JP5030312B2 - 受信機、受信方法および集積回路 - Google Patents

Description

本発明は、受信機、受信方法および集積回路、特にマルチキャリア方式により信号を送受信する受信機、受信方法および集積回路に関する。
本願は、２００７年９月５日に、日本に出願された特願２００７−２３０５８９号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。

マルチキャリア伝送において、ガードインターバル（ＧＩ：Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）区間を越える到来波が存在すると、前のシンボルがＦＦＴ（高速フーリエ変換：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）区間に入り込むことにより生じる、シンボル間干渉（ＩＳＩ：Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）や、高速フーリエ変換区間にシンボルの切れ目、つまり信号の不連続区間が入ることによって生じるキャリア間干渉（ＩＣＩ：Ｉｎｔｅｒ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が生じる。

図２６は、マルチパス環境を経て送信機から受信機に到達する信号を示す図である。図２６では、横軸に時間を取っている。シンボルＳ１〜Ｓ４はマルチパス環境を経て、送信機から受信機に到達する信号を示しており、４つのマルチパスを経由して受信機に到達している。シンボルＳ１〜Ｓ４の前には、シンボルの後半部分をコピーしたガードインターバル（ＧＩ）が付加されている。
図２６の上から１番目の信号Ｓ１は送信機から受信機に最初に到来した到来波を示しており、２番目の信号Ｓ２はガードインターバル（ＧＩ）以内の信号Ｓ１に対して遅延ｔ１が生じた到来波を示している。また、図２６の上から３番目、４番目の到来波である信号Ｓ３、Ｓ４は、信号Ｓ１に対して遅延ｔ２、ｔ３が生じており、信号Ｓ３、Ｓ４はその遅延がガードインターバル（ＧＩ）を超えている。

３番目、４番目の到来波の信号Ｓ３、Ｓ４の前にある斜線部Ｒ１、Ｒ２は、所望シンボルの前のシンボルが所望シンボルのＦＦＴ区間に入った部分を示している。区間ｔ４は、所望シンボルのＦＦＴ区間を示しており、斜線部Ｒ１、Ｒ２が上記ＩＳＩ成分となる。ＩＳＩ成分は、干渉成分であるので、復調時の特性劣化の原因となる。また、３番目、４番目の到来波の信号Ｓ３、Ｓ４では、区間ｔ４にシンボルの切れ目Ｋ１、Ｋ２が入ることになり、これが上記ＩＣＩの原因となる。

図２７（ａ）及び図２７（ｂ）は、サブキャリア間が直交している様子と、ＩＣＩによりサブキャリア間で干渉が生じる様子を示す図である。図２７（ａ）及び図２７（ｂ）において、横軸は周波数を示している。図２７（ａ）は８つのサブキャリアの間でＩＣＩが生じておらず、サブキャリア間で干渉が生じない様子を示している。図２７（ｂ）はＩＣＩによりサブキャリア間で干渉が生じている様子を示している。
ガードインターバル（ＧＩ）を超える到来波が存在しない場合には、図２７（ａ）のように、点線部分Ｌ１に注目すると、この周波数において、ある一つのサブキャリア成分のみが含まれ、他のサブキャリア成分が含まれない状態にある。このような状態は、サブキャリア間の直交性が保たれている状態である。通常のマルチキャリア通信ではこの状態で復調を行う。

これに対して、ガードインターバル（ＧＩ）を超える到来波が存在する場合には、図２７（ｂ）のように、点線部分Ｌ２に注目すると、この周波数において、所望のサブキャリア成分以外にも隣接するサブキャリアの成分が含まれ、干渉していることになる。このような状態は、サブキャリア間の直交性が保たれていない状態である。ＩＣＩ成分は特性劣化の原因となる。
前記ガードインターバル（ＧＩ）を超える到来波が存在する場合の、ＩＳＩ、ＩＣＩによる特性劣化を改善するための技術が以下の特許文献１で提案されている。この技術では、一度復調動作を行った後、誤り訂正結果（ＭＡＰ復号器出力）を利用し、前記ＩＳＩ成分、および前記ＩＣＩ成分を含む所望以外のサブキャリアの複製信号（レプリカ信号）を作成した後、これを受信信号から除去したものに対し、再度復調動作を行うことにより、ＩＳＩ、ＩＣＩによる特性改善を行っている。

一方、マルチキャリア伝送方式と、ＣＤＭ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：符号分割多重）方式を組み合わせた方式として、ＭＣ−ＣＤＭ（Ｍｕｌｔｉ Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：マルチキャリア符号分割多重）方式、ＭＣ−ＣＤＭＡ（Ｍｕｌｔｉ Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：マルチキャリア符号分割多元接続）、Ｓｐｒｅａｄ−ＯＦＣＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数・符号分割多重）などが提案されている。

図２８（ａ）及び図２８（ｂ）は、ＭＣ−ＣＤＭ方式におけるサブキャリアと各サブキャリアに対応する直交符号の関係を示す図である。図２８（ａ）及び図２８（ｂ）では、横軸に周波数を取っている。図２８（ａ）は、一例として、ＭＣ−ＣＤＭ方式における８個のサブキャリアを示している。また、図２８（ｂ）は、各サブキャリアに対応する直交符号として、Ｃ_８，１、Ｃ_８，２、Ｃ_８，７の３種類を示している。ここで、Ｃ_８，１＝（１，１，１，１，１，１，１，１）、Ｃ_８，２＝（１，１，１，１，−１，−１，−１，−１）、Ｃ_８，７＝（１，−１，−１，１，１，−１，−１，１）としている。
データに対しこの３種類の直交符号を乗算することにより、３つのデータ系列を同一時間、同一周波数を用いて、コード多重して通信を行うことができるのが、ＭＣ−ＣＤＭ方式の特徴の一つとなっている。
なお、Ｃ_８，１、Ｃ_８，２、Ｃ_８，７の３種類の直交符号は全て周期が８の直交符号であり、一周期の間で加算を行うことにより直交符号間でデータの分離を行うことができる。なお、図２８（ａ）中のＳＦｆｒｅｑは、直交符号Ｃ_８，１、Ｃ_８，２、Ｃ_８，７の周期を示している。

図２９（ａ）及び図２９（ｂ）は、ＭＣ−ＣＤＭ方式の信号が空中を伝搬し、受信機において受信された際の符号の様子を示す図である。図２９（ａ）及び図２９（ｂ）において、横軸は周波数を示している。図２９（ａ）には、受信機において受信された符号Ｃ’_８，１、Ｃ’_８，２、Ｃ’_８，７を示している。図２９（ｂ）には、受信機において受信された符号Ｃ’’_８，１、Ｃ’’_８，２、Ｃ’’_８，７を示している。

図２９（ａ）は直交符号の周期ＳＦｆｒｅｑ中で周波数変動がない場合を示している。
このとき、Ｃ_８，１で逆拡散（ｄｅｓｐｒｅａｄｉｎｇ）する、つまり、Ｃ_８，１との内積をとる、すなわちＳＦｆｒｅｑ内の全ての値を足した場合、Ｃ’_８，１は４となり、Ｃ’_８，２、Ｃ’_８，７は０となる。この様な状況を、符号間の直交性が保たれているという。
これに対し、図２９（ｂ）のように直交符号の周期ＳＦｆｒｅｑ中に６ｄＢの周波数変動が存在するような場合、つまり、直交符号の周期中で周波数変動が存在する場合には、Ｃ_８，１で逆拡散した場合、Ｃ’’_８，１は５となり、Ｃ’’_８，２は３となり、Ｃ’’_８，７は０となる。つまり、Ｃ’’_８，１とＣ’’_８，２の間で干渉成分が存在し、符号間の直交性が保たれていない状況となる。

このように、伝搬路の周波数変動が早い（周波数方向に早く変動する）場合には、ＭＣ−ＣＤＭ方式においては、コード間干渉（Ｍｕｌｔｉ Ｃｏｄｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が特性劣化の原因となる。
前記符号間の直交性の崩れによる特性劣化を改善するための技術が、特許文献２及び非特許文献１に記載されている。これらの技術では、下りリンク、上りリンクの違いはあるが、双方ともＭＣ−ＣＤＭ通信時のコード多重によるコード間干渉を取り除くため、誤り訂正後、または逆拡散後のデータを用いて、所望コード以外の信号を除去することにより、特性の改善を図っている。
特開２００４−２２１７０２号公報 特開２００５−１９８２２３号公報 Ｙ．Ｚｈｏｕ、Ｊ．Ｗａｎｇ、ａｎｄ Ｍ．Ｓａｗａｈａｓｈｉ、"Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｏｆ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ ＯＦＣＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ−Ｐａｒｔ Ｉ:Ｈｙｂｒｉｄ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ、"ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ、Ｖｏｌ．５３、Ｉｓｓｕｅ ４、ｐｐ．７１８−７２９、Ａｐｒｉｌ ２００５．

しかしながら、上述した従来の技術においては、サブキャリア数の多いマルチキャリア信号及びＭＣ−ＣＤＭ信号を受信機で復調する際の演算量が増加するという問題があった。また、ＭＣ−ＣＤＭ時のコード間干渉を受信機で取り除く際に、コード多重数分だけ演算量が増加するという問題があった。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、受信機が送信機から受信した信号を復調する際の演算量を減らすことができる受信機及び受信方法を提供することにある。

（１） 本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、本発明の一態様による受信機は、受信信号からチャネルインパルス応答推定値を求める伝搬路推定部と、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、前記チャネルインパルス応答推定値を分割する時間帯を設定する時間帯設定部と、前記レプリカ信号作成部が作成したレプリカ信号を用いて、前記時間帯設定部が設定した各時間帯の受信信号を抽出する受信信号抽出部と、前記受信信号抽出部が抽出した各時間帯の信号を合成する処理を繰返す合成部と、前記合成部が合成した信号に対して復調処理を行う復調処理部とを備え、少なくとも１回の前記繰返し処理で設定する時間帯の数が異なる。
本発明では、受信機が送信機から受信した受信信号を、少なくとも１つ以上の時間帯に時間帯分割部が分割することによって、ＩＳＩやＩＣＩを低減または抑圧すると同時に、各時間帯における遅延分散を小さくすることによってＭＣＩを低減させることができ、受信機が送信機から受信した信号を復調する際の演算量を減らすことができる。

（２） また、本発明の一態様による受信機の前記受信信号抽出部は、受信信号の伝搬路推定値であるチャネルインパルス応答推定値と前記レプリカ信号作成部が作成するレプリカ信号と前記時間帯設定部が設定する時間帯とに基づいて各時間帯の到来波のレプリカを生成する到来波レプリカ生成部と、受信信号から前記到来波レプリカ生成部が生成した各時間帯の到来波のレプリカを減算することにより前記時間帯設定部が設定した時間帯の受信信号を抽出する減算部とを備える。

（３） また、本発明の一態様による受信機の前記時間帯設定部は、繰返し処理の回数が増えるにつれて、前記時間帯の数が不変または増加するように設定する。

（４） また、本発明の一態様による受信機の前記時間帯設定部は、前記チャネルインパルス応答推定値に基づいて、前記時間帯の数を設定する。

（５） また、本発明の一態様による受信機の前記時間帯設定部は、前記時間帯の数を前記繰返し処理毎に適応的に設定する。

（６） また、本発明の一態様による受信機の前記時間帯設定部は、前記レプリカ信号作成部が作成するレプリカ信号の尤度に基づいて、前記時間帯の数を設定する。

（７） また、本発明の一態様による受信機の前記時間帯設定部は、前記レプリカ信号作成部が作成するレプリカ信号の信頼度情報に基づいて、前記時間帯の数を設定する。

（８） また、本発明の一態様による受信機の前記信頼度情報は、前記レプリカ信号作成部が作成するレプリカ信号と前記チャネルインパルス応答推定値と前記受信信号とから求められる分割誤差である。

（９） また、本発明の一態様による受信機の前記時間帯設定部は、前記分割誤差と分割利得とに基づいて、前記時間帯の数を設定する。

（１０） また、本発明の一態様による受信機の前記分割利得は、シンボル間干渉、サブキャリア間干渉、パスダイバーシチ利得のうち少なくとも１つに基づいて決定される。

（１１） また、本発明の一態様による受信機は、コード多重された信号を分離する逆拡散部をさらに備え、前記分割利得は、コード間干渉、シンボル間干渉、サブキャリア間干渉、パスダイバーシチ利得のうち少なくとも１つに基づいて決定される。

（１２） また、本発明の一態様による受信方法は、受信信号からチャネルインパルス応答推定値を求める伝搬路推定過程と、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成過程と、前記チャネルインパルス応答推定値を分割する時間帯を設定する時間帯設定過程と、前記レプリカ信号作成過程で作成したレプリカ信号を用いて、前記時間帯設定過程で設定した各時間帯の受信信号を抽出する受信信号抽出過程と、前記受信信号抽出過程で抽出した各時間帯の信号を合成する処理を繰返す合成過程と、前記合成過程で合成した信号に対して復調処理を行う復調処理過程とを実行し、少なくとも１回の前記繰返し処理で設定する時間帯の数が異なる。

本発明の受信機及び受信方法では、受信機が送信機から受信した信号を復調する際の演算量を減らすことができる。

本発明の第１の実施形態による送信機１００の構成の一部を示す概略ブロック図である。 本発明の第１の実施形態によるフレームフォーマットの一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態による受信機２００の構成の一部を示す概略ブロック図である。 本発明の第１の実施形態による信号検出部２３（図３）の構成の一例を示す概略ブロック図である。 本発明の第１の実施形態によるブロック分割部８２（図４）の構成の一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態による受信機２００（図３）の動作の一例を示すフローチャートである。 本発明の第１の実施形態によるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。 本発明の第１の実施形態による到来波除去部４５−１におけるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。 本発明の第１の実施形態による到来波除去部４５−２におけるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。 本発明の第１の実施形態による到来波除去部４５−３におけるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。 本発明の第１の実施形態による初回処理におけるチャネルインパルス応答推定値と合成部４６を示す図である。 本発明の第１の実施形態による初回処理におけるチャネルインパルス応答推定値と合成部４６を示す図である。 本発明の第１の実施形態による伝搬路・雑音電力推定部２２（図３）の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態によるブロック分割設定部８１（図４）の処理を説明する図である。 本発明の第１の実施形態による効果を説明する図である。 本発明の第１の実施形態による効果を説明する図である。 本発明の第１の実施形態における分割数と特性との関係を示すグラフである。 全ての繰返し処理に対してブロック分割数を固定した場合の特性を示すグラフである。 異なるブロック分割数を設定した場合の特性改善の一例を示すグラフである。 本発明の第１の実施形態による受信方法を用いた場合の計算機シミュレーションによる評価結果の一例を示すグラフである。 図２０の計算機シミュレーションで設定した繰返し処理回数とブロック分割数との関係を示す表である。 図２０の計算機シミュレーションで用いた主なシミュレーションパラメータを示す表である。 本発明の第２の実施形態による受信機の信号検出部９０の構成を示す概略ブロック図である。 本発明の第２の実施形態による効果について説明する図である。 本発明の第３の実施形態によるブロック分割数の設定方法の一例を示す図である。 マルチパス環境を経て送信機から受信機に到達する信号を示す図である。 サブキャリア間が直交している様子と、ＩＣＩによりサブキャリア間で干渉が生じる様子を示す図である。 ＭＣ−ＣＤＭ方式におけるサブキャリアと各サブキャリアに対応する直交符号の関係を示す図である。 ＭＣ−ＣＤＭ方式の信号が空中を伝搬し、受信機において受信された際の符号の様子を示す図である。

符号の説明

１・・・Ｓ／Ｐ変換部、２−１〜２−４・・・コード毎信号処理部、３・・・誤り訂正符号化部、４・・・ビットインタリーバ部、５・・・変調部、６・・・シンボルインタリーバ部、７・・・周波数−時間拡散部、８・・・ＤＴＣＨ多重部、９・・・ＰＩＣＨ多重部、１０・・・スクランブリング部、１１・・・ＩＦＦＴ部、１２・・・ＧＩ挿入部、２１・・・シンボル同期部、２２・・・伝搬路・雑音電力推定部、２３・・・信号検出部、２４−１〜２４−４・・・コード毎復号部、２５・・・ビットデインタリーバ、２６・・・誤り訂正復号部、２７・・・加算部、２８・・・レプリカ信号生成部、２９−１〜２９−４・・・コード毎シンボル生成部、３０・・・ビットインタリーバ部、３１・・・シンボル生成部、３２・・・シンボルインタリーバ部、３３・・・周波数−時間拡散部、３４・・・ＤＴＣＨ多重部、３５・・・ＰＩＣＨ多重部、３６・・・スクランブリング部、３７・・・ＩＦＦＴ部、３８・・・ＧＩ挿入部、３９・・・Ｐ／Ｓ変換部、４１・・・到来波レプリカ生成部、４２・・・減算部、４３・・・ＧＩ除去部、４４・・・ＦＦＴ部、４５−１〜４５−Ｂ・・・到来波除去部、４６・・・合成部、４７−１〜４７−４・・・コード毎復調部、４８・・・逆拡散部、４９・・・シンボルデインタリーバ部、５０・・・復調部、６１・・・伝搬路推定部、６２・・・プリアンブルレプリカ生成部、６３・・・雑音電力推定部、７０・・・ＭＡＣ部、７１・・・フィルタリング処理部、７２・・・Ｄ／Ａ変換部、７３・・・周波数変換部、７４・・・送信アンテナ、７５・・・受信アンテナ、７６・・・周波数変換部、７７・・・Ａ／Ｄ変換部、８１・・・ブロック分割設定部、８２・・・ブロック分割部、９０・・・信号検出部、９１・・・ブロック分割設定部、１００・・・送信機、２００・・・受信機

以下、図面を参照し、本発明の第１〜第３の実施形態について説明する。始めに、本発明の第１の実施形態について説明する。

（第１の実施形態）
本実施形態では、ガードインターバルを超える到来波に起因するＩＳＩおよびＩＣＩや、伝搬路の周波数選択性に起因するコード間干渉が存在する場合においても良好な特性を得ることのできる受信機について説明する。

図１は、本発明の第１の実施形態による送信機１００の構成の一部を示す概略ブロック図である。この送信機１００は、ＭＡＣ（Ｍｅｄｉａ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ：媒体アクセス制御）部７０、Ｓ／Ｐ（Ｓｅｒｉａｌ ／ Ｐａｒａｌｌｅｌ：直列／並列）変換部１、コード毎信号処理部２−１〜２−４、ＤＴＣＨ（Ｄａｔａ Ｔｒａｆｆｉｃ Ｃｈａｎｎｅｌ：データトラフィックチャネル）多重部８、ＰＩＣＨ（Ｐｉｌｏｔ Ｃｈａｎｎｅｌ：パイロットチャネル）多重部９、スクランブリング部１０、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：逆高速フーリエ変換）部１１、ＧＩ挿入部１２、フィルタリング処理部７１、Ｄ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ／Ａｎａｌｏｇ：デジタル／アナログ）変換部７２、周波数変換部７３、送信アンテナ７４を備える。

コード毎信号処理部２−１〜２−４は、それぞれ誤り訂正符号化部３、ビットインタリーバ部４、変調部５、シンボルインタリーバ部６、周波数−時間拡散部７を備える。
Ｓ／Ｐ変換部１には、ＭＡＣ部７０から出力された情報信号が入力され、Ｓ／Ｐ変換部１の直列−並列変換の出力がコード毎信号処理部２−１〜２−４に入力される。なお、コード毎信号処理部２−２〜２−４の構成は、コード毎信号処理部２−１と同じであるので、それらの説明を省略する。

コード毎信号処理部２−１に入力された信号は、誤り訂正符号化部３においてターボ符号化、ＬＤＰＣ（Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ：低密度パリティ検査）符号化、または畳み込み符号化などいずれかの誤り訂正符号化処理が行われる。誤り訂正符号化部３の出力はビットインタリーバ部４により、周波数選択性フェージングによる受信電力の落ち込みによるバースト誤りの発生を改善するために、ビット毎にその順番を適切な順序で入れ替えられて出力される。

ビットインタリーバ部４の出力は、変調部５において、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：２値位相偏移変調）、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：４値位相偏移変調）、１６ＱＡＭ（１６ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：１６値直交振幅変調）、６４ＱＡＭ（６４ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：６４値直交振幅変調）などのシンボル変調処理が行われる。

変調部５の出力はシンボルインタリーバ部６によりバースト誤りの改善のためにシンボル毎にその順番を適切な順序で入れ替えられる。シンボルインタリーバ部６の出力は周波数−時間拡散部７により所定の拡散コード（チャネライゼーションコード）で拡散される。ここでは、ＯＶＳＦ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｓｐｒｅａｄ Ｆａｃｔｏｒ：直交可変拡散係数）符号を用いているが、他の拡散コードを用いても良い。

なお、送信機１００はコード毎信号処理部２−１〜２−４を、コード多重数Ｃ_ｍｕｘ（Ｃ_ｍｕｘは１以上の自然数）備えている。ここでは一例としてＣ_ｍｕｘ=４の場合を示している。異なる拡散コードで拡散された信号が、コード毎信号処理部の出力としてＤＴＣＨ多重部８に出力され、ＤＴＣＨ多重部８にて多重（加算処理）される。続いて、ＰＩＣＨ多重部９において、伝搬路推定などに使用するパイロットチャネル（ＰＩＣＨ）が所定の位置に挿入される。

その後、スクランブリング部１０において、基地局固有のスクランブリングコードにてスクランブルされた後、ＩＦＦＴ部１１において周波数時間変換が行われる。ＧＩ挿入部１２においてガードインターバル（ＧＩ）の挿入が行われた後、フィルタリング部７１によるフィルタリング処理、Ｄ／Ａ変換部７２によるデジタルアナログ変換処理、周波数変換部７３による無線周波数への周波数変換処理などが行われた後、送信アンテナ７４から送信信号として受信機に送信される。

図１では、コード毎信号処理部２−１〜２−４に、ビットインタリーバ部４及びシンボルインタリーバ部６の双方が配置されているが、これはいずれか一方だけ配置しても良い。また、コード毎信号処理部２−１〜２−４にビットインタリーバ部４及びシンボルインタリーバ部６の双方を配置しなくても良い。

図２は、本発明の第１の実施形態によるフレームフォーマットの一例を示す図である。
この図は、送信機１００（図１参照）から受信機に送信されるフレームフォーマットを示している。図２では、横軸に時間、縦軸に受信電力をとっている。図２に示すように、パイロットチャネル（ＰＩＣＨ）は、１つのフレームの前後及び中央に配置されている。データの伝送に用いられるデータトラフィックチャネル（ＤＴＣＨ）は、フレームの前半と後半に配置されており、Ｃ_ｍｕｘ個の異なる拡散コードにて拡散された信号が、コード多重されている。

ここでは、Ｃ_ｍｕｘ＝４の場合をデータが４個積み重なった様子で模式的に示している。また、パイロットチャネル（ＰＩＣＨ）の受信電力と、データトラフィックチャネル（ＤＴＣＨ）の１コードあたりの受信電力の比を、Ｐ_{ＰＩＣＨ／ＤＴＣＨ}で表している。なお、図２では、パイロットチャネル（ＰＩＣＨ）の挿入方法に関して、時間多重を行っているが、周波数多重や周波数―時間多重などを行ってもよい。

図３は、本発明の第１の実施形態による受信機２００の構成の一部を示す概略ブロック図である。この受信機２００は、受信アンテナ７５、周波数変換部７６、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ：アナログ／デジタル）変換部７７、シンボル同期部２１、伝搬路・雑音電力推定部２２（伝搬路推定部とも称する。）、信号検出部２３、コード毎復号部２４−１〜２４−４、レプリカ信号生成部２８（レプリカ信号作成部とも称する。）、Ｐ／Ｓ（Ｐａｒａｌｌｅｌ ／ Ｓｅｒｉａｌ：並列／直列）変換部３９を備えている。

レプリカ信号生成部２８は、コード毎シンボル生成部２９−１〜２９−４、ＤＴＣＨ多重部３４、ＰＩＣＨ多重部３５、スクランブリング部３６、ＩＦＦＴ部３７、ＧＩ挿入部３８を備えている。
レプリカ信号生成部２８は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号ｒ（ｔ）に基づいて作成する。具体的には、まず誤り訂正復号部２６において、例えばＭＡＰ（Ｍａｘｉｍｕｍ ａ ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ：最大事後確率）復号により対数尤度比などを算出する。算出した対数尤度比を基に、レプリカ信号生成部２８は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号ｓ＾（ｔ）を作成する。
また、コード毎シンボル生成部２９−１〜２９−４は、ビットインタリーバ部３０、シンボル生成部３１、シンボルインタリーバ部３２、周波数−時間拡散部３３を備えている。また、コード毎復号部２４−１〜２４−４は、ビットデインタリーバ２５、誤り訂正復号部２６、加算部２７を備えている。

受信アンテナ７５で受信した受信信号は、周波数変換部７６によるベースバンド信号への周波数変換処理、Ａ／Ｄ変換部７６によるアナログデジタル変換処理を経た後、デジタル受信信号ｒ（ｔ）としてシンボル同期部２１においてシンボル同期が行われる。シンボル同期部２１では、ガードインターバル（ＧＩ）と有効信号区間との相関特性などを使用してシンボル同期が行われ、その結果に基づいて、以降の信号処理を行う。

伝搬路推定・雑音電力推定部２２は、パイロットチャネル（ＰＩＣＨ）を利用し、チャネルインパルス応答推定値や雑音電力推定値を推定する。伝搬路推定方法としては、パイロットチャネル（ＰＩＣＨ）のレプリカ信号を作成し、その絶対値の２乗誤差が最小になるようにＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムによる推定を行ったり、受信信号ｒ（ｔ）とパイロットチャネル（ＰＩＣＨ）のレプリカ信号との相互相関を時間軸又は周波数軸でとることにより取得したり、様々な方法があるが、これに限るものではない。

また、雑音電力推定方法に関しても、受信したパイロットチャネル（ＰＩＣＨ）から、推定されたチャネルインパルス応答推定値を利用し、パイロットチャネル（ＰＩＣＨ）のレプリカを作成し、これらの差分より求める方法などが考えられるが、これに限るものではない。
伝搬路・雑音電力推定部２２より出力されたチャネルインパルス応答推定値および雑音電力推定値は、信号検出部２３に入力され、例えばＭＡＰ検出を行う場合にはビット毎の対数尤度比の算出などに利用される。

信号検出部２３では、初回には、受信信号、チャネルインパルス応答推定値、雑音電力推定値を用いて、ビット毎の対数尤度比を出力する。対数尤度比とは、受信されたビットが０であるのが最もらしいか、１であるのが最もらしいかを示す値であり、通信路のビット誤り率に基づいて算出される。
図３では、信号検出部２３から、それぞれコード毎復号部２４−１〜２４−４に対数尤度比を出力しているが、これらの対数尤度比は、それぞれ異なる拡散コードに割り当てられたビットの対数尤度比である。
なお、後述する繰り返し時には、受信信号と復調結果より得られるレプリカ信号、チャネルインパルス応答推定値、雑音電力推定値を用いて、ビット毎の対数尤度比をコード毎復号部２４−１〜２４−４に出力する。

コード毎復号部２４−１〜２４−４では、入力信号に対して、ビットデインタリーバ部２５においてビット毎にデインタリーブ処理を行う。デインタリーブ処理は、インタリーブ処理と逆の処理であって、インタリーブの処理による順番の入れ替えを元に戻す。
誤り訂正復号部２６は、信号検出部２６の合成部４６が合成した信号を、コード毎復調部４７−１〜４７−４（図４）、ビットデインタリーバ部２５（図３）を介して取得し、ＭＡＰ復号などの誤り訂正復号処理を行う。また、誤り訂正復号部２６は信号検出部２３の復調部５０（図４、後述）が復調を行った結果を基に、誤り訂正復号を行い、ビット毎の対数尤度比を算出する。

なお、ＭＡＰ復号とは、ターボ復号、ＬＤＰＣ復号、ビタビ復号（Ｖｉｔｅｒｂｉ ｄｅｃｏｄｉｎｇ）など通常の誤り訂正復号時に、硬判定を行わず、情報ビットおよびパリティビットも含めて対数尤度比などの軟判定結果を出力する方法である。すなわち、硬判定は受信信号を０、１のみに判定するのに対して、軟判定はどの程度確からしいかの情報（軟判定情報）を元に判定する。なお、ＭＡＰ復号のような軟判定復号に限らず、硬判定復号を行ってもよい。

誤り訂正復号部２６への入力と誤り訂正復号部２６からの出力との差分λ２を加算部２７で算出し、レプリカ信号生成部２８に出力する。
レプリカ信号生成部２８への入力はビットインタリーバ部３０に入力され、ビットインタリーバ部３０では、ビット毎に差分λ２を入れ替えて出力される。ビットインタリーバ部３０の出力は、シンボル生成部３１において、差分λ２の大きさを考慮し、受信機２００の復調方式と同一範疇の変調方式（ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなど）でシンボル変調処理が行われる。

シンボル生成部３１の出力は、シンボルインタリーバ部３２によりシンボル毎に順番を入れ替えられ、シンボルインタリーバ部３２の出力は周波数−時間拡散部３３により所定の拡散コード（チャネライゼーションコード）で拡散される。
なお、受信機２００は、コード毎復号部及びコード毎シンボル生成部を、コード多重数Ｃ_ｍｕｘ（Ｃ_ｍｕｘは１以上の自然数）だけ備えている。ここでは、Ｃ_ｍｕｘ=４としている。異なる拡散コードで拡散された信号が、コード毎シンボル生成部２９−１〜２９−４の出力として、ＤＴＣＨ多重部３４に出力され、ＤＴＣＨ多重部３４にて多重（加算処理）される。

ＰＩＣＨ多重部３５では、伝搬路推定などに使用するパイロットチャネル（ＰＩＣＨ）が所定の位置に挿入される。その後、スクランブリング部３６において基地局固有のスクランブリングコードにてスクランブルされた後、ＩＦＦＴ部３７において周波数時間変換が行われ、ＧＩ挿入部３８においてガードインターバル（ＧＩ）の挿入が行われた後、信号検出部２３に入力され、繰り返し時の信号処理に利用される。
なお、上記繰り返し復号動作が所定回数行われた後、誤り訂正復号部２６の出力が、Ｐ／Ｓ変換部３９に入力され、並列直列変換された後、復調結果としてＭＡＣ部（図示省略）に出力される。

図４は、本発明の第１の実施形態による信号検出部２３（図３）の構成の一例を示す概略ブロック図である。信号検出部２３は、ブロック分割設定部８１（時間帯設定部とも称する。）、ブロック分割部８２（受信信号抽出部とも称する。）、合成部４６、コード毎復調部４７−１〜４７−４（復調処理部とも称する。）を備えている。

図５は、本発明の第１の実施形態によるブロック分割部８２（図４）の構成の一例を示す図である。ブロック分割部８２は、到来波除去部４５−１〜４５−Ｂを備えている。ここで、Ｂはブロック分割を行うブロック分割数を示し、Ｂは１またはそれよりも大きい自然数である。ブロック分割部８２は、レプリカ信号生成部２８（図３）が作成したレプリカ信号から、ブロック分割設定部８１が分割した少なくとも１つ以上の時間帯に含まれる信号を抽出する（後述する図８〜図１０参照）。

ブロック分割設定部８１（図４）は、レプリカ信号生成部２８が作成するレプリカ信号を少なくとも１つ以上の時間帯に分割する。ブロック分割設定部８１は、レプリカ信号生成部２８が作成するレプリカ信号の分割数を繰返し処理毎に変更し、ブロック分割設定値（分割数とも称する。）をブロック分割部８２に出力する。ブロック分割設定値は、繰返し処理において分割する所定の時間帯（ブロック）の構成などの情報であり、ブロック分割数や各ブロックの大きさに関する情報などが含まれる。また、繰返し処理毎のブロック分割数の設定方法は、受信機において予め設定しておく方法や、チャネルインパルス応答推定値などのような送信機と受信機との間の伝搬路特性などに基づいて受信機で設定する方法などを用いることができるが、これらに限るものではない。

ブロック分割部８２では、ブロック分割設定部８１（図４）が出力するブロック分割設定値に基づいて、到来波除去部４５−１〜４５−Ｂの設定が行われる。
到来波除去部４５−１〜４５−Ｂは、到来波レプリカ生成部４１、減算部４２、ＧＩ除去部４３、ＦＦＴ部４４をそれぞれ備えている。到来波除去部４５−１〜４５−Ｂは、レプリカ信号生成部２８（図３）が生成するレプリカ信号ｓ＾（ｔ）を用いて、受信信号ｒ（ｔ）から所定の時間帯ごとに到来波を除去する。

到来波レプリカ生成部４１は、受信信号ｒ（ｔ）から推定される伝搬路推定値であるチャネルインパルス応答推定値と、レプリカ信号生成部２８（図３）が生成するレプリカ信号ｓ＾（ｔ）と、ブロック分割設定部８１が出力するブロック分割設定値とに基づいて、所定の時間帯ごとの到来波のレプリカｈ_ｉを生成する。
減算部４２は、受信信号ｒ（ｔ）から到来波レプリカ生成部４１が生成した所定の時間帯ごとの到来波のレプリカを減算する。

コード毎復調部４７−１〜４７−４（図４）は、逆拡散部４８、シンボルデインタリーバ部４９、復調部５０をそれぞれ備えている。
信号検出部２３に入力された受信信号ｒ（ｔ）は、信号検出部２３に入力されたレプリカ信号ｓ＾（ｔ）とチャネルインパルス応答推定値ｈ^〜（ｔ）を基に求められた到来波レプリカ生成部４１（図５）の出力との差分を減算部４２（図５）で算出し、ＧＩ除去部４３に入力される。

ＧＩ除去部４３においてガードインターバル（ＧＩ）が除去され、ＦＦＴ部４４に入力される。ＦＦＴ部４４では入力信号に対し、時間周波数変換を行い、信号Ｒ^〜 _ｉを得る。
なお、ｉは自然数であり、１≦ｉ≦Ｂである。

合成部４６（図４）は、ブロック分割部８２が抽出した各時間帯の信号Ｒ^〜 _ｉを合成する。具体的には、合成部４６は、到来波除去部４５−１〜４５−Ｂ（図５）の出力Ｒ^〜 _ｉと、チャネルインパルス応答推定値ｈ^〜（ｔ）と、雑音電力推定値とを用いて、合成部４６において、到来波除去部４５−１〜４５−Ｂが出力したそれぞれの信号Ｒ^〜 _１〜Ｒ^〜 _Ｂに対して、伝搬路補償および合成を行い、信号Ｙ’を算出して、コード毎復調部４７−１〜４７−４（図４）に出力する。
なお、合成部４６では、例えば、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ：最小平均自乗誤差）フィルタリング処理によるＭＭＳＥ合成などを用いることができる。なお、合成部４６では、レプリカ信号などに基づいて算出されたブロック分割誤差を用いてもよい。

この信号Ｙ’を用いて、Ｃ_ｍｕｘ個（ここでは、一例としてＣ_ｍｕｘ=４）のコード毎復調部４７−１〜４７−４（図４）では、拡散コード毎の復調処理を行う。逆拡散部４８は、それぞれの拡散コードを用いて逆拡散処理を行う。
シンボルデインタリーバ部４９は、逆拡散部４８の出力に対してシンボル毎に入れ替えを行う。復調部５０は、シンボルデインタリーバ部４９が出力した信号に対して復調処理を行う。

復調部５０は、シンボルデインタリーブ部４９の出力に対して、軟判定や硬判定を行う。以下では、その一例として、復調部５０がビット毎の対数尤度比を軟判定結果として出力する場合について説明する。復調部５０は、以下の式（１）〜式（３）を利用することにより、対数尤度比λ１を算出する。つまり、シンボルデインタリーバ部４９のｎシンボル目の出力をＺｎとすると、ＱＰＳＫ変調時の軟判定結果λ１は、以下の式（１）及び式（２）で表すことができる。

ここで、式（１）中のＲｅ［］はカッコ内の実部を、式（２）中のＩｍ［］はカッコ内の虚部をとることを示し、μ（ｎ）はｎシンボルでの基準シンボル（パイロット信号の振幅）を示す。なお、変調信号は、以下の式（３）で表すことができる。

なお、ここでは、ＱＰＳＫ変調の例を示したが、他の変調方式においても同様にビット毎の軟判定結果（対数尤度比）λ１を求めることができる。
なお、図３及び図４では、ビットインタリーバ部３０（図３）、ビットデインタリーバ部２５（図３）、およびシンボルインタリーバ部３２（図３）、シンボルデインタリーバ部４９（図４）の双方が配置されているが、これはいずれか一方、つまりビットインタリーバ部３０及びビットデインタリーバ部２５のみを配置しても良いし、シンボルインタリーバ部３２及びシンボルデインタリーバ部４９のみを配置しても良い。
また、ビットインタリーバ部３０、ビットデインタリーバ部２５、及びシンボルインタリーバ部３２、シンボルデインタリーバ部４９の全てを配置しなくても良い。
なお、周波数方向にサブキャリアごとにインタリーブ処理を行うチップインタリーブを行ってもよい。

図６は、本発明の第１の実施形態による受信機２００（図３）の動作の一例を示すフローチャートである。信号検出部２３は初回動作か否かを判定する（ステップＳ１）。図６のフローチャートで示している一連のステップは全て受信機２００の中だけで行われているため、外部からの何らかの情報は不要であり、受信機が何回目の繰返し動作であるかは、容易に認識できる。例えば、受信機２００が該パケットに対する一連の処理をカウントすること等で実現することができる。
ステップＳ１で初回動作であると判定した場合には、ＧＩ除去部４３は受信信号ｒ（ｔ）からガードインターバル（ＧＩ）を除去する（ステップＳ２）。
そして、ＦＦＴ部４４はＦＦＴ処理（時間周波数変換処理）を行う（ステップＳ３）。
次に、合成部４６は、通常のＭＭＳＥフィルタ処理を行う（ステップＳ４）。そして、逆拡散部４８は、逆拡散処理を行う（ステップＳ５）。

次に、シンボルデインタリーバ部４９は、シンボルデインタリーバ処理を行う（ステップＳ６）。そして、復調部５０は、軟判定ビット出力処理を行う（ステップＳ７）。次に、ビットデインタリーバ部２５は、ビットデインタリーバ処理を行う（ステップＳ８）。
そして、誤り訂正復号部２６は、誤り訂正復号処理を行う（ステップＳ９）。次に、上述したステップＳ１〜Ｓ９の処理を、所定回数繰り返したか否かについて判定する（ステップＳ１０）。

なお、図３で説明したように、ステップＳ５〜Ｓ９の処理をＣ_ｍｕｘ個の並列に配置された回路において処理を行っても良い。なお、初回のＭＭＳＥフィルタ処理については後述する。
ステップＳ１０でステップＳ１〜Ｓ９の処理を、所定回数繰り返していないと判定した場合には、Ｃ_ｍｕｘコード分の復調結果λ２を用いて、ビットインタリーバ部３０は、対数尤度比λ１をビットインタリーブする（ステップＳ１１）。
そして、シンボル生成部３１は、変調信号レプリカ生成を行う（ステップＳ１２）。次に、シンボルインタリーバ部３２は、シンボルインタリーバ処理を行う（ステップＳ１３）。そして、周波数−時間拡散部３３は、所定の拡散コードを用いて拡散処理を行う（ステップＳ１４）。

上述したステップＳ１１〜Ｓ１４の処理をＣ_ｍｕｘ回繰り返した後、ＤＴＣＨ多重部３４は、データトラフィックチャネル（ＤＴＣＨ）の多重を行う（ステップＳ１５）。そして、ＰＩＣＨ多重部３５は、パイロットチャネル（ＰＩＣＨ）の多重を行う（ステップＳ１６）。

次に、スクランブリング部３６は、スクランブリング処理を行う（ステップＳ１７）。
そして、ＩＦＦＴ部３７は、ＩＦＦＴ処理を行う（ステップＳ１８）。次に、ＧＩ挿入部３８は、ガードインターバル（ＧＩ）を挿入する（ステップＳ１９）。ステップＳ１９でガードインターバル（ＧＩ）が挿入された信号をレプリカ信号とし、繰り返し復調時に使用する。

ステップＳ１で繰返し処理時、つまり初回動作ではないと判定した場合には、到来波除去部４５−１〜４５−Ｂは、ブロック分割設定部８１が出力するブロック分割設定値に基づいて、ブロック毎に所定の到来波以外を除去する（ステップＳ２０）。そして、ＧＩ除去部４３は、ガードインターバル（ＧＩ）の除去処理を行う（ステップＳ２１）。次に、ＦＦＴ部４４は、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理を行う（ステップＳ２２）。

上述したステップＳ２０〜Ｓ２３の処理をＢ（Ｂは自然数）ブロック分を繰返して処理を行ってもよいし、Ｂ個の並列に配置された回路において処理してもよい。合成部４６は、Ｂブロックからの出力信号をＭＭＳＥフィルタにより、最小平均自乗誤差規範に従い合成する。つまり、ＭＭＳＥフィルタ処理を行う（ステップ２３）。なお、ステップ２３以降は、初回処理と同様の処理を行う。
ステップＳ１０で、上述した処理を所定回数繰り返したと判定するまで、ステップＳ１〜Ｓ９、Ｓ１１〜Ｓ２３の処理を繰り返す。

次に、到来波除去部４５−１〜４５−Ｂ（図５）の処理について具体的に説明する。ここでは、ｉ番目の到来波除去部４５−ｉの到来波レプリカ生成部４１及び減算部４２の動作について説明する。
まず、到来波除去部４５−ｉでは、到来波レプリカ生成部４１において到来波のレプリカｈ_ｉを生成し、これとレプリカ信号ｓ＾（ｔ）との畳み込み演算を行ったものを、受信信号ｒ（ｔ）から減算する。これが、減算部４２の出力となる。

図７は、本発明の第１の実施形態によるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。ここでは、伝搬路・雑音推定部２２（図３）から６パスのチャネルインパルス応答推定値が得られた場合について説明する。なお、図７では横軸に時間、縦軸に受信電力をとっている。到来波除去部４５−１〜４５−Ｂ（図５）において、６パスの到来波を、２パスずつの３つの到来波に分解する。

図８は、本発明の第１の実施形態による到来波除去部４５−１におけるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。なお、図８では横軸に時間、縦軸に受信電力をとっている。図８に示すように、まず到来波除去部４５−１においては、点線で囲まれた領域Ａ１に含まれる第３パス（Ｐ３）、第４パス（Ｐ４）、第５パス（Ｐ５）、第６パス（Ｐ６）をｈ_１（ｔ）と定義し、前記到来波レプリカ生成部４１で作成する。
前記到来波レプリカ生成部４１の出力は、前記ｈ_１（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものであり、減算部４２の出力は受信信号ｒ（ｔ）から、前記ｈ_１（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものを減算したものとなる。つまり、レプリカが正しく生成された場合には、減算部４２の出力は、（ｈ（ｔ）−ｈ_１（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができる。これにより、図８の実線で示された伝搬路を経て受信された信号Ｐ１、Ｐ２が、減算部４２の出力となる。

図９は、本発明の第１の実施形態による到来波除去部４５−２におけるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。なお、図９では横軸に時間、縦軸に受信電力をとっている。図９に示すように、まず到来波除去部４５−２においては、点線で囲まれた領域Ａ２に含まれる第１パス（Ｐ１）及び第２パス（Ｐ２）と、点線で囲まれた領域Ａ３に含まれる第５パス（Ｐ５）及び第６パス（Ｐ６）とを、ｈ_２（ｔ）と定義し、到来波レプリカ生成部４１で作成する。
到来波レプリカ生成部４１の出力は、ｈ_２（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものであり、減算部４２の出力は受信信号ｒ（ｔ）から、ｈ_２（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものを減算したものとなる。つまり、レプリカが正しく生成された場合には、減算部４２の出力は、（ｈ（ｔ）−ｈ_２（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができる。これにより、図９の実線で示された伝搬路を経て受信された信号Ｐ３、Ｐ４が、減算部４２の出力となる。

図１０は、本発明の第１の実施形態による到来波除去部４５−３におけるチャネルインパルス応答推定値を示す図である。なお、図１０では横軸に時間、縦軸に受信電力をとっている。図１０に示すように、まず到来波除去部４５−３においては、点線で囲まれた領域Ａ４に含まれる第１パス（Ｐ１）、第２パス（Ｐ２）、第３パス（Ｐ３）、第４パス（Ｐ４）をｈ_３（ｔ）と定義し、到来波レプリカ生成部４１で作成する。
到来波レプリカ生成部４１の出力は、ｈ_３（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものであり、減算部４２の出力は受信信号ｒ（ｔ）から、ｈ_３（ｔ）とｓ＾（ｔ）との畳み込み演算したものを減算したものとなる。つまり、レプリカが正しく生成された場合には、減算部４２の出力は、（ｈ（ｔ）−ｈ_３（ｔ））で表される伝搬路を経て受信された信号であると考えることができる。これにより、図１０の実線で示された伝搬路を経て受信された信号Ｐ５、Ｐ６が、減算部４２の出力となる。

図８〜図１０の説明では、到来波除去部４５−１〜４５−３が、識別された到来波の数に基づいて、所定の時間帯を設定する場合について説明した。つまり、チャネルインパルス応答推定値を基に、識別された到来波の数に基づいて、到来波除去部４５−１〜４５−３毎に作成および減算を行うレプリカ信号を変える場合について説明した。この方法の他に、以下のような方法を使用することができる。

例えば、到来波除去部４５−１〜４５−３が、識別された到来波の時間に基づいて所定の時間帯を設定する。つまり、到来波の到達時間をＢ個に分割し、どの時間帯に到達した到来波であるかによって、どの到来波除去部で処理するかを決定する、つまり識別された到来波の時間に基づいて、到来波除去部毎に作成および減算を行うレプリカ信号を変えるようにしてもよい。

また、到来波除去部４５−１〜４５−３が、識別された到来波の受信電力に基づいて所定の時間帯を設定するようにしてもよい。つまり、全受信信号を到達時間の順に到来波に含まれる受信信号がほぼ一定になるようＢ個に分割し、これに基づいてどの到来波除去部で処理するかを決定する、つまり識別された到来波の受信電力に基づいて、到来波除去部毎に作成および減算を行うレプリカ信号を変えるようにしてもよい。

図１１（ａ）〜図１１（ｃ）は、本発明の第１の実施形態による初回処理におけるチャネルインパルス応答推定値と合成部４６を示す図である。ここでは、図４で示した合成部４６と、図６で示したステップＳ４及びステップＳ２３の動作について説明する。なお、以下では合成部４６において、ＭＭＳＥフィルタ処理を行う場合を説明する。
まず、初回の合成部４６の動作について示す。受信信号を周波数領域で表現すると、受信信号Ｒは、以下の式（４）のように表すことができる。

ここで、Ｈ＾は推定された伝搬路の伝達関数を示しており、ガードインターバル（ＧＩ）内の到来波のみが存在すると仮定すると、Ｎｃ＊Ｎｃの対角行列で表すことができる。
なお、Ｎｃはｓｐｒｅａｄ−ＯＦＣＤＭのサブキャリア数を示している。Ｈ＾は、以下の式（５）のように表すことができる。

式（４）中のＳは送信シンボルを表しており、以下の式（６）に示すように、Ｎｃ＊１のベクトルで表すことができる。

同様に、式（４）中の受信信号Ｒ、雑音成分Ｎは、以下の式（７）、式（８）に示すように、Ｎｃ＊１のベクトルで表すことができる。

なお、式（６）〜式（８）において、添え字に用いたＴは転置行列であることを表している。
このような受信信号を受信したとき、合成部４６の出力Ｙは、以下の式（９）に示すように、Ｎｃ＊１のベクトルで表すことができる。

合成部４６は、チャネルインパルス応答推定値及び雑音電力推定値を基に、ＭＭＳＥフィルタ係数Ｗを決定する。ここで、ＭＭＳＥフィルタ係数Ｗは、以下の式（１０）に示すように、Ｎｃ＊Ｎｃの対角行列で表すことができる。

さらに、上記ＭＭＳＥフィルタ係数Ｗ_ｍの各要素は、周波数方向拡散時は以下の式（１１）で表すことができる。ここで、ｍは１〜Ｎｃ（２又は２よりも大きい自然数）である。

なお、式（１１）中における、

はコード多重時の他コードからの干渉成分であり、式（１１）中における、

は雑音電力の推定値を示している。また、式（１１）中の添え字のＨは、ハミルトニアン（共役転置）を示している。
また、上記のＭＭＳＥフィルタ係数Ｗ_ｍの各要素は、時間方向拡散時はコード間の直交性が保たれていると仮定して以下の式（１２）で表すことができる。

なお、図１１（ａ）〜図１１（ｃ）は、初回処理において図７に示した伝搬路を通った信号が、前記係数に基づいた合成部４６に入力される様子を示している。
なお、図１１（ａ）は、図７に示したチャネルインパルス応答Ｐ１〜Ｐ６を示しており、横軸に時間をとり、縦軸に受信電力をとっている。
図１１（ｂ）は、チャネルインパルス応答Ｐ１〜Ｐ６を周波数軸で表現した伝達関数を示しており、横軸に周波数をとり、縦軸に受信電力をとっている。なお、図１１（ｂ）において、初回処理では、周波数選択性が高い（周波数軸方向の電力の変動が激しい）ことが分かる。このような状態は、前述したとおり、ＭＣ−ＣＤＭにおいてはコード間において、直交性が崩れ、コード間干渉が生じていることを意味している。

次に、繰り返し時の合成部４６の動作について説明する。まず繰り返し復調時に、ｉ番目の到来波除去部４５−ｉにおいて使用されるレプリカ信号ｒ＾_ｉを以下の式（１３）のように表すことができる。

ここで、ｈ＾_ｉは、ｉ番目の到来波除去部４５−ｉにおいて処理を行う到来波のみを抽出した遅延プロファイルである。ｓ＾は、前回の誤り訂正復号によって得られた対数尤度比λ２を基に算出されたレプリカ信号である。式（１３）における、

は畳み込み演算を示している。従って、到来波除去部４５−ｉの出力、つまり、図４のｉ番目の到来波除去部４５の出力Ｒ^〜 _ｉは、以下の式（１４）のように表すことができる。

ここでΔは、レプリカの不確定性による誤差信号と熱雑音成分を含む。このとき、合成部４６の出力Ｙ’は、以下の式（１５）で表すことができる。

ここで、レプリカ信号は精度よく生成されており、Δにはレプリカの誤差による成分は含まれず、熱雑音成分のみが含まれると仮定すると、ＭＭＳＥフィルタ係数の部分行列は、以下の式（１６）のように対角行列で表すことができる。

さらに、合成部４６への入力信号は、後述するように周波数選択性が少なくなっており、フラットフェージングに近い状態になっていることから、コード多重時のコード間干渉もないと仮定すると、各要素は以下の式（１７）で表すことができる。

なお、Ｈ＾_ｉ’，ｍは、ｉ’番目の到来波除去部におけるｍ番目の伝搬路の伝達関数である。また、Ｈ＾_ｉ’，ｍ ^Ｈは、Ｈ＾_ｉ’，ｍのハミルトニアンである。
なお、式（１７）において、分母の第１項にＣ_ｍｕｘを掛けてもよい。つまり、繰返し処理時における合成部４６への入力信号に対して、以下の式（１７’）を用いてもよい。

なお、式（１７）および（１７’）において、雑音電力の推定値σ＾_Ｎ ^２を、レプリカ信号生成部２８（図３）が出力するレプリカ信号ｓ＾（ｔ）と、伝搬路・雑音電力推定部２２（図３）が推定するチャネルインパルス応答推定値ｈ^〜（ｔ）と受信信号ｒ（ｔ）とに基づいて求めてもよい。
例えば、レプリカ信号ｓ＾（ｔ）とチャネルインパルス応答推定値ｈ^〜（ｔ）との畳み込みした結果を受信信号ｒ（ｔ）から減算したものを雑音電力の推定値とする。

図１２（ａ）〜図１２（ｇ）は、本発明の第１の実施形態による初回処理におけるチャネルインパルス応答推定値と合成部４６を示す図である。図１２では、繰り返し処理において図８〜図１０に示した伝搬路を通った信号が、ＭＭＳＥフィルタ係数に基づいた合成部４６に入力される様子を示している。なお、ここでは到来波除去部の数Ｂを３としている。なお、図１２（ａ）、図１２（ｃ）、図１２（ｅ）では、横軸に時間をとっており、縦軸に受信電力をとっている。また、図１２（ｂ）、図１２（ｄ）、図１２（ｆ）では、横軸に周波数をとっており、縦軸に受信電力をとっている。

合成部４６は、初回復調時には式（１１）又は式（１２）で表わされるＭＭＳＥフィルタ係数Ｗ_ｍを用い、繰り返し復調時には式（１７）で表わされるＭＭＳＥフィルタ係数Ｗ’_ｉ，ｍを用いる。
なお、図１１（ａ）と同様に、図１２（ａ）、図１２（ｃ）、図１２（ｅ）は、図８〜図１０に示したチャネルインパルス応答Ｐ１〜Ｐ６を示している。図１２（ｂ）、図１２（ｄ）、図１２（ｆ）は、チャネルインパルス応答Ｐ１〜Ｐ６を周波数軸で表現した、伝達関数を示している。

なお、図１２（ｂ）、図１２（ｄ）、図１２（ｆ）の繰り返し処理時では、周波数選択性が低い（周波数軸方向の電力の変動が小さい）ことが分かる。このような状態は、前述したとおり、ＭＣ−ＣＤＭにおいてはコード間において、直交性が保たれ、コード間干渉が生じにくいことを意味している。
このように、繰り返し処理を行うことにより、ガードインターバル（ＧＩ）を超える到来波を取り除くのと同時に、コード間干渉の影響も取り除くという効果を奏することができる。

図１３は、本発明の第１の実施形態による伝搬路・雑音電力推定部２２（図３）の構成を示す図である。伝搬路・雑音電力推定部２２は、伝搬路推定部６１、プリアンブルレプリカ生成部６２、雑音電力推定部６３を備えている。
伝搬路推定部６１は、受信信号に含まれるパイロットチャネル（ＰＩＣＨ）を用いてチャネルインパルス応答の推定を行う。プリアンブルレプリカ生成部６２は、伝搬路推定部６１によって求められたチャネルインパルス応答推定値と、既知情報であるＰＩＣＨ信号波形とを用いてパイロットチャネル（ＰＩＣＨ）のレプリカ信号を作成する。
雑音電力推定部６３は、受信信号に含まれるパイロットチャネル（ＰＩＣＨ）部分と、プリアンブルレプリカ生成部６２より出力されるパイロットチャネル（ＰＩＣＨ）のレプリカ信号との差分をとることにより雑音電力の推定を行う。

なお、伝搬路推定部６１における伝搬路推定方法としては、ＲＬＳアルゴリズムなどを用いて、最小平均自乗誤差規範に基づき導出を行う方法や、周波数相関を用いる方法など様々な方法を使用することができる。
本発明の第１の実施形態による受信機２００によれば、レプリカ信号生成部２８（図３）が作成したレプリカ信号を用いて受信信号ｒ（ｔ）から所定の時間帯ごとに到来波レプリカ生成部４１（図５）が到来波を除去し、その所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成部４６（図４）が合成し、その合成した信号に対して復調部５０（図４）が軟判定を行うようにしたので、到来波を除去した信号に対してＦＦＴ（高速フーリエ変換）の処理を行うことが可能となる。また、到来波を除去することにより周波数選択性を減らした信号に対して逆拡散の処理を行うことが可能となり、コード数に関係のない演算量で、コード間干渉の除去を行うことができる。

ブロック分割の繰返し処理ごとに異なるブロック分割数を設定することによって、特性が改善できる理由を以下に説明する。

図１４（ａ）〜図１４（ｄ）は、本発明の第１の実施形態によるブロック分割設定部８１（図４）の処理を説明する図である。この処理は、ブロック分割の繰返し処理ごとに異なるブロック分割数を設定する場合の一例を示している。ここでは、図１４（ａ）に示すように、受信機２００が、１２パスのマルチパスＰ１０１〜Ｐ１１２を受信した場合を示している。図１４（ａ）〜図１４（ｄ）において、横軸には時間をとっており、縦軸には受信電力をとっている。

図１４（ｂ）は、繰返し処理回数が１回目のときにおけるブロック分割数が１の場合を示している。図１４（ｂ）では、パスＰ１０１〜Ｐ１１２をブロックＢ１１に設定している。

図１４（ｃ）は、繰返し処理回数が２回目のときにおけるブロック分割数が３の場合を示している。図１４（ｃ）では、パスＰ１０１〜Ｐ１０４をブロックＢ２１に設定しており、パスＰ１０５〜Ｐ１０８をブロックＢ２２に設定しており、パスＰ１０９〜Ｐ１１２をブロックＢ２３に設定している。

図１４（ｄ）は、繰返し処理回数が３回目のときにおけるブロック分割数が６の場合を示している。図１４（ｄ）では、パスＰ１０１、Ｐ１０２をブロックＢ３１に設定しており、パスＰ１０３、Ｐ１０４をブロックＢ３２に設定しており、パスＰ１０５、Ｐ１０６をブロックＢ３３に設定しており、パスＰ１０７、Ｐ１０８をブロックＢ３４に設定しており、パスＰ１０９、Ｐ１１０をブロックＢ３５に設定しており、パスＰ１１１、Ｐ１１２をブロックＢ３６に設定している。

本発明の第１の実施形態では、受信機２００において受信されたマルチパスに対してブロック分割を行うことによって、前述したように、ＩＳＩとＩＣＩを低減または抑圧すると同時に、各ブロックにおける遅延分散を小さくすることによってＭＣＩ（Ｍｕｌｔｉ Ｃｏｄｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：コード間干渉）を低減させることができる。さらに、そのＭＣＩについて、ブロック分割数を大きくするにつれて、各ブロックにおける遅延分散が小さくなるため、ＭＣＩをさらに低減させることができる。

その一方で、ブロック分割を行う際に生じる分割誤差に起因して、ブロック分割数を大きくするにつれて特性の改善が制限されることがある。本実施形態では、ブロック分割を行うために、まず送信信号レプリカを生成し、生成した送信信号レプリカとチャネルインパスル応答推定値に基づいて、各ブロックに対応した到来波レプリカを生成する。そして、受信信号から生成した到来波レプリカを減算することによりブロック分割を行っている。
そのため、用いる送信信号レプリカの不確定性により、分割誤差が生じることになる。

図１５（ａ）〜図１５（ｃ）は、本発明の第１の実施形態による効果を説明する図である。図１５（ａ）〜図１５（ｃ）は、横軸に時間をとっており、縦軸に受信電力をとっている。図１５（ａ）〜図１５（ｃ）は、１２パスのマルチパスＰ１０１〜Ｐ１１２に対してブロック分割数を３としたときに、分割誤差が生じている様子を示している。
図１５（ａ）〜図１５（ｃ）では、ブロックＢ２１にマルチパスＰ１０１〜Ｐ１０４が含まれるように、ブロックＢ２２にマルチパスＰ１０５〜Ｐ１０８が含まれるように、ブロックＢ２３にマルチパスＰ１０９〜Ｐ１１２が含まれるように、ブロックＢ２１〜Ｂ２３の時間帯をそれぞれ設定している。

例えば、図１５（ａ）で示すように、ブロックＢ２１に含まれる到来波を得るために、ブロックＢ２２およびＢ２３に含まれる到来波と送信信号レプリカに基づいて生成した到来波レプリカを受信信号から減算する。送信信号レプリカが理想的であれば、ブロックＢ２２およびＢ２３に含まれる到来波を完全に除去することができ、ブロックＢ２１に含まれる到来波のみを得ることができる。

しかし、繰返し回数が少ない場合等では、送信信号レプリカに不確定性が生じているため、それに起因して分割誤差が生じることになる。同様に、図１５（ｂ）および図１５（ｃ）に示すようにブロックＢ２２およびＢ２３においても、それぞれ分割誤差が生じる。
そして、この分割誤差が大きくなるにつれて、特性改善に対して影響することになる。

図１６（ａ）、図１６（ｂ）は、本発明の第１の実施形態による効果を説明する図である。図１６（ａ）、図１６（ｂ）は、横軸に時間をとっており、縦軸に受信電力をとっている。図１６（ａ）は、１２パスのマルチパスＰ１０１〜Ｐ１１２に対してブロック分割数を３としたときに、分割誤差が生じている様子を示している。図１６（ｂ）は、１２パスのマルチパスＰ１０１〜Ｐ１１２に対してブロック分割数を６としたときに、分割誤差が生じている様子を示している。

図１６（ａ）のブロックＢ２２およびＢ２３の分割誤差は、図１６（ｂ）のブロックＢ３３〜Ｂ３６の分割誤差と同じである。そのため、図１６（ａ）に示すブロック分割数が３のときと、図１６（ｂ）に示すブロック分割数が６のときを比べると、図１６（ｂ）のブロックＢ３２の分割誤差の分だけ大きくなる。
つまり、レプリカの不確定性が同じであれば、ブロック分割数が大きくなるにつれて、分割誤差による影響が大きくなることを意味している。なお、図１５（ａ）〜図１５（ｃ）、および、図１６（ａ）、図１６（ｂ）では簡単のため、所望のブロックに含まれる到来波に対する分割誤差は省略している。

図１７は、本発明の第１の実施形態における分割数と特性との関係を示すグラフである。図１７では、横軸に分割数をとっており、縦軸に特性をとっている。また、分割誤差に対する特性は分割誤差の大きさによって異なり、これは送信信号レプリカの確からしさに相当する。
図１７に示すように、分割数が増加するに従って、コード間干渉の特性は減少する。一方、分割数が増加するに従って、分割誤差に対する特性は増加する。つまり、分割誤差が小の場合であれ、大の場合であれ、分割数が増加するにつれて、その分割誤差は増加する。

図１８は、全ての繰返し処理に対してブロック分割数を固定した場合の特性を示すグラフである。図１８では、横軸に分割数をとっており、縦軸に特性をとっている。ここで、特性とは、コード間干渉に対する特性と分割誤差に対する特性を示している。
図１８に示すように、ブロック分割数が小さい場合のｎ_１では、ある繰返し処理における分割誤差による特性の劣化は小さくなるが、繰返した場合でもＭＣＩ（コード間干渉）により特性の改善は小さい。すなわち、分割数ｎ_１のところの矢印ｗ１の示すように、分割誤差は当初の分割誤差の曲線との交点（矢印ｗ１の尾のところ）から、複数回の繰り返しの後に、コード間干渉の曲線との交点（矢印ｗ１の矢先のところ）まで改善されるが、その特性の改善は小さい。

その一方で、ブロック分割数が大きい場合のｎ_３では、コード間干渉による特性の劣化は小さいため、繰返し処理により期待される特性の改善は大きいが、ある繰返し処理における分割誤差による特性の劣化が大きく、バースト的に誤る確率が高くなるため、結果的に繰返し処理後の誤り率特性が悪くなる。つまり、ブロック分割数を固定したときに、ブロック分割数を大きく設定した場合と小さく設定した場合の特性を比較すると、繰返した場合でもブロック分割数が大きい場合の特性の方が悪くなることがある。すなわち、分割数ｎ_３のところの矢印ｗ１で示すように、分割数ｎ_３に固定して複数回繰り返した後の分割誤差の改善は、矢印ｗ２のようにコード間干渉の曲線との交点まで伸びずに、「分割数ｎ_３に固定し、複数回繰り返した後の特性」を示す横線のところで押さえられて、矢印ｗ３のようにそこで終ってしまう。結果として、特性は分割数がｎ_１のときより悪い。
そのため、本実施形態では、以上を考慮して、繰返しによる特性を改善させることを目的として、繰返し回数に対して異なるブロック分割数を設定する。

図１９は、異なるブロック分割数を設定した場合の特性改善の一例を示すグラフである。図１９では、横軸に分割数をとっており、縦軸に特性をとっている。図１９では、ブロック分割数の小さい順にｎ_１〜ｎ_３とし、繰返し回数が多くなるにつれて、ブロック分割数を大きく設定する。
繰返し処理の序盤では、ブロック分割数をｎ_１にすることにより、分割誤差による特性劣化を抑えることができるが、図中のａ点から次第にブロック分割数がｎ_１のときに得られるコード間干渉によるｂ点の特性となる。

そのため、次に、ブロック分割数をｎ_２にし、繰返し処理を続行する。ブロック分割数をｎ_２にしたｃ点の時点では、ブロック分割数がｎ_１のときに比べて、送信信号レプリカの不確定性が小さくなっているため、バースト的に誤る確率が低くなる。
そのため、繰返し処理を続けることにより、ブロック分割数がｎ_２のときに得られるコード間干渉によるｄ点の特性まで改善できる。以下同様にブロック分割数を大きく設定することにより特性を改善させることができる。すなわち、今度はブロック分割数をｎ_３にして処理を続行する。するとｅ点からｆ点の特性まで分割誤差を改善させることができる。
なお、各繰り返し処理時におけるブロック分割数の設定は、ブロック分割数で得られるコード間干渉による特性でなくてもよい。
以上のように、繰返し処理回数に対してブロック分割数を設定にすることにより、特性を改善させることができる。

図２０は、本発明の第１の実施形態による受信方法を用いた場合の計算機シミュレーションによる評価結果の一例を示すグラフである。図２０では、横軸に繰り返し処理回数をとっており、縦軸にパケット誤り率をとっている。
図２０では、繰返し処理回数に対して、全て同じブロック分割数を設定した場合と、異なるブロック分割数を設定した場合のパケット誤り率特性を示す。また、その計算機シミュレーションで設定したブロック分割数は、繰返し処理回数毎に予め設定したものを用いている。すなわち、「＋」の印は、ブロック分割数を３で固定して設定した場合の、繰り返し処理回数に対するパケット誤り率を示す。「×」の印は、ブロック分割数を６で固定した場合を示す。「●」の印は、以下のように（図２１）、異なるブロック分割数に設定した場合を示す。繰り返し処理回数が８回の場合、ブロック分割数を６で固定したとき、パケット誤り率は０．０１である。ブロック分割数を３で固定したときは、０．００６である。異なるブロック分割数に設定したときは、０．００３である。

図２１は、図２０の計算機シミュレーションで設定した繰返し処理回数とブロック分割数との関係を示す表である。つまり、図２０の計算機シミュレーションでは、繰返し処理回数が、１、２、３、４、５、６、７、８のときに、ブロック分割数を、１、３、３、４、４、６、６、６と設定した。

図２２は、図２０の計算機シミュレーションで用いた主なシミュレーションパラメータを示す表である。図２２に示すように、サブキャリア数を、７６８とした。また、拡散率（周波数方向×時間方向）として、１６×１を用いた。また、拡散符号として、Ｗａｌｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ符号を用いた。
また、コード多重数を、１２とした。また、変調方式として、ＱＰＳＫを用いた。
また、誤り訂正符号として、ターボ（Ｔｕｒｂｏ）符号を用いた。また、符号化率を、３／４とした。また、拘束長を、４とした。また、パケット長を、３４５６ビットとした。また、ＭＡＰ復号として、ＭＡＸ−ｌｏｇ−ＭＡＰを用いた。
また、伝搬路として、１２波指数減衰レイリーフェージングを用いた。また、ガードインターバル長を、１．６７４μｓとした。また、遅延分散を、１．６１μｓとした。
また、ブロック分割方法を等時間とした。また、ブロック分割数を３とした。

図２０から分かるように、本実施形態で説明した、繰返し処理ごとに異なるブロック分割数を設定した場合の特性は、全て同じブロック分割数を設定した場合の特性と比べて、改善している。
なお、以上の説明では、コード間干渉と分割誤差に基づいて、繰返し処理回数が増えるにつれてブロック分割数を大きくなるように設定することで特性を改善させることを示したが、これに限るものではなく、コード間干渉の代わりにシンボル間干渉、サブキャリア間干渉、パスダイバーシチ利得などのブロック分割により得られる利得（分割利得）のうち少なくとも１つに基づいてブロック分割数を設定してもよい。例えば、シンボル間干渉やサブキャリア間干渉の場合、ブロック分割後の各ブロックがガードインターバルを超えているとき、ブロック分割数が大きくなるにつれ、干渉は小さくなるため、ブロック分割により利得が得られることになる。また、パスダイバーシチ利得に関しては、ブロック分割数が大きくなるにつれ、到来してきたパスを細かく分離することができるため、各ブロックの結果を合成部で合成することにより、パスダイバーシチ利得が得られることになる。
また、ブロック分割数は繰返し処理回数に対して、全て異なるものを用いなくてもよいし、小さくしてもよい。例えば、送信信号レプリカの不確定性が同じであるならブロック分割数の小さい方が良好な特性を得られる場合などへの適用が考えられる。

第１の実施形態では、受信機２００の一例として、受信信号からの軟判定結果を用いたキャンセラ、レプリカ生成、復調処理、復号処理する場合を説明したが、硬判定結果を用いてキャンセラ、レプリカ生成、復調処理、復号処理を行っても良い。つまり、受信信号からＱＰＳＫ、１６ＱＡＭなどの変調信号を復調する（ビット分解する）復調処理部として軟判定を行い、対数尤度比を出力する軟判定出力部を備えるＭＡＰ検出部を用いているが、硬判定値を出力する検出部を用いてもよい。
また、硬判定値から送信信号のレプリカ信号を生成するレプリカ信号生成部を用いても良い。さらに、軟判定値を生成したレプリカ信号に基づいて到来波を除去している到来波除去部を用いているが、受信信号から前記硬判定値から生成されたレプリカ信号に基づいて到来波を除去する到来波除去部を用いても良い。これらは、以降の実施形態においても同様である。

また、第１の実施形態では、各到来波除去部からの出力を合成する際、線形合成の一手法であるＭＭＳＥ合成を用いているが、ＺＦ（Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）、ＭＲＣ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｒａｔｉｏ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）などを用いても良い。また、非線形合成を用いても良い。
また、第１の実施形態では、各コードを誤り訂正符号化の単位としているが、誤り訂正符号化を複数のコードに亘って行ってもよい。
また、第１の実施形態では、受信機２００を、ＭＣ−ＣＤＭに用いる場合について説明したが、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）などのような拡散処理のされていないマルチキャリア信号に用いてもよい。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態では、ブロック分割数を、送信信号レプリカの不確定性などに基づいて、繰返し処理ごとに適応的に設定することにより、ブロック分割を行う際に生じるレプリカの不確定性に起因した分割誤差を抑制しつつ、ＭＣＩ（コード間干渉）を低減させ、特性を改善させる方法について説明する。

第２の実施形態の送信機や受信機の構成は、第１の送信機１００（図１）や受信機２００（図３）の構成とほぼ同じであるため、それらの説明を省略する。また、第２の実施形態が第１の実施形態と同様の部分については、それらの説明を省略し、第２の実施形態と第１の実施形態との相違点のみを説明する。
第２の実施形態は、受信機（図３）の信号検出部（図４）で行われる処理が第１の実施形態と異なる。

図２３は、本発明の第２の実施形態による受信機の信号検出部９０の構成を示す概略ブロック図である。第１の実施形態による受信機２００（図３）の信号検出部２３とは、信号検出部９０のブロック分割設定部９１への入力および処理が異なる。
本実施形態で用いるブロック分割設定部９１には、レプリカ信号生成部２８（図３）から出力されたレプリカ信号ｓ＾（ｔ）と伝搬路・雑音電力推定部２２（図３）から出力されるチャネルインパルス応答推定値ｈ^〜（ｔ）が入力される。

ブロック分割設定部９１では、入力されたレプリカ信号ｓ＾（ｔ）とチャネルインパルス応答推定値ｈ^〜（ｔ）に基づいて、送信信号レプリカの不確定性を求める。ここで、送信信号レプリカの不確定性を求める方法としては、例えば、レプリカ信号の信頼度情報に基づいて求めることができる。ここで、レプリカの信頼度情報としては、入力されたレプリカ信号の尤度を用いてもよい。つまり、尤度自体が各ビットの確からしさ（該ビットが１であるか０であるかの確率のようなもの）を表した値となっているので、それにより不確定性を求めることができる。
また、レプリカの信頼度情報としては、入力されたレプリカ信号とチャネルインパルス応答推定値との畳み込み演算を行ったものを受信信号から減算した値を用いてもよい。これにより、図１５中の点線で示した分割誤差の総計を求めることができる。
また、送信信号レプリカの不確定性を求めるためのレプリカ信号として、軟判定出力部が出力する対数尤度比や、誤り訂正復号部が出力する対数尤度比を用いてもよい。
ブロック分割設定部９１が求めた送信信号レプリカの不確定性に基づいて、ブロック分割設定値が設定され、ブロック分割部８２に入力される。ブロック分割部８２では、入力されたブロック分割設定値に基づいて、ブロック分割が行われる。以上の処理を、繰返し処理ごとに行う。

なお、繰返し処理ごとにブロック分割設定部９１で設定するブロック分割設定値の設定方法は、例えば、送信信号レプリカの不確定性に対応したブロック分割数を予め設定するようにしてもよいし、繰返し処理によって改善される送信信号レプリカの不確定性の改善の大きさが所定値より小さくなった場合にブロック分割数を変更する方法などを用いてもよい。

第２の実施形態で説明した方法を用いて、繰返し処理ごとにブロック分割数を適応的に設定することにより、分割誤差などに応じて効果的に特性を改善させることができる。

図２４は、本発明の第２の実施形態による効果について説明する図である。図２４では、横軸に分割数をとっており、縦軸に特性をとっている。図２４は、繰返し処理ごとに得られる分割誤差とコード間干渉に基づいて適したブロック分割数を繰返し処理ごとに適応的に設定したときの特性改善の様子を示している。

図２４では、繰返し回数を７回とし、それぞれの繰返し処理において用いるブロック分割数をｎ_１〜ｎ_７とし、設定されたそれぞれのブロック分割数を用いたときにそれぞれの繰返しにおいて得られる分割誤差のブロック分割数に対する特性を＃１〜＃７で示す。繰返し処理１回目では、ブロック分割数ｎ_１を用いて繰返し処理を行い、そのときの分割誤差に基づいて、繰返し処理２回目のブロック分割数を設定する。以降同様に、繰返し処理を行う。

なお、図２４の説明では、繰返し処理ごとに送信信号レプリカの不確定性が小さくなり、分割誤差が小さくなるため、ブロック分割数を大きくしていくことで、特性が改善しているが、これに限られるものではない。例えば、繰返し処理を行ったことによって、１回前の繰返し処理の分割誤差と比べて、分割誤差が大きくなった場合などでは、ブロック分割数を小さくしてもよい。

（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。本実施形態では、ブロック分割数を繰返し処理ごとに適応的に設定する場合において、ブロック分割数の設定方法について説明する。

第３の実施形態の送信機や受信機の構成は、第１の送信機１００（図１）や受信機２００（図３）の構成とほぼ同じであり、第３の実施形態による受信機の信号検出部の構成は、第２の実施形態による信号検出部９０（図２３）とほぼ同じであるため、それらの説明を省略する。また、第３の実施形態が第１の実施形態又は第２の実施形態と同様の部分については、それらの説明を省略し、第３の実施形態と第１の実施形態又は第２の実施形態との相違点のみを説明する。

第３の実施形態は、受信機の信号検出部９０（図２３）で行われる処理が第２の実施形態と異なる。
本実施形態では、ブロック分割設定部９１において、それぞれの繰返し処理で期待される特性改善の大きさに基づいて、ブロック分割数を設定する。

図２５は、本発明の第３の実施形態によるブロック分割数の設定方法の一例を示す図である。図２５では、ある繰返し処理において、ブロック分割数ｎ_１によりａ点まで特性が改善し、次の繰返し処理で用いるブロック分割数を設定する場合について説明する。
まず、ブロック分割設定部９１で求めた送信信号レプリカの不確定性に基づいて、ａ点での分割誤差を求める。次に求められた分割誤差のブロック分割に対する特性とコード間干渉とに基づいて、期待される特性改善の大きさが所定値となるようにブロック分割数を設定する。

例えば、図２５に示すように、次の繰返し処理で用いるブロック分割数をｎ_２とすると、ａ点で得られる分割誤差では、ブロック分割数ｎ_２のときの特性がｂ点となり、繰返し処理によりｂ点からｃ点まで改善される。つまり、次の繰返し処理において、ブロック分割数ｎ_２を用いたときに期待される特性改善の大きさはｂｃ点間となる。
このｂｃ点間を期待される特性改善の大きさとしてもよいし、ａｃ点間を期待される特性改善の大きさとしてもよい。例えば、ａ点の時点で、次の繰返し処理での分割数をｎ_２とすると、そのときの分割数に対するコード間干渉により期待される特性はｃ点であるため、ａ点とｃ点との間が期待される改善量となる。

なお、前記所定値は、予め設定していてもよいし、分割誤差やコード間干渉などを基準にして求めてもよいし、繰返し回数などを基準にして求めてもよいが、これらに限るものではない。コード間干渉の代わりに、シンボル間干渉、サブキャリア間干渉、パスダイバーシチ利得などのブロック分割により得られる利得（分割利得）のうち少なくとも１つに基づいてブロック分割数を設定してもよい。例えば、シンボル間干渉やサブキャリア間干渉の場合、ブロック分割後の各ブロックがガードインターバルを超えているとき、ブロック分割数が大きくなるにつれ、干渉は小さくなるため、ブロック分割により利得が得られることになる。また、パスダイバーシチ利得に関しては、ブロック分割数が大きくなるにつれ、到来してきたパスを細かく分離することができるため、各ブロックの結果を合成部で合成することにより、パスダイバーシチ利得が得られることになる。また、期待される特性改善の大きさをＥＸＩＴ（ＥＸｔｒｉｎｓｉｃ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｆｅｒ）チャートにより求めてもよい。

第３の実施形態を用いることによって、より最適なブロック分割数を選択することができるため、さらに効果的に特性を改善させることができる。なお、本実施形態による構成は第１の実施形態における構成にも適用可能である。つまり、本実施形態では、ブロック分割数を繰返し処理ごとに適応的に設定する場合におけるブロック分割数の設定方法について説明したが、ブロック分割処理の前に全てのブロック分割数を設定する場合のブロック分割数を設定する基準としても用いても良い。

なお、以上説明した実施形態において、送信機１００（図１）や受信機２００（図３）の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより送信機１００や受信機２００の制御を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。

また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時刻の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時刻プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。

以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。

本発明は、受信機が送信機から受信した信号を復調する際の演算量を減らすことができる受信機及び受信方法などに適用できる。

Claims (13)

1. 受信信号からチャネルインパルス応答推定値を求める伝搬路推定値と、
   送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、
   受信信号から抽出する到来波の複数の遅延時間の時間帯を設定する時間帯設定部と、
   前記レプリカ信号作成部が作成したレプリカ信号および前記複数の遅延時間の時間帯各々について該時間帯外の前記チャネルインパルス応答推定値を用いて、前記時間帯設定部が設定した各時間帯の到来波を抽出する受信信号抽出部と、
   前記受信信号抽出部が抽出した各時間帯の信号を合成する合成部と、
   前記合成部が合成した信号に対して復調処理を行う復調処理部とを備え、
   同一の前記受信信号に対して、前記レプリカ信号作成部と、前記時間帯設定部と、前記受信信号抽出部と、前記合成部と、前記復調処理部とによる処理を繰り返し、
   該繰り返しにおいて、少なくとも１回は、前記時間帯設定部が設定する時間帯が異なることを特徴とする受信機。
2. 前記受信信号抽出部は、
   受信信号の伝搬路推定値であるチャネルインパルス応答推定値と前記レプリカ信号作成部が作成するレプリカ信号と前記時間帯設定部が設定する時間帯とに基づいて遅延時間が各前記時間帯外の到来波のレプリカを生成する到来波レプリカ生成部と、
   前記時間帯設定部が設定した時間帯ごとに、前記到来波レプリカ生成部が生成した該時間帯外の到来波のレプリカを受信信号から減算することにより前記時間帯設定部が設定した時間帯の受信信号を抽出する減算部と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
3. 前記時間帯設定部は、繰返し処理の回数が増えるにつれて、前記時間帯の数が不変または増加するように前記時間帯を設定することを特徴とする請求項１記載の受信機。
4. 前記時間帯設定部は、前記チャネルインパルス応答推定値に基づいて、前記時間帯を設定することを特徴とする請求項１記載の受信機。
5. 前記時間帯設定部は、前記時間帯を前記繰返し処理毎に適応的に設定することを特徴とする請求項１に記載の受信機。
6. 前記時間帯設定部は、前記レプリカ信号作成部が作成するレプリカ信号の尤度に基づいて、前記時間帯を設定することを特徴とする請求項５記載の受信機。
7. 前記時間帯設定部は、前記レプリカ信号作成部が作成するレプリカ信号の信頼度情報に基づいて、前記時間帯を設定することを特徴とする請求項５記載の受信機。
8. 前記信頼度情報は、前記レプリカ信号作成部が作成するレプリカ信号と前記チャネルインパルス応答推定値と前記受信信号とから求められる誤差であることを特徴とする請求項７記載の受信機。
9. 前記時間帯設定部は、前記誤差と前記受信信号抽出部における利得とに基づいて、前記時間帯を設定することを特徴とする請求項８記載の受信機。
10. 前記利得は、シンボル間干渉、サブキャリア間干渉、パスダイバーシチ利得のうち少なくとも１つに基づいて決定されることを特徴とする請求項９記載の受信機。
11. コード多重された信号を分離する逆拡散部をさらに備え、前記利得は、コード間干渉、シンボル間干渉、サブキャリア間干渉、パスダイバーシチ利得のうち少なくとも１つに基づいて決定されることを特徴とする請求項９記載の受信機。
12. 受信信号からチャネルインパルス応答推定値を求める伝搬路推定過程と、
    送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成過程と、
    受信信号から抽出する到来波の複数の遅延時間の時間帯設定過程と、
    前記レプリカ信号作成過程で作成したレプリカ信号および前記複数の遅延時間の時間帯各々について該時間帯外の前記チャネルインパルス応答推定値を用いて、前記時間帯設定過程で設定した各時間帯の到来波を抽出する受信信号抽出過程と、
    前記受信信号抽出過程で抽出した各時間帯の信号を合成する合成過程と、
    前記合成過程で合成した信号に対して復調処理を行う復調処理過程とを有し、
    同一の前記受信信号に対して、前記レプリカ信号作成過程と、前記時間帯設定過程と、前記受信信号抽出過程と、前記合成過程と、前記復調処理過程とを繰り返し、
    該繰り返しにおいて、少なくとも１回は、前記時間帯設定過程にて設定する時間帯が異なることを特徴とする受信方法。
13. 受信信号からチャネルインパルス応答推定値を求める伝搬路推定値と、
    送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、
    受信信号から抽出する到来波の複数の遅延時間の時間帯を設定する時間帯設定部と、
    前記レプリカ信号作成部が作成したレプリカ信号および前記複数の遅延時間の時間帯各々について該時間帯外の前記チャネルインパルス応答推定値を用いて、前記時間帯設定部が設定した各時間帯の到来波を抽出する受信信号抽出部と、
    前記受信信号抽出部が抽出した各時間帯の信号を合成する合成部と、
    前記合成部が合成した信号に対して復調処理を行う復調処理部とを有し、
    同一の前記受信信号に対して、前記レプリカ信号作成部と、前記時間帯設定部と、前記受信信号抽出部と、前記合成部と、前記復調処理部とによる処理を繰り返し、
    該繰り返しにおいて、少なくとも１回は、前記時間帯設定部が設定する時間帯が異なることを特徴とする集積回路。

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