係を示す図である。これらの図では、横軸に周波数を取っている。図１９（ａ）は、一例として、ＭＣ−ＣＤＭ方式における８個のサブキャリアを示している。また、図１９（ｂ）は、各サブキャリアに対応する直交符号として、Ｃ_８，１、Ｃ_８，２、Ｃ_８，７の３種類を示している。ここで、Ｃ_８，１＝（１，１，１，１，１，１，１，１）、Ｃ_８，２＝（１，１，１，１，−１，−１，−１，−１）、Ｃ_８，７＝（１，−１，−１，１，１，−１，−１，１）である。データに対しこの３種類の直交符号を掛けることにより、３つのデータ系列を同一時間、同一周波数を用いて、多重し通信を行うことができるのがＭＣ−ＣＤＭ方式の特徴の一つとなっている。

なお、Ｃ_８，１、Ｃ_８，２、Ｃ_８，７の３種類の直交符号は全て周期が８の直交符号であり、一周期の間で加算を行うことにより直交符号間でデータの分離を行うことができる。なお、図１９（ａ）中のＳＦｆｒｅｑは前記直交符号の周期を示している。例えば、Ｃ_８，１とＣ_８，１の内積は１である。これに対して、Ｃ_８，１とＣ_８，２の内積は０である。

図２０（ａ）及び図２０（ｂ）は、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式の信号が空中を伝搬し、無線受信機において受信された際の符号Ｃ’_８，１、Ｃ’_８，２、Ｃ’_８，７、Ｃ’’_８，１、Ｃ’’_８，２、Ｃ’’_８，７の様子を示す図である。図２０（ａ）は前記直交符号の周期中で周波数変動がない場合を示している。このとき、Ｃ’_８，１で逆拡散（ｄｅｓｐｒｅａｄｉｎｇ）する。つまりＣ’_８，１との内積をとる、すなわちＳＦｆｒｅｑ内の全ての値を足した場合、Ｃ’_８，１は４となり、Ｃ’_８，２、Ｃ’_８，７は０となる。この様な状況を、符号間の直交性が保たれているという。

これに対し、図２０（ｂ）のように前記直交符号の周期中で周波数変動が存在する場合には、Ｃ’’_８，１で逆拡散した場合、すなわちＣ’’_８，１との内積をとった場合、Ｃ’’_８，１は５、Ｃ’’_８，２は３、Ｃ’’_８，７は０となる。つまり、Ｃ’’_８，１とＣ’’_８，２の間で干渉成分が存在し、符号間の直交性が保たれていない状況となる。このように、伝搬路の周波数変動が早い（周波数方向に早く変動する）場合には、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式においては、コード間干渉（Ｍｕｌｔｉ Ｃｏｄｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が特性劣化の原因となる。

前記符号間の直交性の崩れによる特性劣化を改善するための一手法が、特許文献２及び非特許文献１に記載されている。これらの従来技術では、下りリンク、上りリンクの違いはあるが、双方ともＭＣ−ＣＤＭＡ通信時のコード多重によるコード間干渉を取り除くため、誤り訂正後、または逆拡散後のデータを用いて、所望コード以外の信号を除去することにより、特性の改善を図っている。
特開２００４−２２１７０２号公報 特開２００５−１９８２２３号公報 "Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｏｆ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ ＯＦＣＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ−Ｐａｒｔ Ｉ：Ｈｙｂｒｉｄ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ"、Ｚｈｏｕ、Ｙ．；Ｗａｎｇ、Ｊ．； Ｓａｗａｈａｓｈｉ、Ｍ．Ｐａｇｅ（ｓ）：７１８− ７２９、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ（Ｖｏｌ．５３、Ｉｓｓｕｅ４）

しかしながら上述した技術においては、サブキャリア数の多いマルチキャリア信号及びＭＣ−ＣＤＭ信号を復調する際の演算量が増加するという問題があった。また、ＭＣ−ＣＤＭ時のコード間干渉を取り除く際に、コード多重数分だけ演算量が増加するという問題があった。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、送信機から受信した信号を復調する際の演算量を減らすことができる受信機及び受信方法を提供することにある。

（１） 本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、本発明の一態様による受信機は、到来した遅延波群に基づいてブロック分割設定値を設定するブロック分割設定部と、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、前記ブロック分割設定部により設定された前記ブロック分割設定値と、前記レプリカ信号とを用いて受信信号から所定の時間帯ごとに遅延波を除去する遅延波除去部と、前記遅延波除去部が所定の時間帯ごとに遅延波を除去した信号を合成する合成部と、前記合成部が合成した信号に対して判定を行う判定部とを備える。
本発明では、到来した遅延波群に基づいてブロック分割を行い、ブロック分割により設定されたブロック分割設定値とレプリカ信号とを用いて受信信号から所定の時間帯ごとに遅延波を除去し、その所定の時間帯ごとに遅延波を除去した信号を合成し、その合成した信号に対して判定を行うようにした。これにより、遅延波を除去した信号に対してＦＦＴの処理を行うことが可能となるとともに、遅延波を除去することにより周波数選択性を減らした信号に対して逆拡散の処理を行うことが可能となり、コード数に関係のない演算量で、コード間干渉の除去を行うことができるため、送信機から受信した信号を受信機で復調する際の演算量を減らすことができる。

（２） また、本発明の一態様による受信機の前記ブロック分割設定部は、各遅延波群の始点と終点に基づいてクラスタ化し、前記クラスタに基づいて、前記ブロック分割設定値を設定する。

（３） また、本発明の一態様による受信機の前記ブロック分割設定部は、電力、パス数、時間のいずれかが所定値よりも小さいクラスタをブロックから除く。

（４） また、本発明の一態様による受信機の前記ブロック分割設定部は、電力、パス数、時間のいずれかが所定値よりも小さいクラスタを他のクラスタと同じブロックとして用いる。

（５） また、本発明の一態様による受信機の前記ブロック分割設定部は、遅延波群の始点と終点を所定の電力に基づいて設定する。

（６） また、本発明の一態様による受信機の前記ブロック分割設定部は、遅延波群の始点と終点をチャネルインパルス応答推定値の極値に基づいて設定する。

（７） また、本発明の一態様による受信機の前記ブロック分割設定部は、遅延波群の始点と終点をチャネルインパルス応答推定値の接線角度又は傾きに基づいて設定する。

（８） また、本発明の一態様による受信機の前記ブロック分割設定部は、遅延波群の始点と終点を、所定の電力、チャネルインパルス応答推定値の極値、チャネルインパルス応答推定値の接線角度又は傾きを複合的に用いて設定する。

（９） また、本発明の一態様による受信方法は、到来した遅延波群に基づいてブロック分割設定値を設定するブロック分割設定過程と、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成過程と、前記ブロック分割設定過程により設定された前記ブロック分割設定値と、前記レプリカ信号とを用いて受信信号から所定の時間帯ごとに遅延波を除去する遅延波除去過程と、前記遅延波除去過程で所定の時間帯ごとに遅延波を除去した信号を合成する合成過程と、前記合成過程で合成した信号に対して判定を行う判定過程とを実行する。

本発明の受信機及び受信方法によれば、送信機から受信した信号を復調する際の演算量を減らすことができる。

本発明の第１の実施形態の無線受信機に対して信号を送信する無線送信機の構成を示す概略ブロック図である。 無線送信機から無線受信機に送信されたマルチキャリア信号のフレームフォーマットを示す図である。 本発明の第１の実施形態による無線受信機の構成を示す概略ブロック図である。 本発明の第１の実施形態によるＭＡＰ検出部の構成の一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態による無線受信機の動作の一例を示すフローチャートである。 本発明の第１の実施形態によるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。 本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラブロック部におけるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。 本発明の第１の実施形態による伝搬路・雑音電力推定部の構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態によるクラスタ化の説明に用いる図である。 本発明の第３の実施形態によるクラスタ化の説明に用いる図である。 本発明の第１の実施形態と第３の実施形態によるクラスタ化とを比較した説明図である。 本発明の第４の実施形態によるクラスタ化の説明に用いる図である。 本発明の第５の実施形態によるクラスタ化の説明に用いる図である。 本発明の第６の実施形態によるクラスタ化の説明に用いる図である。 本発明の第７の実施形態によるクラスタ化の説明に用いる図である。 遅延波群の説明に用いる図である。 マルチパス環境を経て無線送信機から無線受信機に到達する信号を示す図である。 マルチキャリア方式による信号の送受信において、サブキャリア間が直交している様子と、ＩＣＩによりサブキャリア間で干渉が生じる様子を示す図である。 ＭＣ−ＣＤＭＡ方式におけるサブキャリアと各サブキャリアに対応する直交符号の関係を示す図である。 ＭＣ−ＣＤＭＡ方式の信号が空中を伝搬し、無線受信機において受信された際の符号の様子を示す図である。

符号の説明

１・・・Ｓ／Ｐ変換部、２−１〜２−４・・・コード毎信号処理部、３・・・誤り訂正符号化部、４・・・ビットインタリーバ部、５・・・変調部、６・・・シンボルインタリーバ部、７・・・周波数−時間拡散部、８・・・ＤＴＣＨ多重部、９・・・ＰＩＣＨ多重部、１０・・・スクランブリング部、１１・・・ＩＦＦＴ部、１２・・・ＧＩ挿入部、２１・・・シンボル同期部、２２・・・伝送路・雑音電力推定部、２３・・・ＭＡＰ検出部、２４−１〜２４−４・・・コード毎ＭＡＰ復号部、２５・・・ビットデインタリーバ部、２６・・・ＭＡＰ復号部、２７・・・加算部、２８・・・レプリカ信号作成部、２９−１〜２９−４・・・コード毎シンボル生成部、３０・・・ビットインタリーバ部、３１・・・シンボル生成部、３２・・・シンボルインタリーバ部、３３・・・周波数−時間拡散部、３４・・・ＤＴＣＨ多重部、３５・・・ＰＩＣＨ多重部、３６・・・スクランブリング部、３７・・・ＩＦＦＴ部、３８・・・ＧＩ挿入部、３９・・・Ｐ／Ｓ変換部、４１・・・遅延波レプリカ生成部、４２・・・加算部、４３・・・ＧＩ除去部、４４・・・ＦＦＴ部、４５−１〜４５−３・・・ソフトキャンセラブロック部、４６・・・ＭＭＳＥフィルタ部、４７−１〜４７−４・・・コード毎対数尤度比出力部、４８・・・逆拡散部、４９・・・シンボルデインタリーバ部、５０・・・軟判定出力部、６１・・・伝搬路推定部、６２・・・プリアンブルレプリカ生成部、６３・・・雑音電力推定部、７０・・・ＭＡＣ部、７１・・・フィルタリング部、７２・・・Ｄ／Ａ変換部、７３・・・周波数変換部、７４・・・送信アンテナ、７５・・・受信アンテナ、７６・・・周波数変換部、７７・・・Ａ／Ｄ変換部、７９・・・ブロック分割設定部

（第１の実施形態）
本実施形態では、ガードインターバルを超える遅延波に起因するＩＳＩおよびＩＣＩや、伝搬路の周波数選択性に起因するコード間干渉が存在する場合においても良好な特性を得ることのできる無線受信機について説明する。

図１は、本発明の第１の実施形態の無線受信機に対して信号を送信する無線送信機の構成を示す概略ブロック図である。この無線送信機は、Ｓ／Ｐ（Ｓｅｒｉａｌ ／ Ｐａｒａｌｌｅｌ：シリアル／パラレル）変換部１、コード毎信号処理部２−１〜２−４、ＤＴＣＨ（Ｄａｔａ Ｔｒａｆｆｉｃ Ｃｈａｎｎｅｌ：データトラフィックチャネル）多重部８、ＰＩＣＨ（Ｐｉｌｏｔ Ｃｈａｎｎｅｌ：パイロットチャネル）多重部９、スクランブリング部１０、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：逆高速フーリエ変換）部１１、ＧＩ挿入部１２を備える。コード毎信号処理部２−１〜２−４は、それぞれ誤り訂正符号化部３、ビットインタリーバ部４、変調部５、シンボルインタリーバ部６、周波数−時間拡散部７を備える。

Ｓ／Ｐ変換部１には、ＭＡＣ（Ｍｅｄｉａ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ：媒体アクセス制御）部７０から出力された情報信号が入力され、Ｓ／Ｐ変換部１の直列−並列変換の出力がコード毎信号処理部２−１〜２−４に入力される。なお、コード毎信号処理部２−２〜２−４の構成は、コード毎信号処理部２−１と同じであるので、それらを代表して、以下にコード毎信号処理部２−１について説明する。

コード毎信号処理部２−１に入力された信号は、誤り訂正符号化部３においてターボ符号化、もしくはＬＤＰＣ（Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ）符号化、畳み込み符号化などいずれかの誤り訂正符号化処理が行われ、誤り訂正符号化部３の出力はビットインタリーバ部４により、周波数選択性フェージングによる受信電力の落ち込みに基づいてバースト誤りが生ずるのを改善するために、ビット毎にその順番を適切な順序で入れ替えられて出力される。

ビットインタリーバ部４の出力は、変調部５において、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：２相位相偏移変調）、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：４相位相偏移変調）、１６ＱＡＭ（１６ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：１６値直交振幅変調）、６４ＱＡＭ（６４ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：６４値直交振幅変調）などのシンボル変調処理が行われる。変調部５の出力はシンボルインタリーバ部６によりバースト誤りの改善のためにシンボル毎にその順番を適切な順序で入れ替えられる。シンボルインタリーバ部６の出力は周波数−時間拡散部７により所定の拡散コード（チャネライゼーションコード）で拡散される。ここでは、拡散コードとしてＯＶＳＦ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｓｐｒｅａｄ Ｆａｃｔｏｒ）符号を用いているが、他の拡散コードを用いても良い。

なお、無線送信機はコード毎信号処理部２−２〜２−４を、コード多重数Ｃ_ｍｕｘ（Ｃ_ｍｕｘは１又は１よりも大きい自然数）備えている。ここではＣ_ｍｕｘ＝４の場合を示している。異なる拡散コードで拡散された信号が、コード毎信号処理部２−１の出力として出力され、ＤＴＣＨ多重部８にて多重（加算処理）される。続いて、ＰＩＣＨ多重部９において、伝搬路推定などに使用するパイロットチャネルＰＩＣＨが所定の位置に挿入（時間多重）される。

その後、スクランブリング部１０において基地局装置に固有のスクランブリングコードにてスクランブルされた後、ＩＦＦＴ部１１において周波数時間変換が行われる。次に、ＧＩ挿入部１２においてガードインターバルＧＩの挿入が行われた後、フィルタリング部７１によるフィルタリング処理、Ｄ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ ／ Ａｎａｌｏｇ：デジタル／アナログ）変換部７２によるデジタルアナログ変換処理、周波数変換部７３による無線周波数への周波数変換処理などが行われた後、送信アンテナ７４から送信信号として無線受信機に送信される。

図１では、コード毎信号処理部２−２〜２−４にビットインタリーバ部４及びシンボルインタリーバ部６の双方が配置されているが、これはいずれか一方だけ配置しても良い。
更に、コード毎信号処理部２−２〜２−４にビットインタリーバ部４及びシンボルインタリーバ部６の双方を配置しなくても良い。

図２は、無線送信機から無線受信機に送信されたマルチキャリア信号のフレームフォーマットを示す図である。図２では、横軸に時間、縦軸に受信電力をとっている。図に示すように、パイロットチャネルＰＩＣＨはフレームの前後及び中央に配置されている。データの伝送に用いられるデータトラフィックチャネルは、１つのフレームの前半と後半に配置されており、Ｃ_ｍｕｘ個の異なる拡散コードにて拡散された信号が、コード多重されている。ここでは、Ｃ_ｍｕｘ＝４の場合をデータが４個積み重なった様子で模式的に示している。また、パイロットチャネルＰＩＣＨの受信電力と、データトラフィックチャネルの１コードあたりの受信電力の比を、Ｐ_{ＰＩＣＨ／ＤＴＣＨ}で表して図示している。

図３は、本発明の第１の実施形態による無線受信機の構成を示す概略ブロック図である。この無線受信機は、シンボル同期部２１、伝搬路・雑音電力推定部２２、ＭＡＰ検出部２３、コード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４、レプリカ信号作成部２８、Ｐ／Ｓ（Ｐａｒａｌｌｅｌ ／ Ｓｅｒｉａｌ：パラレル／シリアル）変換部３９を備えている。

レプリカ信号作成部２８は、コード毎シンボル生成部２９−１〜２９−４、ＤＴＣＨ多重部３４、ＰＩＣＨ多重部３５、スクランブリング部３６、ＩＦＦＴ部３７、ＧＩ挿入部３８を備えている。レプリカ信号作成部２８は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号ｒ（ｔ）に基づいて作成する。より具体的には、レプリカ信号作成部２８は、ＭＡＰ復号部２６が算出した対数尤度比を基に、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を作成する。

また、コード毎シンボル生成部２９−１〜２９−４は、ビットインタリーバ部３０、シンボル生成部３１、シンボルインタリーバ部３２、周波数−時間拡散部３３を備えている。また、コード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４は、ビットデインタリーバ部２５、ＭＡＰ復号部２６、加算部２７を備えている。

受信アンテナ７５で受信した受信信号は、周波数変換部７６によるベースバンド信号への周波数変換処理、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ ／ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換部７７によるアナログデジタル変換処理を経た後、デジタル受信信号ｒ（ｔ）としてシンボル同期部２１においてシンボル同期が行われる。シンボル同期部２１では、ガードインターバルＧＩと有効信号区間との相関特性などを使用してシンボル同期が行われ、その結果に基づいて、以降の信号処理を行う。

続いて伝搬路推定・雑音電力推定部２２は、パイロットチャネルＰＩＣＨを利用し、チャネルインパルス応答の推定や雑音電力推定値を推定する。伝搬路推定方法としては、パイロットチャネルＰＩＣＨのレプリカ信号を作成し、その絶対値の２乗誤差が最小になるようにＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムを行ったり、受信信号とパイロットチャネルＰＩＣＨのレプリカ信号との相互相関を時間軸又は周波数軸でとることにより取得したり、様々な方法があるが、これに限定されない。

また雑音電力推定方法に関しても、受信したパイロットチャネルＰＩＣＨから、推定されたチャネルインパルス応答を利用し、パイロットチャネルＰＩＣＨのレプリカを作成し、これらの差分より求める方法などが考えられるが、これに限るものではない。

前記伝搬路・雑音電力推定部２２より出力されたチャネルインパルス応答および雑音電力推定値は、ＭＡＰ検出部２３（最大事後確率検出器、最大事後確率（ＭＡＰ）復号法を用いる（後述））に入力され、ビット毎の対数尤度比の算出に利用される。

ＭＡＰ検出部２３では、初回には、受信信号およびチャネルインパルス応答、雑音電力推定値を用いて、ビット毎の対数尤度比を出力する。対数尤度比とは、受信されたビットが０であるのが最もらしいか、１であるのが最もらしいかを示す値であり、通信路のビット誤り率に基づいて算出される。図３では、４つの出力が、それぞれコード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４に出力されているが、これはそれぞれ異なる拡散コードに割り当てられたビットの対数尤度比を出力する。Ｃ_ｍｕｘ個の異なる拡散コードを用いてコード多重が行われた場合には、Ｃ_ｍｕｘ個の出力が、それぞれコード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−Ｃ_ｍｕｘに出力される。

また、後述する繰り返し時には、受信信号と復調結果より得られるレプリカ信号、およびチャネルインパルス応答、雑音電力推定値を用いて、ビット毎の対数尤度比を出力する。

続いて、コード毎ＭＡＰ復号部２４−１〜２４−４では、入力信号に対して、ビットデインタリーバ部２５においてビット毎にデインタリーブ処理を行う。デインタリーブ処理は、インタリーブ処理と逆の処理であって、インタリーブの処理による順番の入れ替えを元に戻す。ビットデインタリーバ部２５の出力に対し、ＭＡＰ復号部２６においてＭＡＰ復号処理を行う。具体的には、ＭＡＰ復号部２６はＭＡＰ検出部２３の軟判定出力部５０（図４、後述）が軟判定を行った結果を基に、誤り訂正復号を行い、ビット毎の対数尤度比を算出する。なお、ＭＡＰ復号処理とは、ターボ復号、ＬＤＰＣ復号、ビタビ復号（Ｖｉｔｅｒｂｉ ｄｅｃｏｄｉｎｇ）など通常の誤り訂正復号時に、硬判定を行わず、情報ビットおよびパリティビットも含めて対数尤度比などの軟判定結果を出力する方法である。すなわち、硬判定は受信信号を０、１のみに判定するのに対して、軟判定はどの程度確からしいかの情報（軟判定情報）を元に判定する。

続いて、ＭＡＰ復号部２６の入力とＭＡＰ復号部２６の出力との差分λ２を加算部２７で算出し、レプリカ信号作成部２８に出力する。

レプリカ信号作成部２８への入力はビットインタリーバ部３０に入力され、ビットインタリーバ部３０では、ビット毎にλ２を入れ替えて出力される。ビットインタリーバ部３０の出力は、シンボル生成部３１において、λ２の大きさを考慮し、無線送信機と同じ変調方式（ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなど）でシンボル変調処理が行われる。シンボル生成部３１の出力はシンボルインタリーバ部３２によりシンボル毎に順番を入れ替えられ、シンボルインタリーバ部３２の出力は周波数−時間拡散部３３により所定の拡散コード（チャネライゼーションコード）で拡散されている。

なお、この無線受信機は、コード毎ＭＡＰ復号部及びコード毎シンボル生成部を、コード多重数Ｃ_ｍｕｘ（Ｃ_ｍｕｘは１又は１よりも大きい自然数）だけ備えている。ここでは、Ｃ_ｍｕｘ＝４としている。異なる拡散コードで拡散された信号が、コード毎シンボル生成部２９−１〜２９−４から出力され、ＤＴＣＨ多重部３４にて多重（加算処理）される。続いて、ＰＩＣＨ多重部３５において、伝搬路推定などに使用するパイロットチャネルＰＩＣＨが所定の位置に挿入（時間多重）される。その後、スクランブリング部３６において基地局装置に固有のスクランブリングコードにてスクランブルされた後、ＩＦＦＴ部３７において周波数時間変換が行われ、ＧＩ挿入部３８においてガードインターバルＧＩの挿入が行われた後、ＭＡＰ検出部２３に出力され、繰り返し時の信号処理に利用される。

なお、上記繰り返し復号動作が所定回数行われた後、ＭＡＰ復号部２６出力が、Ｐ／Ｓ変換部３９に入力され、パラレルシリアル変換された後、復調結果としてＭＡＣ部（図示しない）に出力される。

図４は、本発明の第１の実施形態によるＭＡＰ検出部２３（図３）の構成の一例を示す図である。ＭＡＰ検出部２３は、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３（遅延波除去部とも称する）、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ−Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ−Ｅｒｒｏｒ：最小二乗誤差）フィルタ部４６（合成部とも称する）、コード毎対数尤度比出力部４７−１〜４７−４、ブロック分割設定部７９を備えている。

ブロック分割設定部７９は、到来した遅延波群に基づいてブロック分割設定値を設定する。具体的には、ブロック分割設定部７９は、受信信号ｒ（ｔ）から推定される伝搬路推定値であるチャネルインパルス応答推定値を基に、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３ごとの所定の時間帯であるブロック分割設定値を設定し、その設定されたソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３ごとのブロック分割設定値を各ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３に出力する。

ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３は、遅延波レプリカ生成部４１、加算部４２、ＧＩ除去部４３、ＦＦＴ部４４をそれぞれ備えている。ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３は、ブロック分割設定部７９により設定されたブロック分割設定値と、レプリカ信号作成部２８が作成したレプリカ信号とを用いて受信信号ｒ（ｔ）から所定の時間帯ごとに遅延波を除去し、ＭＭＳＥフィルタ部４６に出力する。
遅延波レプリカ生成部４１は、受信信号ｒ（ｔ）から推定される伝搬路推定値であるチャネルインパルス応答推定値とレプリカ信号作成部２８（図３）が生成するレプリカ信号ｓ＾（ｔ）とブロック分割設定部７９が設定したソフトキャンセラブロック部ごとの所定の時間帯とに基づいて、受信信号のうち前記所定の時間帯に含まれない遅延波成分（最初に到来する波を含む。前記非所望信号成分）のレプリカを作成する。加算部４２は、受信信号ｒ（ｔ）から前記遅延波レプリカ生成部４１が作成した遅延波のレプリカを減算する。

コード毎対数尤度比出力部４７−１〜４７−４は、逆拡散部４８、シンボルデインタリーバ部４９、軟判定出力部５０（判定部とも称する）をそれぞれ備えている。

ＭＡＰ検出部２３に入力された受信信号ｒ（ｔ）は、遅延波レプリカ生成部４１の出力との差分を加算部４２で算出し、これがＧＩ除去部４３に出力される。ＧＩ除去部４３においてガードインターバルＧＩが除去され、ＦＦＴ部４４に出力される。ＦＦＴ部４４では入力信号に対し時間周波数変換を行い、信号Ｒ^〜 _１〜Ｒ^〜 _３を得る。なお、ＭＡＰ検出部２３には、ソフトキャンセラブロック部がＢ（Ｂは１よりも大きい自然数）ブロック設けられている。なお、ｉは自然数であり、１≦ｉ≦Ｂとする。

続いて、ＭＭＳＥフィルタ部４６は、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３が所定の時間帯ごとに遅延波を除去した信号を合成する。具体的には、ＭＭＳＥフィルタ部４６は、ソフトキャンセラブロック部の出力Ｒ^〜 _１〜Ｒ^〜 _３及び、チャネルインパルス応答推定値、雑音電力推定値を用いて、ＭＭＳＥフィルタ部４６において、ＭＭＳＥフィルタリング処理が行われ、信号Ｙ’が得られる。なお、ＭＭＳＥフィルタリング処理のときに、レプリカ信号などに基づいて算出されたブロック分割誤差を考慮しても良い。

この信号Ｙ’を用いて、Ｃ_ｍｕｘ個（ここでは、Ｃ_ｍｕｘ＝４）のコード毎対数尤度比出力部４７−１〜４７−４では、各コードにおいてビット毎の対数尤度比の出力を行う。
逆拡散部４８は、それぞれの拡散コードを用いて逆拡散処理を行う。シンボルデインタリーバ部４９は、逆拡散部４８の出力に対してシンボル毎に入れ替えを行う。
軟判定出力部５０は、ＭＭＳＥフィルタ部４６が合成した信号に対して軟判定を行う。
軟判定出力部５０は、シンボルデインタリーブ出力に対してビット毎の対数尤度比λ１を軟判定結果として出力する。

軟判定出力部５０は、ＭＭＳＥフィルタ部４６が合成した信号に対して軟判定を行う。
具体的には、軟判定出力部５０は、以下の式（１）〜式（３）を利用することにより、対数尤度比λ１を算出する。つまり、シンボルデインタリーバ部４９のｎシンボル目の出力をＺｎとすると、ＱＰＳＫ変調時の軟判定結果λ１は、以下の式（１）及び式（２）で表すことができる。

ここで、Ｒ［］はカッコ内の実部を、Ｉｍ［］はカッコ内の虚部をとることを示し、μ（ｎ）はｎシンボルでの基準シンボル（パイロット信号の振幅）を示す。なお、上記出力Ｚｎは、以下の式（３）で表すことができる。

なお、ここでは、ＱＰＳＫ変調の例を示したが、他の変調方式においても同様にビット毎の軟判定結果（対数尤度比）λ１を求めることができる。

図３及び図４では、ビットインタリーバ部３０、ビットデインタリーバ部２５、およびシンボルインタリーバ部３２、シンボルデインタリーバ部４９の双方が配置されているが、これはいずれか一方、つまりビットインタリーバ部３０及びビットデインタリーバ部２５のみでも良いし、シンボルインタリーバ部３２及びシンボルデインタリーバ部４９のみでも良い。更に、ビットインタリーバ部３０、ビットデインタリーバ部２５、及びシンボルインタリーバ部３２、シンボルデインタリーバ部４９の全てが配置されていなくても良い。

図５は、本発明の第１の実施形態による無線受信機の動作の一例を示すフローチャートである。ＭＡＰ検出部２３は初回動作か否かを判定する（ステップＳ１）。ステップＳ１で初回動作であると判定した場合には、ＧＩ除去部４３は受信信号ｒ（ｔ）からガードインターバルＧＩを除去する（ステップＳ２）。そして、ＦＦＴ部４４はＦＦＴ処理（時間周波数変換処理）を行う（ステップＳ３）。次に、ＭＭＳＥフィルタ部４６は、通常のＭＭＳＥフィルタ処理を行う（ステップＳ４）。

そして、逆拡散部４８は、逆拡散処理を行う（ステップＳ５）。次に、シンボルデインタリーバ部４９は、シンボルデインタリーバ処理を行う（ステップＳ６）。そして、軟判定出力部５０は、軟判定ビット出力処理を行う（ステップＳ７）。次に、ビットデインタリーバ部２５は、ビットデインタリーバ処理を行う（ステップＳ８）。そして、ＭＡＰ復号部２６は、ＭＡＰ復号処理を行う（ステップＳ９）。次に、上述したステップＳ５〜Ｓ９の処理をＣ_ｍｕｘ回繰り返した後、復号処理を所定回数繰り返したか否か（コード毎ＭＡＰ復号部が所定回数λ２を出力したいか否か）について判定する（ステップＳ１０）。
なお、図３で説明したように、Ｃ_ｍｕｘ個の並列に配置された回路において処理を行っても良い。なお、初回のＭＭＳＥフィルタ処理については後述する。

ステップＳ１０でステップＳ５〜Ｓ９の処理を、所定回数繰り返していないと判定した場合には、Ｃ_ｍｕｘコード分の復調結果λ２を用いて、ビットインタリーバ部３０は、対数尤度比をビットインタリーブする（ステップＳ１１）。そして、シンボル生成部３１は、変調信号レプリカ作成を行う（ステップＳ１２）。次に、シンボルインタリーバ部３２は、シンボルインタリーバ処理を行う（ステップＳ１３）。そして、周波数−時間拡散部３３は、所定の拡散コードを用いて拡散処理を行う（ステップＳ１４）。

上述したステップＳ１１〜Ｓ１４の処理をＣ_ｍｕｘ回繰り返した後、ＤＴＣＨ多重部３４は、ＤＴＣＨ多重を行う（ステップＳ１５）。そして、ＰＩＣＨ多重部３５は、ＰＩＣＨ多重を行う（ステップＳ１６）。次に、スクランブリング部３６は、スクランブリング処理を行う（ステップＳ１７）。そして、ＩＦＦＴ部３７は、ＩＦＦＴ処理を行う（ステップＳ１８）。次に、ＧＩ挿入部３８は、ガードインターバルＧＩを挿入する（ステップＳ１９）。ステップＳ１９でガードインターバルＧＩが挿入された信号をレプリカ信号とし、繰り返し復調時に使用する。
ステップＳ１で繰り返し時である、つまり初回動作ではないと判定した場合には、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３は、ブロック毎に所定の遅延波（直接波を含む。）以外を除去する（ステップＳ２０）。そして、ＧＩ除去部４３は、ＧＩ除去処理を行う（ステップＳ２１）。次に、ＦＦＴ部４４は、ＦＦＴ処理を行う（ステップＳ２２）。上述したステップＳ２０〜Ｓ２２の処理をＢ（Ｂは自然数）ブロック分行った後、ＭＭＳＥフィルタ部４６は、Ｂブロックからの出力信号をＭＭＳＥフィルタにより、最小平均二乗誤差規範に従い合成する。つまり、ＭＭＳＥフィルタ処理を行う（ステップＳ２３）。なお、ステップＳ２３以降は、ステップＳ５に進み、初回処理と同様の処理を行う。

ステップＳ１０で、上述した処理を所定回数繰り返したと判定するまで、ステップＳ１〜Ｓ９、Ｓ１１〜Ｓ２３の処理を繰り返す。

次に、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３の処理について具体的に説明する。ここでは、ｉ番目のソフトキャンセラブロック部４５−ｉの遅延波レプリカ生成部４１及び加算部４２の動作について説明する。

まず、ソフトキャンセラブロック部４５−ｉでは、遅延波レプリカ生成部４１においてｈ_ｉを生成し、これとレプリカ信号ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算を行ったものを、受信信号ｒ（ｔ）から減算する。これが、加算部４２の出力となる。

図６（ａ）は、本発明の第１の実施形態によるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。ここでは、伝搬路・雑音電力推定部２２から得られたチャネルインパルス応答推定値が得られた場合について説明する。図６（ａ）では、一例として、３つの遅延波群（１番目の遅延波群、２番目の遅延波群、３番目の遅延波群）が到来した場合を示している。なお、横軸に時間、縦軸に受信電力をとっている。

ブロック分割設定部７９では、伝搬路・雑音電力推定部２２から得られたチャネルインパルス応答推定値に基づいて、各ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３で用いられる所定の時間帯を設定する。具体的にはまず、図６（ｂ）で示すように到来したそれぞれの遅延波群の始点と終点を選択する。そして、その選択された各遅延波群の始点と終点に基づいて、それぞれの遅延波群を１つのかたまりと識別し、クラスタ化する。最後に、クラスタ化されたそれぞれのクラスタを、図６（ｃ）で示すように、各ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３で用いられる所定の時間帯（ブロック）として設定し、設定されたブロック分割設定値は各ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３に入力される。なお、クラスタとは、遅延波群の始点と終点を識別し、その始点と終点との間に含まれる遅延波をひとまとまりとしたものをいう。また、ブロックとは、認識したクラスタから、ブロック分割を行うための所定の時間帯を分割したものをいう。

図７（ａ）は、本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラブロック部４５−１におけるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。図７（ａ）に示すように、ソフトキャンセラブロック部４５−１における所定の遅延波（直接波を含む所望波）をブロック１の実線で示したパス（到来波）とすると、まずソフトキャンセラブロック部４５−１においては、ブロック２およびブロック３における点線で示されたパスにより構成されたチャネルインパルス応答推定値をｈ_１（ｔ）と定義し、前記遅延波レプリカ生成部４１で作成する。前記遅延波レプリカ生成部４１の出力は、前記ｈ_１（ｔ）とレプリカ信号ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものであり、加算部４２の出力は受信信号ｒ（ｔ）から、前記ｈ_１（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものを減算したものとなる。つまり、レプリカが正しく生成された場合には、加算部４２の出力は、（ｈ（ｔ）−ｈ_１（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができる。これにより、図７（ａ）の実線で示された伝搬路を経て受信されたブロック１のパスが、前記加算部４２の出力となる。

図７（ｂ）は、本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラブロック部４５−２におけるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。図７（ｂ）に示すように、ソフトキャンセラブロック部４５−２における所定の遅延波（所望波）をブロック２の実線で示したパスとすると、まずソフトキャンセラブロック部４５−２においては、ブロック１およびブロック３における点線で示されたパスにより構成されたチャネルインパルス応答推定値をｈ_２（ｔ）と定義し、前記遅延波レプリカ生成部４１で作成する。前記遅延波レプリカ生成部４１の出力は、前記ｈ_２（ｔ）とレプリカ信号ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものであり、加算部４２の出力は受信信号ｒ（ｔ）から、前記ｈ_２（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものを減算したものとなる。つまり、レプリカが正しく生成された場合には、加算部４２の出力は、（ｈ（ｔ）−ｈ_２（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができる。これにより、図３の実線で示された伝搬路を経て受信されたブロック２のパスが、前記加算部４２の出力となる。

図７（ｃ）は、本発明の第１の実施形態によるソフトキャンセラブロック部４５−３におけるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。図７（ｂ）に示すように、ソフトキャンセラブロック部４５−３における所定の遅延波（所望波）をブロック３の実線で示したパスとすると、まずソフトキャンセラブロック部４５−３においては、ブロック１およびブロック２における点線で示されたパスにより構成されたチャネルインパルス応答推定値をｈ_３（ｔ）と定義し、前記遅延波レプリカ生成部４１で作成する。前記遅延波レプリカ生成部４１の出力は、前記ｈ_３（ｔ）とレプリカ信号ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものであり、加算部４２の出力は受信信号ｒ（ｔ）から、前記ｈ_３（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものを減算したものとなる。つまり、レプリカが正しく生成された場合には、加算部４２の出力は、（ｈ（ｔ）−ｈ_３（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができる。これにより、図４の実線で示された伝搬路を経て受信されたブロック３のパスが、前記加算部４２の出力となる。

図７（ａ）〜図７（ｃ）の説明では、ブロック分割設定部７９が認識した遅延波群の始点と終点に基づいて、クラスタ化を行い、それぞれのクラスタをソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３が用いる所定の時間帯として設定する場合について説明した。この方法の他に、それぞれのクラスタに対して、識別されたパスの数に基づいて、さらに小さなブロックにすることができる。

また、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３が、それぞれのクラスタに対して、識別された遅延波の時間に基づいて所定の時間帯を設定する。つまり、遅延波の到達時間をＢ個に分割し、どの時間帯に到達した遅延波であるかによってどのソフトキャンセラブロック部で処理するかを決定する、つまり識別された遅延波の時間に基づいて、ソフトキャンセラブロック部毎に作成および減算を行うレプリカ信号を変えるようにしても良い。例えば、それぞれのクラスタに対して、ガードインターバル長に基づいて、ブロック分割をしても良い。

また、ソフトキャンセラブロック部４５−１〜４５−３が、それぞれのクラスタに対して、識別された遅延波の受信電力に基づいて所定の時間帯を設定するようにしても良い。
つまり、全受信信号を到達時間の順に遅延波に含まれる受信信号がほぼ一定になるようＢ個に分割し、これに基づいてどのソフトキャンセラブロック部で処理するかを決定する、つまり識別された遅延波の受信電力に基づいて、ソフトキャンセラブロック部毎に作成および減算を行うレプリカ信号を変えるようにしても良い。

次に、図４で示したＭＭＳＥフィルタ部４６と、図５で示したステップＳ４及びステップＳ２３の動作について以下に説明する。

まず、初回のＭＭＳＥフィルタ部４６の動作について示す。受信信号を周波数領域で表現すると、受信信号Ｒは、以下の式（４）のように表すことができる。

ここで、Ｈ＾は推定された伝搬路の伝達関数を示しており、ガードインターバルＧＩ内の遅延波のみが存在すると仮定すると、Ｎｃ＊Ｎｃの対角行列で表すことができる。なお、Ｎｃはｓｐｒｅａｄ−ＯＦＣＤＭのサブキャリア数を示している。Ｈ＾は、以下の式（５）のように表すことができる。

Ｓは送信シンボルを表しており、以下の式（６）に示すように、Ｎｃ＊１のベクトルで表すことができる。

同様に、受信信号Ｒ、雑音成分Ｎは、以下の式（７）、式（８）に示すように、Ｎｃ＊１のベクトルで表すことができる。

なお、式（６）〜式（８）において、添え字に用いたＴは転置行列であることを表している。

このような受信信号を受信したとき、ＭＭＳＥフィルタ部４６の出力Ｙは、以下の式（９）に示すように、Ｎｃ＊１のベクトルで表すことができる。

ＭＭＳＥフィルタ部４６は、チャネルインパルス応答推定値及び雑音電力推定値を基にＭＭＳＥフィルタ係数Ｗを決定する。ここで、ＭＭＳＥフィルタ係数Ｗは、以下の式（１０）に示すように、Ｎｃ＊Ｎｃの対角行列で表すことができる。

さらに、上記ＭＭＳＥフィルタ係数Ｗ_ｍの各要素は、周波数方向拡散時は以下の式（１１）で表すことができる。

なお、上式において

はコード多重時の他コードからの干渉成分であり、

は雑音電力の推定値を示している。また、添え字のＨはハミルトニアン（共役転置）を示している。

また、上記のＭＭＳＥフィルタ係数Ｗ_ｍの各要素は、時間方向拡散時はコード間の直交性が保たれていると仮定して以下の式（１２）で表すことができる。

次に、繰り返し時のＭＭＳＥフィルタ部の動作について説明する。まず繰り返し復調時に、ｉ番目のソフトキャンセラブロック部４５−ｉにおいて使用されるレプリカ信号ｒ＾_ｉを以下の式（１３）のように表すことができる。

ここで、ｈ＾_ｉは、ｉ番目のソフトキャンセラブロック部４５−ｉにおいて処理を行う遅延波のみを抽出した遅延プロファイルである。ｓ＾（ｔ）は、前回のＭＡＰ復号によって得られた対数尤度比λ２を基に算出されたレプリカ信号である。

は畳み込み演算を示している。従って、ソフトキャンセラブロック部４５−ｉの出力、つまり、図４のｉ番目のソフトキャンセラブロック部４５の出力Ｒ^〜 _ｉは、以下の式（１４）のように表すことができる。

ここでΔは、レプリカの不確定性による誤差信号と熱雑音成分を含むものとする。このとき、ＭＭＳＥフィルタ部４６の出力Ｙ’は、以下の式（１５）で表すことができる。

ここで、レプリカ信号は精度よく生成されており、前記Δにはレプリカの誤差による成分は含まれず、熱雑音成分のみが含まれると仮定すると、ＭＭＳＥフィルタ係数の部分行列は、以下の式（１６）のように対角行列で表すことができる。

さらに、ＭＭＳＥフィルタ部４６への入力信号は、後述するように周波数選択性が少なくなっており、フラットフェージングに近い状態になっていることからコード多重時のコード間干渉もないと仮定すると、各要素は以下の式（１７）で表すことができる。

なお、Ｈ＾_ｉ’，ｍはｉ’番目のソフトキャンセラブロック部におけるｍ番目の伝搬路の伝達関数であり、Ｈ＾_ｉ’，ｍ ^ＨはＨ＾_ｉ’，ｍのハミルトニアンである。

なお、式（１７）において、分母第１項にＣ_ｍｕｘをかけても良い。つまり、繰返し処理時におけるＭＭＳＥフィルタ部４６への入力信号に対して、以下の式（１７’）を用いても良い。

なお、式（１７）および（１７’）において、雑音電力の推定値σ_Ｎ＾^２を図３に示すレプリカ信号作成部２８が出力するレプリカ信号と伝搬路・雑音電力推定部２２が推定するチャネルインパルス応答推定値と受信信号とに基づいて求めても良い。例えば、レプリカ信号とチャネルインパルス応答推定値との畳み込みした結果を受信信号から減算したものを雑音電力の推定値とする。

以上のように、繰り返し処理を行うことにより、ガードインターバルＧＩを超える遅延波を取り除くのと同時に、コード間干渉の影響も取り除くという効果を奏することができる。

図８は、本発明の第１の実施形態による伝搬路・雑音電力推定部２２（図３）の構成を示す図である。伝搬路・雑音電力推定部２２は、伝搬路推定部６１、プリアンブルレプリカ生成部６２、雑音電力推定部６３を備えている。

伝搬路推定部６１は、受信信号に含まれるパイロットチャネルＰＩＣＨを用いてチャネルインパルス応答の推定を行う。プリアンブルレプリカ生成部６２は、前記伝搬路推定部６１によって求められたチャネルインパルス応答推定値と、既知情報であるパイロットチャネルＰＩＣＨの信号波形とを用いてパイロットチャネルＰＩＣＨのレプリカ信号を作成する。雑音電力推定部６３は、受信信号に含まれるＰＩＣＨ部分と、前記プリアンブルレプリカ生成部６２より出力されるパイロットチャネルＰＩＣＨのレプリカ信号との差分をとることにより雑音電力の推定を行う。

なお、伝搬路推定部６１における伝搬路推定方法としては、ＲＬＳアルゴリズムなどを用いて、最小二乗誤差規範に基づき導出を行う方法や、周波数相関を用いる方法など様々な方法を使用することができる。

本発明の第１の実施形態による無線受信機によれば、レプリカ信号作成部２８が作成したレプリカ信号を用いて受信信号ｒ（ｔ）から所定の時間帯ごとに遅延波レプリカ生成部４１が遅延波を除去し、その所定の時間帯ごとに遅延波を除去した信号をＭＭＳＥフィルタ部４６が合成し、その合成した信号に対して軟判定出力部５０が軟判定を行うようにしたので、遅延波を除去した信号に対してＦＦＴの処理を行うことが可能となる。また、遅延波を除去することにより周波数選択性を減らした信号に対して逆拡散の処理を行うことが可能となり、コード数に関係のない演算量で、コード間干渉の除去を行うことができる。

本実施形態では、本発明の受信機の一例として、受信信号からの軟判定結果を用いたキャンセラ、レプリカ生成、復調処理、復号処理する場合を説明したが、硬判定結果を用いてキャンセラ、レプリカ生成、復調処理、復号処理を行うことも可能である。つまり、受信信号からＱＰＳＫ、１６ＱＡＭなどの変調信号を復調する（ビット分解する）復調処理部として軟判定を行い、対数尤度比を出力する軟判定出力部を備えるＭＡＰ検出部を用いているが、硬判定値を出力する検出部を用いても良い。また、硬判定値から送信信号のレプリカ信号を生成するレプリカ信号作成部を用いても良い。さらに、軟判定値生成したレプリカ信号に基づいて遅延波を除去しているソフトキャンセラブロック部を用いているが、受信信号から前記硬判定値から生成されたレプリカ信号に基づいて遅延波を除去するキャンセラ部を用いても良い。以降の実施形態においても同様である。

また、本実施形態では、各ソフトキャンセラブロック部出力を合成する際、線形合成の一手法であるＭＭＳＥ合成部を用いているが、ＺＦ（Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）、ＭＲＣ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｒａｔｉｏ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）の手法を用いても良い。また、非線形合成を用いても良い。

また、本実施形態では、各コードを誤り訂正符号化を行う単位としているが、誤り訂正符号化を複数のコードにわたってなされても良い。また、本実施形態では、ＭＣ−ＣＤＭに用いていたが、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）などのような拡散処理のされていないマルチキャリア信号に用いても良い。

本発明の第１の実施形態によれば、ガードインターバルを超える遅延波群に起因するＩＳＩ及びＩＣＩや、伝搬路の周波数選択性に起因するコード間干渉が存在する場合においても良好な特性を得ることができる。

（第２の実施形態）
本実施形態では、各遅延波群の始点に基づいてクラスタ化を行い、ブロックを構成する場合について説明する。

本実施形態における、送信機構成や受信機構成は第１の実施形態とほぼ同様である。第１の実施形態と異なる点は、図４で示したＭＡＰ検出部２３の中のブロック分割設定部７９で行われる処理の一部が異なる。

第１の実施形態では、ブロック分割設定部７９において、各遅延波群の始点と終点に基づいて、クラスタ化を行っている。本実施形態では、各遅延波群の始点に基づいて、クラスタ化を行う。例えば、図９（ａ）のような３つの遅延波群が到来した場合、図９（ｂ）のように認識した遅延波群の始点に基づいて、順次、クラスタ化を行い、図９（ｃ）のように所定の時間帯を設定する。このとき、最後のクラスタの終点を、そのクラスタに対して識別された終点としても良いし、他のクラスタと同等の長さを終点としても良い。

本実施形態を用いることによって、各遅延波群を構成する始点と終点の間に含まれないパスをクラスタに含めることができ、到来するパスの受信電力を十分に得ることができる。なお、第１の実施形態と同様に、それぞれのクラスタに対して、識別されたパスの数、時間、受信電力に基づいて、さらに小さなブロックにすることができる。

（第３の実施形態）
本実施形態では、あるクラスタの電力等が他のクラスタの電力等に比べて小さい場合について説明する。

本実施形態における、送信機構成や受信機構成は第１の実施形態とほぼ同様である。第１の実施形態と異なる点は、あるクラスタの電力等が他のクラスタの電力等に比べて小さい場合において、図４で示したＭＡＰ検出部２３の中のブロック分割設定部７９で行われる処理の一部が異なる。

図１０（ａ）は、到来した３つの遅延波群の内、２番目の遅延波群が他の遅延波群に比べて、受信電力が小さい場合を示す。このとき、第１の実施形態と同様の処理により、遅延波群の始点と終点とを選択して、図１０（ｂ）で示すように、クラスタ化を行い、３つのクラスタが得られる。

次に、得られたクラスタに基づいて、ブロックを構成する所定の時間帯を設定するが、第１の実施形態では、図１１（ａ）で示すように得られた全てのクラスタをブロックとして設定する。本実施形態では、図１１（ｂ）で示すように、所定の電力以下のクラスタはブロックとして用いない。

また、図１１（ｃ）で示すように所定の電力以下のクラスタを他のクラスタと同じブロックとして用いても良い。以上の説明では、ブロックとして用いない基準に各クラスタの電力を用いたが、クラスタに含まれるパスの数やクラスタの時間を基準にしても良い。なお、第１の実施形態と同様に、それぞれのクラスタに対して、識別されたパスの数、時間、受信電力に基づいて、さらに小さなブロックにすることができる。なお、本実施形態による構成は第２の実施形態における構成にも適用可能である。

本発明の第３の実施形態によれば、識別された電力等が所定値よりも小さいクラスタは他のクラスタに比べて精度が低いため、その影響を低減することができる。

（第４の実施形態）
本実施形態では、到来した遅延波群に対してクラスタ化を行うための始点と終点を識別する方法として、所定の電力を基準にする場合について説明する。

本実施形態における、送信機構成や受信機構成は第１の実施形態とほぼ同様である。第１の実施形態と異なる点は、図４で示したＭＡＰ検出部２３の中のブロック分割設定部７９で行われる処理の一部が異なる。

ブロック分割設定部７９では、伝搬路・雑音電力推定部２２から得られたチャネルインパルス応答推定値に基づいて、各ソフトキャンセラブロック部で用いられる所定の時間帯（ブロック）を設定する。そのブロックを設定するために、到来したそれぞれの遅延波群の始点と終点を選択する。本実施形態では、その遅延波群の始点と終点を選択する方法として、所定の電力を基準とする。

図１２は本実施形態で用いる遅延波群の始点と終点を選択する方法を示している。伝搬路・雑音電力推定部２２から得られたチャネルインパルス応答推定値が、図１２で示すような波形である場合、所定の電力を閾値として、その交点に基づいて、各遅延波群の始点と終点を選択する。そして、選択された始点と終点に基づいて、クラスタ化を行う。

また、その所定の電力として、雑音電力を用いても良い。また、遅延波群の始点と終点を選択するために、伝搬路・雑音電力推定部２２から得られたチャネルインパルス応答推定値を低域通過フィルタなどに通して高周波成分を取り除いても良い。なお、本実施形態による構成は第２または第３の実施形態における構成にも適用可能である。

本発明の第４の実施形態によれば、遅延波群の間に含まれる雑音等の影響を低減することができる。

（第５の実施形態）

本実施形態では、到来した遅延波群に対してクラスタ化を行うための始点と終点を識別する方法として、チャネルインパルス応答推定値の極小値を基準にする場合について説明する。

本実施形態における、送信機構成や受信機構成は第１の実施形態とほぼ同様である。第１の実施形態と異なる点は、図４で示したＭＡＰ検出部２３の中のブロック分割設定部７９で行われる処理の一部が異なる。

ブロック分割設定部７９では、伝搬路・雑音電力推定部２２から得られたチャネルインパルス応答推定値に基づいて、各ソフトキャンセラブロック部で用いられる所定の時間帯（ブロック）を設定する。そのブロックを設定するために、到来したそれぞれの遅延波群の始点と終点を選択する。本実施形態では、その遅延波群の始点と終点を選択する方法として、チャネルインパルス応答推定値の極小値を基準とする。

図１３は本実施形態で用いる遅延波群の始点と終点を選択する方法を示している。伝搬路・雑音電力推定部２２から得られたチャネルインパルス応答推定値が、図１３で示すような波形である場合、その波形の極小値を選び、その極小値に基づいて、各遅延波群の始点と終点として選択する。極小値の選び方は、例えば、チャネルインパルス応答推定値の波形の接線の傾きがマイナスからプラスになる点を探す方法や、チャネルインパルス応答推定値の波形に対して水平な線を移動させ接する点を探す方法などが考えられるが、この限りではない。また、極小値に基づいた場合、あるクラスタの終点は次のクラスタの始点となる。そして、選択された始点と終点に基づいて、クラスタ化を行う。

以上の説明では、各遅延波群の始点と終点を極小値としているが、極小値だけでなく極大値も基準として用いても良い。例えば、極小値と次の極大値の間を始点とし、その極大値とその次の極小値を終点にする。この場合は、あるクラスタの終点と次のクラスタの始点は同じにはならない。また、極大値のみを基準としても良い。

また、遅延波群の始点と終点を選択するために、伝搬路・雑音電力推定部２２から得られたチャネルインパルス応答推定値を低域通過フィルタなどに通して高周波成分を取り除いても良い。なお、本実施形態による構成は第２または第３の実施形態における構成にも適用可能である。

本発明の第５の実施形態によれば、受信信号電力を有効に利用しつつ、クラスタ化を行うことができる。

（第６の実施形態）
本実施形態では、到来した遅延波群に対してクラスタ化を行うための始点と終点を識別する方法として、チャネルインパルス応答推定値の接線角度を基準にする場合について説明する。

本実施形態における、送信機構成や受信機構成は第１の実施形態とほぼ同様である。第１の実施形態と異なる点は、図４で示したＭＡＰ検出部２３の中のブロック分割設定部７９で行われる処理の一部が異なる。

ブロック分割設定部７９では、伝搬路・雑音電力推定部２２から得られたチャネルインパルス応答推定値に基づいて、各ソフトキャンセラブロック部で用いられる所定の時間帯（ブロック）を設定する。そのブロックを設定するために、到来したそれぞれの遅延波群の始点と終点を選択する。本実施形態では、その遅延波群の始点と終点を選択する方法として、チャネルインパルス応答推定値の接線角度を基準とする。

図１４は本実施形態で用いる遅延波群の始点と終点を選択する方法を示している。伝搬路・雑音電力推定部２２から得られたチャネルインパルス応答推定値が、図１４で示すような波形である場合、その波形に対して、一定のサンプリング間隔で、その波形の所定の接線角度を求め、その接線角度に基づいて、各遅延波群の始点と終点を選択する。図１４の白丸および黒丸はサンプリング点を示している。例えば、一定のサンプリング間隔で得られた接線角度の中から、接線が右上がりで水平線との角度が小さいサンプリング点を遅延波群の始点とし、接線が右下がりで水平線との角度が小さい点を遅延波群の終点とすることなどが考えられるが、その限りではない。そして、選択された始点と終点に基づいて、クラスタ化を行う。

本実施形態を用いることにより、クラスタ化を行うための遅延波群の始点と終点を選択する時間と演算量を削減することができる。また、遅延波群の始点と終点を選択するために、伝搬路・雑音電力推定部２２から得られたチャネルインパルス応答推定値を低域通過フィルタなどに通して高周波成分を取り除いても良い。また、遅延波群の始点と終点を選択する方法として、チャネルインパルス応答推定値の接線角度以外にも、接線の傾きに基づいても良い。なお、本実施形態による構成は第２または第３の実施形態における構成にも適用可能である。

本発明の第６の実施形態によれば、クラスタ化を行うための遅延波群の始点と終点を選択する時間と演算量を削減することができる。

（第７の実施形態）
本実施形態では、第４〜第６の実施形態で説明した、到来した遅延波群に対してクラスタ化を行うための始点と終点を識別するそれぞれの方法を複合的に用いる場合について説明する。

本実施形態における、送信機構成や受信機構成は第１の実施形態とほぼ同様である。第１の実施形態と異なる点は、図４で示したＭＡＰ検出部２３の中のブロック分割設定部７９で行われる処理の一部が異なる。

ブロック分割設定部７９では、伝搬路・雑音電力推定部２２から得られたチャネルインパルス応答推定値に基づいて、各ソフトキャンセラブロック部で用いられる所定の時間帯（ブロック）を設定する。そのブロックを設定するために、到来したそれぞれの遅延波群の始点と終点を選択する。本実施形態では、その遅延波群の始点と終点を選択する方法として、第４〜第６の実施形態で説明したそれぞれの基準を複合的に用いる。

図１５はその一例として、各遅延波群の始点を第４の実施形態で説明した所定の電力との交点とし、終点を第５の実施形態で説明したチャネルインパルス応答推定値の極小値とした場合を示している。そして、選択された始点に基づいて、クラスタ化を行う。図１５は一例であり、これに限るものではない。また、遅延波群の始点と終点を選択するために、伝搬路・雑音電力推定部２２から得られたチャネルインパルス応答推定値を低域通過フィルタなどに通して高周波成分を取り除いても良い。なお、本実施形態による構成は第２または第３の実施形態における構成にも適用可能である。

本発明の第７の実施形態によれば、送受信機間の伝搬路特性に対して効果的にクラスタ化を行うことができる。

なお、以上説明した実施形態において、第１〜第７の実施形態の無線送信機又は無線受信機の各部の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより無線送信機又は無線受信機の制御を行っても良い。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。

また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時刻の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時刻プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。

以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。

本発明は、送信機から受信した信号を復調する際の演算量を減らすことができる受信機及び受信方法などに適用できる。

Claims (9)

1. 到来した遅延波群に基づいてブロック分割設定値を設定するブロック分割設定部と、
   送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、
   前記ブロック分割設定部により設定された前記ブロック分割設定値と、前記レプリカ信号とを用いて受信信号から所定の時間帯ごとに遅延波を除去する遅延波除去部と、
   前記遅延波除去部が所定の時間帯ごとに遅延波を除去した信号を合成する合成部と、
   前記合成部が合成した信号に対して判定を行う判定部と、
   を備えることを特徴とする受信機。
2. 前記ブロック分割設定部は、各遅延波群の始点と終点に基づいてクラスタ化し、前記クラスタに基づいて、前記ブロック分割設定値を設定することを特徴とする請求項１に記載の受信機。
3. 前記ブロック分割設定部は、電力、パス数、時間のいずれかが所定値よりも小さいクラスタをブロックから除くことを特徴とする請求項２に記載の受信機。
4. 前記ブロック分割設定部は、電力、パス数、時間のいずれかが所定値よりも小さいクラスタを他のクラスタと同じブロックとして用いることを特徴とする請求項２に記載の受信機。
5. 前記ブロック分割設定部は、遅延波群の始点と終点を所定の電力に基づいて設定することを特徴とする請求項１に記載の受信機。
6. 前記ブロック分割設定部は、遅延波群の始点と終点をチャネルインパルス応答推定値の極値に基づいて設定することを特徴とする請求項１に記載の受信機。
7. 前記ブロック分割設定部は、遅延波群の始点と終点をチャネルインパルス応答推定値の接線角度又は傾きに基づいて設定することを特徴とする請求項１に記載の受信機。
8. 前記ブロック分割設定部は、遅延波群の始点と終点を、所定の電力、チャネルインパルス応答推定値の極値、チャネルインパルス応答推定値の接線角度又は傾きを複合的に用いて設定することを特徴とする請求項１に記載の受信機。
9. 到来した遅延波群に基づいてブロック分割設定値を設定するブロック分割設定過程と、
   送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成過程と、
   前記ブロック分割設定過程により設定された前記ブロック分割設定値と、前記レプリカ信号とを用いて受信信号から所定の時間帯ごとに遅延波を除去する遅延波除去過程と、
   前記遅延波除去過程で所定の時間帯ごとに遅延波を除去した信号を合成する合成過程と、
   前記合成過程で合成した信号に対して判定を行う判定過程と、
   を実行することを特徴とする受信方法。

Images