WO2007136056A1 - 受信機及び受信方法 - Google Patents

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WO2007136056A1
WO2007136056A1 PCT/JP2007/060429 JP2007060429W WO2007136056A1 WO 2007136056 A1 WO2007136056 A1 WO 2007136056A1 JP 2007060429 W JP2007060429 W JP 2007060429W WO 2007136056 A1 WO2007136056 A1 WO 2007136056A1
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WO
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unit
signal
replica
incoming wave
noise power
Prior art date
Application number
PCT/JP2007/060429
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English (en)
French (fr)
Inventor
Kimihiko Imamura
Kazuyuki Shimezawa
Ryota Yamada
Takashi Yoshimoto
Original Assignee
Sharp Kabushiki Kaisha
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Publication date
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Priority to JP2008516695A priority patent/JP4963703B2/ja
Priority to US12/301,603 priority patent/US20090141834A1/en
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0014—Three-dimensional division
    • H04L5/0016—Time-frequency-code
    • H04L5/0021—Time-frequency-code in which codes are applied as a frequency-domain sequences, e.g. MC-CDMA
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/7103—Interference-related aspects the interference being multiple access interference
    • H04B1/7107—Subtractive interference cancellation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0047—Decoding adapted to other signal detection operation
    • H04L1/005—Iterative decoding, including iteration between signal detection and decoding operation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only

Definitions

  • the present invention relates to a receiver and a receiving method, and more particularly to a receiver and a receiving method for transmitting and receiving a signal by a multicarrier scheme.
  • ISI Inter-symbol interference
  • ICI Inter-Carrier Interference
  • FIG. 20 is a diagram illustrating a signal that reaches a wireless receiver from a wireless transmitter via a multipath environment.
  • time is taken on the horizontal axis.
  • Symbols sl to s4 indicate signals that reach the radio receiver from the radio transmitter via the multipath environment, and arrive via four multipaths.
  • a guard interval GI that copies the second half of the symbol is added in front of the symbol!
  • the first signal si from the top shows a direct wave
  • the second signal s2 shows a delayed wave with a delay tl within the guard interval GI.
  • Signals s3 and s4, which are the third and fourth delayed waves, indicate the delayed waves with delays t2 and t3 exceeding the guard interval GI.
  • the direct wave and the delayed wave are called incoming waves.
  • the shaded area in front of the third and fourth delayed signals s3 and s4 indicates the part where the symbol preceding the desired symbol has entered the FFT section of the desired symbol, and section t4 indicates the FFT section of the desired symbol.
  • the shaded portion is the ISI component. Since the ISI component is an interference component, it causes deterioration of characteristics during demodulation.
  • the third and fourth delayed signals s3, s In 4 there will be a break in the symbol in the interval t4, which causes the above ICI.
  • FIG. 21 (a) and Fig. 21 (b) show a state in which subcarriers are orthogonal to each other and a state in which interference occurs between subcarriers due to ICI in signal transmission / reception using a multicarrier scheme.
  • FIG. Fig. 21 (a) shows that no ICI occurs and no interference occurs between subcarriers
  • Fig. 21 (b) shows that ICI causes interference between subcarriers.
  • Patent Document 1 proposes a method for improving characteristic degradation due to ISI and ICI when a delayed wave exceeding the guard inverter GI exists.
  • the I SI component and a duplicate signal (replica signal) of an undesired subcarrier including the ICI component are used. After creating this, the characteristics are improved by ISI and ICI by demodulating the received signal again.
  • MC—CDM Multi Carrier-Code Division Multiplexing
  • MC—CDMA Multi Carrier-Code Division Multiple Access
  • Spread-- is a combination of the multi-carrier transmission method and CDM (Code Division Multiplexing) method.
  • OF CDM Orthogonal Frequency and Code Division Multiplexing
  • FIG. 22 (a) and FIG. 22 (b) are diagrams illustrating the relationship between the subcarriers in the MC-CDMA system and the orthogonal codes corresponding to the subcarriers.
  • the horizontal axis represents frequency.
  • Figure 22 (a) shows, as an example, eight subkeys in the MC-CDM system. Shows the area.
  • (b) of FIG. 22 shows three types of C8, 1, C8, 2, and C8, 7 as orthogonal codes corresponding to each subcarrier.
  • C8, 1 (1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1)
  • C8, 2 (1, 1, 1, 1,-1,-1,-1, — 1)
  • C8, 7 (1, —1, —1, 1, 1,-1,-1, 1).
  • One of the features of the MC CDM system is that the data can be multiplexed and communicated by multiplying these three types of orthogonal codes using the same time and the same frequency.
  • orthogonal codes C8, 1, C8, 2, C8, and 7 are all orthogonal codes with a period of 8, and data is separated between orthogonal codes by performing addition during one period. Can do.
  • SFfreq in (a) of FIG. 22 indicates the period of the orthogonal code.
  • FIG. 23A and 23B show the codes C, 8, 1, C '8, 2, C' 8, 7, C when MC-CDMA signals propagate in the air and are received by the radio receiver. “8, 1, C” 8, 2, C ”8 and 7.
  • FIG. 23A shows the case where there is no frequency fluctuation in the period of the orthogonal code.
  • Patent Document 2 and Non-Patent Document 1 describe one technique for improving characteristic deterioration due to the loss of orthogonality between the codes.
  • there is a difference between downlink and uplink both of which are desired by using data after error correction or despreading to remove inter-code interference due to code multiplexing during MC-CDMA communication.
  • the characteristics are improved by removing signals other than codes.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-221702
  • Patent Document 2 JP 2005-198223
  • Non-Special Reference 1 "Downlink Transmission of Broadband OFCDM Systems-Part I: Hybrid Detectionbri, Zhou, ⁇ ⁇ ; Wang, J .; Sawahashi ⁇ M.Page (s): 718—729, IEEE Transactions on Communication (Vol.53, Issue4)
  • the above-described technique has a problem in that the amount of calculation increases when demodulating a multicarrier signal and an MC-CDM signal having a large number of subcarriers.
  • the amount of computation increases by the number of code multiplexes when removing inter-code interference during MCCDM.
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide a receiver and a receiving method that can reduce the amount of calculation when demodulating a signal received from a transmitter. It is in.
  • the present invention has been made to solve the above problems, and a receiver according to an aspect of the present invention creates a replica signal that is a replica of a transmission signal based on the received signal.
  • a replica signal creating unit an incoming wave removing unit that removes an incoming wave from a received signal using a replica signal every predetermined time zone, and a signal that the incoming wave removing unit removes an incoming wave every predetermined time zone
  • a demodulator for demodulating the signal synthesized by the synthesizer.
  • the incoming wave removal unit removes the incoming wave from the received signal every predetermined time zone from the received signal using the replica signal created by the replica signal creation unit, and the incoming wave is removed every predetermined time zone.
  • the synthesized signal is synthesized by the synthesis unit, and the demodulation unit performs demodulation processing on the synthesized signal. This makes it possible to perform FFT processing on signals from which incoming waves have been removed. In addition, it is possible to perform despreading processing on signals with reduced frequency selectivity by removing incoming waves, and it is possible to eliminate inter-code interference with a calculation amount that is not related to the number of codes. .
  • the incoming wave removal unit of the receiver includes a delayed wave replica generation unit that creates a replica of an incoming wave for each predetermined time zone, and the delay from a received signal.
  • wave A subtracting unit that subtracts a replica of the incoming wave for each predetermined time period created by the replica generation unit.
  • the delayed wave replica generation unit generates a delayed wave replica for each predetermined time zone, and the delayed signal replica is subtracted from the received signal force and synthesized by the synthesis unit. Therefore, the energy contained in the received signal can be used effectively without wasting it.
  • the delayed wave replica generation unit of the receiver sets the predetermined time zone based on the number of identified incoming waves.
  • a delayed wave replica can be created according to the number of incoming waves of the received signal.
  • the delayed wave replica generation unit of the receiver sets the predetermined time zone based on the time of the identified incoming wave.
  • an incoming wave replica can be created according to the time of the incoming wave of the received signal.
  • the delayed wave replica generation unit of the receiver sets the predetermined time period based on the received power of the identified incoming wave.
  • an incoming wave replica can be created according to the received power of the incoming wave of the received signal.
  • the receiver includes a signal determination unit that performs error correction decoding based on a result of the demodulation process performed by the demodulation unit and determines a signal for each bit.
  • the replica signal creation unit creates a replica signal that is a replica of the transmission signal based on the determination value calculated by the signal determination unit.
  • a replica signal can be created based on the signal determination value.
  • the signal determination unit of the receiver performs error correction decoding based on a result of the demodulation process performed by the demodulation unit, and calculates a log-likelihood for each bit to be calculated.
  • the degree ratio is the judgment value.
  • the replica signal can be generated based on the log likelihood ratio. it can.
  • the receiver includes a propagation path noise power estimation unit that estimates a noise power estimation value, and the synthesis unit includes a channel impulse response estimation value and the noise noise.
  • This MMSE filter determines the MMSE filter coefficient based on the estimated power value.
  • the MMSE filter coefficient of the synthesis unit can be determined based on the channel impulse response estimation value and the noise power estimation value.
  • the combining unit of the receiver includes the MMSE filter coefficient W represented by the formula (A) or the formula (B), or the MMSE represented by the formula (C). Filter coefficient W,
  • mmmm Hamiltonian C is the number of multiplexed codes
  • ⁇ " 2 is the estimated noise power
  • i is the incoming wave rejection
  • IT H is IT Roh, Milt - a draft).
  • the MMSE filter coefficient used by the synthesizer is changed according to whether it is a power repetition demodulation that is the time of the first demodulation, so that more optimal MMS E filtering processing is performed. Can do.
  • the propagation path noise power estimation unit of the receiver receives based on the replica signal generated by the replica signal generation unit and the channel impulse response estimation value.
  • a reception signal replica generation unit that generates a replica signal of the signal, and a noise power estimation unit that estimates noise power by obtaining a difference between the replica signal generated by the reception signal replica generation unit and the reception signal. .
  • the noise power is estimated by obtaining the difference between the replica signal created by the received signal replica generation unit and the received signal, the noise power estimation accuracy can be improved. .
  • a replica signal creation unit that creates a replica signal that is a replica of the transmission signal of the receiver according to an aspect of the present invention based on the received signal, and a predetermined signal from the received signal using the replica signal
  • An incoming wave removing unit that removes an incoming wave for each time zone, a propagation path that estimates an estimated noise power value, a noise power estimating unit, a replica error estimating unit that estimates the replica signal power replica error estimated value, and a received signal
  • a filter coefficient is determined based on the channel impulse response estimated value estimated from the above, the noise power estimated value, and the replica error estimated value, and the incoming wave removing unit uses the filter coefficient for each predetermined time period.
  • a synthesizing unit that synthesizes the signal from which the incoming wave is removed, and a demodulating unit that demodulates the signal synthesized by the synthesizing unit.
  • FFT processing can be performed on a signal from which an incoming wave is removed, and despreading processing is performed on a signal whose frequency selectivity has been reduced by removing the incoming wave. This makes it possible to eliminate inter-code interference with a calculation amount that is not related to the number of codes. Further, it is possible to perform a least square error filtering process in consideration of a component due to an error of the replica signal.
  • the synthesizing unit of the receiver estimates a channel impulse response estimated value for each predetermined time period based on the replica error estimated value.
  • the combining unit of the receiver includes a buffer represented by the formula (D).
  • Filter coefficient W (where m is a natural number, ⁇ " 2 is the noise power estimate and m N
  • B is the number of arrival wave removal units, i, i 'are natural numbers less than or equal to the number of arrival wave removal units, and H "is the transfer function of the mth propagation path in the i-th arrival wave removal unit , H "H is H"
  • the combining unit of the receiver may convert the H ′ ′ to the formula ( ⁇ ), m
  • DFT [] indicates that the signal in [] is converted to the time domain force frequency domain, and h ⁇ h "is the target of processing in the i and i'th arriving wave cancellers. This is a delay profile obtained by extracting only the arriving waves, and is a replica error estimate).
  • a receiver includes a replica signal creation unit that creates a replica signal that is a replica of a transmission signal based on the received signal, and a received signal using the replica signal.
  • An arrival wave removal unit that removes an incoming wave for each predetermined time period, a propagation path noise power estimation unit that estimates a noise power estimation value, a channel impulse response estimation value estimated from a received signal, and the noise power estimation value And the inter-code interference estimated value estimated based on the number of code multiplexes, the filter coefficient is determined, and the incoming wave removal unit removes the incoming wave for each predetermined time zone using the filter coefficient.
  • a synthesizing unit that synthesizes the synthesized signals, and a demodulating unit that demodulates the signals synthesized by the synthesizing unit In the receiver of the present invention, FFT processing can be performed on the signal from which the delayed wave has been removed, and despreading processing is performed on the signal having reduced frequency selectivity by removing the delayed wave. This makes it possible to eliminate inter-code interference with a calculation amount that is not related to the number of codes. In addition, during the second and subsequent iterations, interference components from other codes can be taken into account, and the characteristics can be improved.
  • the combining unit of the receiver uses the filter coefficient W represented by the equation (F) (where m is a natural number, and C is a code multiplexing number). Yes, ⁇ ",
  • H is the natural number less than or equal to the number, and the mth propagation path
  • H 'H is the Mirto-Anne of H'
  • H ' is the transfer function of the m-th propagation path in the i-th incoming wave removal part
  • H "and H are H". , Hamiltonian of).
  • the synthesis unit of the receiver includes a least square error filter, and uses a least square error filter coefficient as the filter coefficient.
  • a replica signal creation process of creating a replica signal that is a replica of a transmission signal based on the reception signal, and a reception signal using the replica signal An incoming wave removal process for removing an incoming wave every predetermined time period from the received signal, a received signal composition process for synthesizing a signal from which the incoming wave is removed every predetermined time period in the incoming wave removal process, and the received signal A demodulation process is performed in which the signal synthesized in the synthesis process is demodulated.
  • a reception method includes a replica signal generation process in which a replica signal that is a replica of a transmission signal is generated based on the received signal, and the replica signal is Received signal strength using Incoming wave elimination process that removes the incoming wave for each predetermined time zone, propagation path 'noise power estimation process to estimate noise power estimation value, and replica power error estimation value from the replica signal
  • a filter coefficient is determined based on the replica error estimation process, the channel impulse response estimated value estimated from the received signal, the noise power estimated value, and the replica error estimated value, and the arrival coefficient is determined using the filter coefficient.
  • a synthesis process for synthesizing a signal from which an incoming wave is removed every predetermined time period in a wave elimination process and a demodulation process for performing demodulation processing on the signal synthesized in the synthesis process are executed.
  • a replica signal creation process of creating a replica signal that is a replica of a transmission signal based on the reception signal, and a reception signal using the replica signal Force An incoming wave elimination process that removes the incoming wave at predetermined time intervals, a propagation path noise noise estimation process that estimates the noise power estimate, a channel impulse response estimate estimated from the received signal, and the noise power
  • a filter coefficient is determined based on the estimated value and the inter-code interference estimated value estimated based on the number of code multiplexes, and the filter coefficient is used to remove the incoming wave at a predetermined time zone in the incoming wave removal process.
  • a synthesizing process for synthesizing the synthesized signals and a demodulating process for demodulating the signals synthesized in the synthesizing process are executed.
  • an FFT can be used for each signal from which a delayed wave has been removed every predetermined time period. This makes it possible to perform FFT processing on the signal from which the delayed wave has been removed. In addition, it becomes possible to perform despreading processing on signals with reduced frequency selectivity by removing delayed waves, and it is possible to remove inter-code interference with a calculation amount that is not related to the number of codes. it can.
  • FIG. 1 is a schematic block diagram showing a configuration of a wireless transmitter according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of a frame format according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a schematic block diagram showing a configuration of a radio receiver according to the first embodiment of the present invention.
  • IV] is a diagram showing an example of the configuration of the MAP detection unit 23 (FIG. 3) according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 A flowchart showing an example of the operation of the wireless receiver according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram showing a channel impulse response estimation value according to the first embodiment of the present invention.
  • Fig. 7 is a diagram showing a channel innoc response estimation value in the soft canceller block unit 45-1 according to the first embodiment of the present invention.
  • Fig. 8 is a diagram showing a channel innoc response estimation value in the soft canceller block unit 45-2 according to the first embodiment of the present invention.
  • Fig. 9 is a diagram showing a channel innoc response estimation value in the soft canceller block unit 45-3 according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram showing a channel innoc response estimated value and an MMSE filter unit in the initial processing according to the first embodiment of the present invention.
  • Fig. 11 is a diagram showing a channel innoc response estimation value and an MMSE filter unit in the iterative processing according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 A diagram showing a configuration of a propagation path noise power estimation unit 22 (FIG. 3) according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a part of the configuration of the wireless receiver according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a diagram showing a part of the configuration of a wireless receiver according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating an example of the configuration of the MAP detection unit 223 (FIG. 14) according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 is a diagram showing a part of the configuration of the wireless receiver according to the fourth embodiment of the present invention.
  • ⁇ 17] A diagram showing an example of the configuration of the propagation path noise power estimation unit 322 (FIG. 16) according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating an example of the configuration of a MAP detection unit 423 according to a fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 19 is a diagram showing an example of the configuration of a MAP detection unit 23 according to a sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating a signal that reaches a wireless receiver from a wireless transmitter via a multipath environment.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating a state in which subcarriers are orthogonal to each other in signal transmission / reception using a multicarrier scheme and a state in which interference occurs between subcarriers due to ICI.
  • FIG. 22 is a diagram showing the relationship between subcarriers and orthogonal codes corresponding to each subcarrier in the MC-CDMA system.
  • FIG. 23A is a diagram showing a state when an MC-CDMA system signal propagates in the air and is received by a radio receiver.
  • FIG. 23B is a diagram showing a state when an MC-CDMA system signal propagates in the air and is received by a radio receiver.
  • GI removal unit 44 ''FFT unit, 45—1 to 45— 3 ⁇ Soft canceller block unit, 46, 46a- ⁇ ' MMSE filter unit , 47— 1 to 47— 4 'Log-likelihood ratio output unit for each code, 48 ⁇ ' despreading unit, 49 ⁇ Symbol dintariba unit, 50 ⁇ 'Soft decision output unit, 61 ⁇ 'Propagation path estimation unit, 62 ⁇ Preamble replica generation unit, 63 ⁇ ' Noise power estimation unit, 70 ⁇ 'MAC unit, 71 ⁇ ⁇ Filtering processing unit, 72 ⁇ ' DZA conversion unit, 73 ⁇ ⁇ 'Frequency converter, 74 ...' Transmitter antenna, 75 ...
  • This embodiment describes a radio receiver that can obtain good characteristics even in the presence of ISI and ICI due to delayed waves exceeding the guard interval and inter-code interference due to channel frequency selectivity. To do.
  • FIG. 1 is a schematic block diagram showing the configuration of the wireless transmitter according to the first embodiment of the present invention.
  • This wireless transmitter consists of an SZP (Serial I Parallel) conversion unit 1, a signal processing unit for each code 2-1 to 2-4, and a DTCH (Data Traffic Channel) multiplexing unit 8 A PICH (Pilot Channel) multiplexing unit 9, a scrambling unit 10, an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) unit 11, and a GI insertion unit 12.
  • Each code signal processing unit 2-1 to 2-4 includes an error correction coding unit 3, a bit interleaver unit 4, a modulation unit 5, a symbol interleaver unit 6, and a frequency one-time spreading unit 7.
  • the information signal output from the MAC (Media Access Control) unit 70 is input to the SZP conversion unit 1, and the output of the serial / parallel conversion of the SZP conversion unit 1 is the signal processing unit 2 for each code.
  • — 1 to 2 Input to 4
  • the configuration of the signal processing unit for each code 2-2 to 2-4 is the same as that of the signal processing unit for each code 2-1. Therefore, as a representative example, the signal processing unit for each code 2-1 is described below. I will explain.
  • the signal input to the code-by-code signal processing unit 2-1 is either error-coded by the error-correcting code unit 3, which is either turbo-coded, LDPC (Low Density Parity Check) coding, or convolutional coding.
  • the output of the error correction coding unit 3 is processed by the bit interleaver unit 4 based on a drop in received power due to frequency selective fading! / In order to improve the occurrence of burst errors, the order of each bit is changed in an appropriate order and output.
  • the output of the bit interleaver unit 4 is output from the modulation unit 5 by BPSK (Binary Phase Shift Keying), QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), 16QAM (16 Quadrature Amplitude Modulation).
  • Symbol modulation processing such as 64 quadrature amplitude modulation (64QAM) and 64QAM (64 quadrature amplitude modulation) is performed.
  • the output of the modulation unit 5 is switched by the symbol interleaver unit 6 in an appropriate order for each symbol in order to improve the burst error.
  • the output of the symbol interleaver unit 6 is spread by a predetermined spread code (channelization code) by the frequency one-time spread unit 7.
  • a spreading code using an OVSF (Orthogonal Variable Spread Factor) code may be used as the spreading code.
  • the wireless transmitter transmits a code-by-code signal processing unit 2-2 to 2-4 to the code multiplexing number C (C
  • mux mux is a natural number greater than 1).
  • the signal spread by the code is output as the output of the signal processing unit 2-1 for each code and multiplexed (added) by the DTCH multiplexing unit 8. Subsequently, the PICH multiplexing unit 9 inserts (time-multiplexes) the PICH used for propagation path estimation at a predetermined position.
  • the signal is scrambled by the scrambling unit 10 with a scrambling code unique to the base station, and then the frequency time conversion is performed by the IFFT unit 11.
  • the frequency time conversion is performed by the IFFT unit 11.
  • filtering processing by filtering unit 71, digital analog conversion processing by DZ A (Digital I Analog) conversion unit 72, frequency conversion processing by frequency conversion unit 73, etc. were performed Thereafter, the signal is transmitted from the transmission antenna 74 to the wireless receiver as a transmission signal.
  • bit interleaver unit 4 and the symbol interleaver unit 6 need not be arranged in the code-by-code signal processing units 2-2 to 2-4.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of a frame format according to the first embodiment of the present invention.
  • This figure shows the frame format of the multicarrier signal transmitted from the wireless transmitter to the wireless receiver.
  • the horizontal axis represents time and the vertical axis represents received power.
  • the PICH is placed before and after the frame and in the middle.
  • the DTCH used for data transmission is placed in the first half and the second half of the frame, and C different extensions are used.
  • a signal spread by a spread code is code-multiplexed.
  • C 4
  • FIG. 3 is a schematic block diagram showing the configuration of the radio receiver according to the first embodiment of the present invention.
  • the radio receiver includes a symbol synchronization unit 21, a propagation path noise power estimation unit 22, a MAP detection unit 23, a MAP decoding unit for each code 24-1 to 24-4 (also referred to as a signal determination unit), and a replica signal generation unit 28.
  • the replica signal generator 28 includes a P / S (Parallel / Serial) converter 39, the symbol generators for each code 29-1 to 29-4, the DTCH multiplexer 34, the PICH multiplexer 35, A scrambling part 36, an IFFT part 37, and a GI insertion part 38 are provided.
  • P / S Parallel / Serial
  • the replica signal creation unit 28 creates a replica signal that is a replica of the transmission signal based on the reception signal r (t). More specifically, the replica signal creation unit 28 creates a replica signal that is a replica of the transmission signal based on the log likelihood ratio calculated by the MAP decoding unit 26. Also, the per-code symbol generation unit 29-1 ⁇ 29-4 include a bit interleaver unit 30, a symbol generation unit 31, a symbol interleaver unit 32, and a frequency-time spreading unit 33. Each code MAP decoding unit 24-1 to 24-4 includes a bit interleaver 25, a MAP decoding unit 26, and an adding unit 27.
  • the received signal received by the receiving antenna 75 is subjected to frequency conversion processing by a frequency conversion unit 76 and analog-digital conversion processing by an A / D (Analog / Digital) conversion unit 77, and then a digital reception signal r (t)
  • the symbol synchronization unit 21 performs symbol synchronization as follows.
  • the symbol synchronization unit 21 uses the correlation characteristics between the guard interval GI and the effective signal interval. Symbol synchronization is performed, and subsequent signal processing is performed based on the result.
  • the propagation path estimation 'noise power estimation unit 22 uses PICH to estimate the channel impulse response and the noise power estimation value.
  • PICH Physical Broadcast Channel Estimation
  • a PICH replicated signal is created and the RLS algorithm is performed so that the square error of the absolute value is minimized, or the cross-correlation between the received signal and the PICH replica signal is calculated on the time axis.
  • a method of creating a replica of PICH using the estimated channel impulse response from the received PICH and calculating the difference between these can be considered, but it is not limited to this.
  • the channel impulse response and the noise power estimation value output from the propagation path and noise power estimation unit 22 use a MAP detection unit 23 (maximum posterior probability detector, maximum posterior probability (MAP) decoding method (described later). )) And used to calculate the log-likelihood ratio for each bit.
  • MAP detection unit 23 maximum posterior probability detector, maximum posterior probability (MAP) decoding method (described later).
  • the MAP detection unit 23 outputs the log likelihood ratio for each bit using the received signal, the channel impulse response, and the noise power estimation value.
  • the log-likelihood ratio is a value indicating whether the received bit is most likely 0 or 1 and is calculated based on the bit error rate of the communication channel.
  • four outputs are output to the MAP decoding / replica creation units 24-1 to 24-4 for each code, which is the log likelihood ratio of bits assigned to different spreading codes. Is output.
  • the mux outputs are output to the MAP decoding units 24-1 to 24-4 for each code.
  • the log likelihood ratio for each bit is output using the received signal and the replica signal obtained from the demodulation result, the channel impulse response, and the noise power estimation value.
  • the MAP decoding units 24-1 to 24-4 perform a deinterleaving process on the input signal for each bit in the bit deinterleaver unit 25.
  • the deinterleaving process is the reverse process of the interleaving process, and the order change by the interleaving process is restored.
  • the MAP decoding unit 26 performs MAP decoding processing on the output of the bit dintaraver unit 25.
  • the MAP decoding unit 26 is a soft decision output unit 5 of the MAP detection unit 23. Based on the result of soft decision by 0 (Fig. 4, described later), error correction decoding is performed and the log likelihood ratio for each bit is calculated.
  • the MAP decoding process does not perform hard decision during normal error correction decoding such as turbo decoding, LDPC decoding, and Viterbi decoding, and includes log likelihood ratio including information bits and parity bits. This is a method for outputting a soft decision result. In other words, hard decision is made based only on 0 and 1 received signals, while soft decision is made based on the information (soft decision information) of how accurate it is!
  • the difference 2 between the input of the MAP decoding unit 26 and the output of the MAP decoding unit 26 is calculated by the adding unit 27 and output to the replica signal creating unit 28.
  • the input to the replica signal creation unit 28 is input to the bit interleaver unit 30, and the bit interleaver unit 30 outputs ⁇ 2 for each bit.
  • the output of the bit interleaver unit 30 is subjected to symbol modulation processing in the symbol generation unit 31 with the same modulation scheme (BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM, etc.) as the radio transmitter in consideration of the size of ⁇ 2.
  • the output of the symbol generator 31 is switched by the symbol interleaver 32 for each symbol, and the output of the symbol interleaver 32 is spread with a predetermined spreading code (channelization code) by the frequency-time spreader 33.
  • the radio receiver is provided with a MAP decoding unit for each code and a symbol generation unit for each code, as many as the code multiplexing number C (C is a natural number of 1 or more).
  • C 4
  • the Signals spread with different spreading codes are also output as replica generation units 29-1 to 29-4 for each code and multiplexed (added) by the DTCH multiplexing unit 34.
  • the PICH multiplexing unit 35 the PICH used for propagation path estimation or the like is inserted (time multiplexed) at a predetermined position.
  • frequency time conversion is performed in the IFFT unit 37, and GI insertion is performed in the GI insertion unit 38, and then the MAP detection unit 23 And used for signal processing during repetition.
  • the output of the MAP decoding unit 26 is input to the PZS conversion unit 39, subjected to parallel-serial conversion, and then output to the MAC unit (not shown) as a demodulation result. .
  • FIG. 4 shows an example of the configuration of the MAP detection unit 23 (FIG. 3) according to the first embodiment of the present invention. It is a figure.
  • the MAP detection unit 23 includes a soft canceller block unit 45-1 to 45-3 (also referred to as an incoming wave removal unit), an MMSE (Minimum Mean Square Error) filter unit 46 (also referred to as a synthesis unit), a code
  • MMSE Minimum Mean Square Error filter unit 46
  • Each log-likelihood ratio output unit 47-1 to 47-4 also called demodulator
  • the soft canceller block units 45-1 to 45-3 each include a delayed wave replica generation unit 41, an addition unit 42 (also referred to as a subtraction unit), a GI removal unit 43, and an FFT unit 44.
  • the soft canceller block units 45-1 to 45-3 remove the delayed wave at every predetermined time zone using the replica signal created by the replica signal creation unit 28 using the received signal r (t) force.
  • the delayed wave replica generation unit 41 receives the channel impulse response estimation value, which is a propagation path estimation value estimated from the received signal r (t), and the replica signal generated by the replica signal generation unit 28 (Fig. 3) (t ), A delayed wave replica for each predetermined time zone is created.
  • the adder 42 subtracts the delayed wave replica for each predetermined time zone created by the delayed wave replica generating unit 41 from the received signal! :( t).
  • the log likelihood ratio output units 47-1 to 47-4 for each code are provided with a despreading unit 48, a symbol dinaver unit 49, and a soft decision output unit 50, respectively.
  • the received signal r (t) input to the MAP detection unit 23 is obtained based on the replica signal s "(t) input to the MAP detection unit 23 and the channel impulse response estimated values h to (t).
  • the difference from the output of the generated delayed wave replica generation unit 41 is calculated by the addition unit 42 and output to the GI removal unit 43.
  • the guard interval GI is removed by the GI removal unit 43 and output to the FFT unit 44.
  • the FFT unit 44 performs time-frequency conversion on the input signal to obtain signals R to i.
  • the MAP detection unit 23 is provided with a soft canceller block unit B (B is a natural number of 1 or more) blocks. Note that i is a natural number and l ⁇ i ⁇ B.
  • the MMSE filter unit 46 synthesizes the signal from which the delayed wave is removed for each predetermined time zone by the soft canceller block units 45-1 to 45-3. Specifically, the MMSE filtering process is performed in the MMSE filter unit 46 using the outputs R to i of the soft canceller block unit, the channel impulse response estimation value, and the noise power estimation value, and the signal Y, is obtained.
  • the despreading unit 48 performs despreading processing using each spreading code.
  • the symbol deinterleaver 49 replaces the output of the despreader 48 for each symbol.
  • the soft decision output unit 50 performs soft decision on the signal synthesized by the MMSE filter unit 46.
  • the soft decision output unit 50 outputs a log-likelihood ratio ⁇ 1 for each bit as a soft decision result with respect to the symbol deinterleave output.
  • the soft decision output unit 50 calculates the log likelihood ratio ⁇ 1 by using the following equations (1) to (3). That is, if the output of the ⁇ -th symbol of symbol dinger section 49 is ⁇ , soft decision result ⁇ 1 at the time of QPSK modulation can be expressed by the following equations (1) and (2).
  • R [] indicates the real part in Katsuko
  • Im [] indicates the imaginary part in Katsuko
  • ⁇ ( ⁇ ) is the reference symbol (amplitude of the pilot signal) in the ⁇ symbol.
  • FIG. 5 is a flowchart showing an example of the operation of the radio receiver according to the first embodiment of the present invention.
  • the MAP detection unit 23 determines whether or not the first operating force is good (step Sl). If it is determined in step S1 that the operation is the first operation, the GI removal unit 43 removes the guard interval GI from the received signal r (t) (step S2).
  • the FFT unit 44 performs FFT processing (time frequency conversion processing) (step S3).
  • the MMSE filter unit 46 performs a normal MMSE filter process (step S4).
  • the despreading unit 48 performs a despreading process (step S5).
  • the symbol dinuller unit 49 performs symbol dingeriba processing (step S6).
  • the soft decision output unit 50 performs soft decision bit output processing (step S7).
  • the bit dintariba unit 25 performs a bit dintariba process (step S8).
  • the MAP decoding unit 26 performs a MAP decoding process (step S9).
  • bit interleaver unit 30 uses the log result 2 for the C code and the logarithmic likelihood.
  • step Sl l Bit interleave the degree ratio
  • the symbol generation unit 31 creates a modulated signal replica
  • the symbol interleaver unit 32 performs symbol interleaver processing (step S13).
  • the frequency-time spreading unit 33 performs spreading processing using a predetermined spreading code (step S14).
  • step S15 perform CH multiplexing
  • step S16 performs PICH multiplexing (step by step).
  • step S16 performs PICH multiplexing (step by step).
  • step S17 performs scrambling processing
  • step S17 performs IFFT processing
  • step S19 inserts a guard interval GI (step S19). The signal with the GI inserted in step S19 is used as a replica signal and used during repeated demodulation.
  • step S1 If it is determined in step S1 that it is a repetition time, that is, it is not the first operation, the soft canceller block units 45-1 to 45-3 remove other than the predetermined delay wave for each block. (Step S20). Then, the GI removal unit 43 performs GI removal processing (step S21). Next, the FFT unit 44 performs FFT processing (step S22). After the processing of steps S20 to S22 described above is performed for B (B is a natural number) blocks, the MMSE filter unit 46 synthesizes the output signal from the B block using the MMSE filter according to the least square error criterion. In other words, M MSE filter processing is performed (step 23). After step 23, the process proceeds to step S5 and the same process as the initial process is performed.
  • Steps S1 to S9 and S11 to S23 are repeated until it is determined in step S10 that the above-described processing has been repeated a predetermined number of times.
  • the delayed wave replica generation unit 41 generates h and performs a convolution operation with the replica signal s "(t) to obtain the received signal !: (t) This is the output of the adder 42 (where i is a natural number with i ⁇ B).
  • FIG. 6 is a diagram showing a channel innol response estimated value according to the first embodiment of the present invention.
  • the channel impulse response estimation value obtained from the propagation path * noise power estimation unit 22 is obtained.
  • the case where 6-path channel impulse response estimation values pl to p6 are obtained will be described.
  • the horizontal axis represents time
  • the vertical axis represents received power.
  • soft canceller block 45-1 to 45-3 6-path delayed waves are decomposed into 3 delayed waves of 2 paths each.
  • FIG. 7 is a diagram showing channel impulse response estimation values in the soft canceller block unit 45-1 according to the first embodiment of the present invention.
  • Cerablock 45-1 defines h (t) as the third path (p3), the fourth path (p4), the fifth path (p5), and the sixth path (p6) surrounded by dotted lines.
  • the delayed wave replica generation unit 41 generates the delayed wave replica.
  • the output of the delayed wave replica generation unit 41 is a convolution operation of the h (t) and s "(t), and the output of the addition unit 42 is obtained from the received signal r (t) from the h (t ) And s "(t) are subtracted.
  • the output of the adder 42 can be considered as a signal received via a propagation path represented by (h (t) -h (t)).
  • FIG. 8 is a diagram showing channel impulse response estimation values in the soft canceller block unit 45-2 according to the first embodiment of the present invention. As shown in Fig. 8, first, in the soft canceller block 45-2, the first path (pi), second path (p2), fifth path (p5), and sixth path (p6) surrounded by dotted lines ) Is defined as h (t) and is generated by the delayed wave replica generation unit 41.
  • the output of the delayed wave replica generation unit 41 is a convolution operation of h (t) and s "(t).
  • the output of the adder 42 is a convolution of h (t) and s "(t) from the received signal r (t).
  • FIG. 9 is a diagram showing a channel impulse response estimation value in the soft canceller block unit 45-3 according to the first embodiment of the present invention.
  • the first path (pi), second path (p2), third path (p3), fourth path (p4) surrounded by dotted lines ) Is defined as h (t) and is generated by the delayed wave replica generation unit 41.
  • the output of the delayed wave replica generation unit 41 is a convolution operation of h (t) and s "(t).
  • the output of the adder 42 is a convolution of h (t) and s "(t) from the received signal r (t).
  • the soft canceller block units 45-1 to 45-3 set a predetermined time zone based on the number of identified delayed waves. That is, the case has been described where the replica signal to be created and subtracted is changed for each soft canceller block unit 45-1 to 45-3 based on the number of identified delayed waves based on the channel impulse response estimation value.
  • the soft canceller block units 45-1 to 45-3 set a predetermined time zone based on the identified delayed wave time.
  • the arrival time of the delayed wave is divided into B, and it is determined which soft canceller block unit performs processing according to which time zone the delayed wave has reached, that is, based on the time of the identified delayed wave.
  • the replica signal to be generated and subtracted may be changed for each soft canceller block unit.
  • the soft canceller block units 45-1 to 45-3 may set a predetermined time zone based on the received power of the identified delayed wave. In other words, all received signals are divided into B so that the received signals included in the delay wave are almost constant in the order of arrival time, and based on this, which soft canceller block unit is to be processed is determined. Depending on the received power of the delayed delay, the replica signal to be created and subtracted for each soft canceller block may be changed.
  • FIGs. 10 (a) to 10 (c) are diagrams showing channel impulse response estimation values and the MMSE filter unit in the initial processing according to the first embodiment of the present invention.
  • the operation of the MMSE filter unit 46 shown in FIG. 4 and steps S4 and S23 shown in FIG. 5 will be described.
  • the operation of the first MMSE filter unit 46 will be described.
  • the received signal R can be expressed by the following equation (4).
  • the transfer function of the estimated propagation path is shown, and assuming that only a delayed wave within the guard interval GI exists, it can be represented by a diagonal matrix of Nc * Nc.
  • Na Nc indicates the number of subcarriers of spread—OFCDM. In other words, it can be expressed as the following equation (5).
  • S represents a transmission symbol, and can be represented by a vector of Nc * 1, as shown in the following equation (6).
  • the received signal R and the noise component N can be represented by a vector of Nc * 1, as shown in the following formulas (7) and (8).
  • T used as a subscript represents a transposed matrix.
  • the output Y of the MMSE filter unit 46 is expressed by the following equation (9 ) Can be represented as a vector of Nc * 1
  • the MMSE filter unit 46 determines the MMSE filter coefficient W based on the channel impulse response estimated value and the noise power estimated value.
  • the MMSE filter coefficient W can be represented by a diagonal matrix of Nc * Nc as shown in the following equation (10).
  • each element of the MMSE filter coefficient W is expressed by the following equation (
  • [0082] represents an estimated value of noise power.
  • the subscript H indicates Hamiltonian (conjugate transpose).
  • each element of the above MMSE filter coefficient W can be expressed by the following equation (12) assuming that the orthogonality between codes is maintained during spreading in the time direction.
  • FIG. 10 (a) shows the channel impulse responses pl to p6 shown in FIG. (B) in FIG. 10 shows a transfer function in which the channel impulse responses pl to p6 are expressed on the frequency axis.
  • the horizontal axis indicates the frequency and the vertical axis indicates the power. It can be seen that the frequency selectivity is high (the power fluctuation in the frequency axis direction is large) in the initial processing. This state means that, as mentioned earlier, in MC-CDMA, the orthogonality is lost between codes and inter-code interference occurs.
  • the replica signal used in the i-th soft canceller block unit 45-i can be expressed as the following equation (13).
  • h is a delay profile obtained by extracting only the delayed wave to be processed in the i-th soft canceller block unit 45-i.
  • S (t) is obtained by the previous MAP decoding. It is a replica signal calculated based on the log likelihood ratio ⁇ 2.
  • ⁇ includes an error signal due to replica uncertainty and a thermal noise component.
  • the output ⁇ of the MMSE filter unit 46 can be expressed by the following equation (15).
  • the sub-matrix of the MMSE filter coefficient is It can be represented by a diagonal matrix as shown in Equation (16).
  • the input signal to the MMSE filter unit 46 is assumed to have low frequency selectivity as described later, and to be in a state close to flat fading, and there is no inter-code interference at the time of code multiplexing. Then, each element can be expressed by the following formula (17).
  • ⁇ ' is the transmission of the mth propagation path in the i'th soft canceller block
  • H H 's no Milt-Anne.
  • FIG. 11 shows a state in which signals that have passed through the propagation paths shown in FIGS. 7 to 9 are input to the MMSE filter unit 46 based on the MMSE filter coefficients in the iterative processing.
  • the number B of the soft canceller block is set to 3!
  • the MMSE filter unit 46 uses the MMS E filter coefficient W expressed by equation (11) or (12) at the time of initial demodulation, and uses the MMSE filter coefficient w, expressed by equation (17) at the time of repeated demodulation.
  • FIG. 11 As with (a) in Fig. 10, (a) in Fig. 11, (c) in Fig. 11, and (e) in Fig. 11 represent the channel impulse responses pi to ⁇ 6 shown in Figs. Is shown. (B) in FIG. 11, (d) in FIG. 11, and (f) in FIG. 11 show the transfer functions in which the channel impulse responses pl to p6 are expressed on the frequency axis.
  • the horizontal axis indicates frequency
  • the vertical axis indicates power. It can be seen that the frequency selectivity is low (the power fluctuation in the frequency axis direction is small) during the iterative processing. As described above, this state means that in MC-CDMA, orthogonality is maintained between codes, and inter-code interference hardly occurs.
  • FIG. 12 is a diagram showing a configuration of the propagation path * noise power estimation unit 22 (FIG. 3) according to the first embodiment of the present invention.
  • the propagation path / noise power estimation unit 22 includes a propagation path estimation unit 61, a preample replica generation unit 62, and a noise power estimation unit 63.
  • the propagation path estimation unit 61 estimates the channel impulse response using the PICH included in the received signal.
  • the preamble replica generation unit 62 uses the channel impulse response estimation value obtained by the propagation path estimation unit 61 and the PICH signal waveform that is known information. And create a PICH replica signal.
  • the noise power estimation unit 63 estimates the noise power by taking the difference between the PICH part included in the received signal and the PICH replica signal output from the preamble replica generation unit 62.
  • propagation path estimation method in the propagation path estimation unit 61 various methods such as a method of deriving based on the least square error norm using a RLS algorithm or a method using frequency correlation can be used. .
  • the received signal r (t) force is also generated for each predetermined time zone using the replica signal generated by the replica signal generating unit 28.
  • the MMS E filter unit 46 synthesizes the signal from which the delayed wave is removed by the generator 41 and the delayed wave is removed for each predetermined time zone, and the soft decision output unit 50 performs the soft decision on the synthesized signal.
  • FFT processing can be performed on the signal from which the delayed wave has been removed.
  • FIG. 13 is a diagram showing a part of the configuration of the wireless receiver according to the second embodiment of the present invention.
  • the configuration of the radio receiver is almost the same as the configuration of the radio receiver according to the first embodiment (Fig. 3), but the portions corresponding to the MAP decoding units 24-1 to 24-4 for each code in Fig. 3 are different.
  • the configuration of the radio receiver is almost the same as the configuration of the radio receiver according to the first embodiment (Fig. 3), but the portions corresponding to the MAP decoding units 24-1 to 24-4 for each code in Fig. 3 are different.
  • the log-likelihood specific power for each bit output from the MAP detection unit 23 is input to the P / S conversion unit 132, subjected to the normal serial conversion, and then subjected to the din-tarbation for each bit in the bit dinger unit 125.
  • the MAP decoding unit 126 performs MAP decoding processing on the output of the bit dintaraver unit 125.
  • the MAP decoding process is a method of outputting a log likelihood ratio including information bits and parity bits without performing hard decision in normal error correction decoding such as turbo decoding, LDPC decoding, and Viterbi decoding. It is.
  • the replica signal generation unit 128 includes a bit interleaver unit 130, a symbol generation unit 131, an SZP conversion unit 134, a symbol-by-code symbol interleaver spreading unit 13 5-1 to 135-4, a DTCH multiplexing unit 34, a PICH multiplexing unit 35, and scrambling.
  • the symbol interleaver spreading unit 135-1 to 135-4 for each code includes a symbol interleaver unit 132 and a frequency-time spreading unit 133.
  • the input to the replica signal creation unit 128 is input to the bit interleaver unit 130, and the bit interleaver unit 130 switches ⁇ 2 for each bit and outputs it.
  • the output of the bit interleaver unit 130 is subjected to symbol modulation processing such as BPSK, QPSK, 16 QAM, and 64QAM according to the size of 2 in the symbol generation unit 131, and the output of the symbol generation unit 131 is output to the SZP conversion unit 134.
  • symbol modulation processing such as BPSK, QPSK, 16 QAM, and 64QAM
  • the signal input to the symbol interleaver for each code 'spreading unit 135-1 to 135-4 is input to the symbol interleaver unit 132, the order is changed for each symbol, and then the frequency one time spreading unit Entered in 133.
  • the frequency one-time spreading unit 133 performs spreading with a predetermined spreading code (channelization code), and then outputs it to the DTCH multiplexing unit 34.
  • the subsequent operation is the same as that of the first embodiment, and detailed description thereof is omitted.
  • the radio receiver of the second embodiment of the present invention it is possible to remove a delayed wave exceeding the guard interval GI by performing iterative decoding using the configuration of the radio receiver shown in FIG. At the same time, the influence of inter-code interference can be removed.
  • both the bit interleaver unit 130, the bit ding interleaver unit 125, the symbol interleaver unit 132, and the symbol ding interleaver unit 49 are arranged.
  • only the bit interleaver unit 130 and the bit ding interleaver unit 125 may be used alone, or only the symbol interleaver unit 132 and the symbol ding interleaver unit 49 may be used.
  • all of the bit interleaver unit 130, the bit ding interleaver unit 125, the symbol interleaver unit 132, and the symbol ding interleaver unit 49 may not be arranged. This is the same as in the first embodiment. [0109] (Third embodiment)
  • diffusion processing is performed! Explain how to receive multi-carrier signals.
  • FIG. 14 is a diagram showing a part of the configuration of the wireless receiver according to the third embodiment of the present invention.
  • the configuration of the radio receiver is almost the same as the configuration of the radio receiver of the second embodiment (FIG. 13), but the MAP detection unit 23, replica signal generation unit 128, and replica signal generation unit 128 in FIG.
  • the included symbol interleaver / spreader 135-1 to 135-4, the symbol interleaver 132, the frequency-time spreader 133, and the DTCH multiplexer 34 are different.
  • FIG. 13 The included symbol interleaver / spreader 135-1 to 135-4, the symbol interleaver 132, the frequency-time spreader 133, and the DTCH multiplexer 34 are different.
  • MAP decoding processing is a method of outputting a log likelihood ratio including information bits and parity bits without performing hard decision during normal error correction decoding such as turbo decoding, LDPC decoding, and Viterbi decoding. It is.
  • the difference 2 between the input and output of the MAP decoding unit 126 is calculated by the adding unit 127 and output to the replicated signal generating unit 228.
  • the input to the replica signal generation unit 228 is output to the bit interleaver unit 130, and the bit interleaver unit 130 outputs ⁇ 2 by exchanging for each bit.
  • the output of the bit interleaver unit 130 is subjected to symbol modulation processing such as BPSK, QPSK, 16QAM, and 64QAM according to the size of 2 in the symbol generation unit 131, and the output of the symbol generation unit 131 is output to the symbol interleaver unit 232 After being switched for each symbol, it is output to the PICH multiplexing unit 35. Thereafter, the same operation as that of the wireless receiver according to the first embodiment (FIG. 3) is performed, and thus detailed description thereof is omitted.
  • FIG. 15 is a diagram showing an example of the configuration of the MAP detection unit 223 (FIG. 14) according to the third embodiment of the present invention.
  • the configuration of the MAP detection unit 223 is almost the same as that of the MAP detection unit 223 (FIG. 4) according to the first embodiment, but the log likelihood ratio output unit for each code in FIG. 47-4, despreading section 48, symbol dinger section 49, and soft decision output section 50 are different.
  • the MAP detection unit 223 includes B soft canceller block units 45-1 to 45-B (here,
  • the E filter unit 46, the symbol dingeriba unit 249 that replaces the output of the MMSE filter unit 46 for each symbol, and the soft that outputs the log likelihood ratio for each bit of the symbol dingerive output A judgment output unit 250 is provided.
  • the soft canceller block unit and the MMSE filter unit 46 are the same as those in the first embodiment (FIG. 4).
  • the radio receiver of this embodiment uses a different noise power estimation method compared to the first embodiment.
  • FIG. 16 is a diagram showing a part of the configuration of the wireless receiver according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the configuration of the wireless receiver is almost the same as that of the wireless receiver according to the first embodiment (FIG. 3), but the propagation path and noise power estimation unit 22 in FIG. 3 are different.
  • the input signal only the received signal r (t) is input in the propagation path * noise power estimation unit 22 shown in FIG. 3, whereas the received signal is received in the propagation path 'noise power estimation unit 322 in FIG. !: (t) and the replica signal s "(t) that is the output of the replica signal creation unit 28 are input.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating an example of the configuration of the propagation path * noise power estimation unit 322 (FIG. 16) according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the propagation path noise power estimation unit 322 includes a propagation path estimation unit 61, a received signal replica generation unit 362, and a noise power estimation unit 363.
  • the propagation path estimation unit 61 estimates the channel impulse response using the PICH included in the received signal.
  • Reception signal replica generation section 362 generates a replica of reception signal r (t) based on the replica signal generated by replica signal generation section 28 and the channel impulse response estimated value. Specifically, the received signal replica generation unit 362 outputs the channel impulse response estimation value h ′ (t) obtained by the propagation path estimation unit 61, the PICH signal waveform that is known information, and the output of the MAP decoding unit 26. The PICH replica signal and the DTCH replica signal are created using the replica signal s ′ (t) obtained from the log-likelihood ratio ⁇ 2 for which the power is also obtained.
  • the noise power estimator 363 uses the replica signal generated by the received signal replica generator 362 [0117] [Equation 27]
  • the noise power is estimated by obtaining the difference between the received signal r (t) and the received signal r (t).
  • the noise power estimation value calculated by the noise power estimation unit 363 can include both the error of the MAP decoding result and the Gaussian noise component, and the MMSE filter coefficient in the MMSE filter unit 46 can be obtained more appropriately. It is done.
  • the configuration of the wireless receiver according to the present embodiment can also be applied to the radio receiver according to the second or third embodiment.
  • the wireless receiver of the fifth embodiment differs from the first embodiment in the configuration of the MAP detection unit in the configuration of the wireless receiver (FIG. 3).
  • the MMSE filter coefficient used in the MMSE filter unit 46 (FIG. 4) in the first embodiment assumes that a replica signal is generated with high accuracy, and uses only the thermal noise component in Equation (14). Yes.
  • MMSE filtering processing is performed in consideration of an error due to uncertainty of a replica signal.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating an example of the configuration of the MAP detection unit 423 according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the configuration of the MAP detection unit 423 is substantially the same as that of the MAP detection unit 23 (FIG. 4) in the first embodiment, but the replica signal power replica error estimation value input to the MAP detection unit 423 is estimated.
  • An error estimation unit 478 is provided, and its replica error estimation value is output together with the output of the soft canceller block units 45-1 to 45-3, the channel impulse response estimation value, and the noise power estimation value, as in the first embodiment. Are input to the MMSE filter unit 446.
  • the MMSE filter unit 446 estimates an impulse response estimated value for each of the soft canceller block units 45-1 to 45-3 based on the input channel impulse response estimated value and replica error estimated value, and the soft canceller block unit 45— MMSE filter coefficients are determined based on the impulse response estimation value and noise power estimation value for each of 1 to 45-3, and the soft canceller block unit 45-1 to 45-3 The output is synthesized.
  • the replica error estimation value 2 P is calculated by the following equation (18) based on the input replica signal s "(t).
  • the estimated replica error estimated value P is a soft canceller block unit 45-1 to 45.
  • the output of 3 and the channel impulse response estimation value and noise power estimation value are input to the MMSE filter unit 446.
  • the MMSE filter unit 446 calculates the channel impulse response estimate PT for each of the soft canceller block units 45-1 to 45-3.
  • DFT [] indicates that the signal in [] is converted to time domain force frequency domain.
  • H which is a delay profile obtained by extracting only the delayed wave to be processed in the i-th soft canceller block unit 45-i, is expressed by the following equation (21).
  • h represents the channel impulse response estimation value input to the MAP detection unit 423, and is processed in the i-th soft canceller block unit 45-i as in the first embodiment.
  • This is a delay profile obtained by extracting only the delay wave.
  • H is the natural number less than or equal to the number, and the mth,
  • ⁇ ⁇ is the Hamiltonian of IT
  • IT is the transfer function of the mth propagation path in the i'th soft canceller block 45-1 to 45-3
  • ITH is PT Milton-An.
  • the replica signal s "(t) which is a replica of the transmission signal, is generated by the replica signal generating unit 28 based on the received signal !: (t). Then, using the replica signal s "(t), the received signal r (t) force is removed by the soft canceller block 45-1 to 45-3 for each predetermined time period, and the noise power estimate ⁇ ' 2 propagation path' noise power estimation
  • Section 22 estimates the replica error estimate from the replica signal s "(t), and the channel impulse response estimate H '' estimated from the replica error estimate from the received signal r (t) MMSE filter coefficient (filter) based on the estimated noise power ⁇ ' 2 and replica error estimate ⁇
  • MMSE filter unit 446 determines W (refer to equation (22)), and the MMS,
  • the MMSE filter coefficient used at the time of the first demodulation is the same as the equation (11) or the equation (12) in the first embodiment.
  • the MMSE filtering process according to the fifth embodiment can be applied to the radio receivers according to the second to fourth embodiments.
  • FIG. 19 is a diagram showing an example of the configuration of the MAP detection unit 23 according to the sixth embodiment of the present invention.
  • the radio receiver according to the present embodiment is different in that an MMSE filter unit 46a is provided instead of the MMSE filter unit 46 of the radio receiver according to the first embodiment (see FIG. 4).
  • FIG. 4 Note that parts having the same configuration as that of the wireless receiver according to the first embodiment (FIG. 4) are denoted by the same reference numerals in the sixth embodiment (FIG. 19). Their explanation is omitted.
  • the incoming signal is divided into blocks, and the frequency selectivity in each block is made close to flat, so that MC-CDM using frequency-direction spreading reduces orthogonality between codes. Can be maintained, and interference between codes can be suppressed.
  • the MMSE filter unit 46a uses the MMSE filter coefficient W expressed by the following equation (23) at the second and subsequent iterations.
  • [0139] represents an interference component (also referred to as an inter-code interference estimated value) from another code at the time of code multiplexing.
  • Equation (23) m is a natural number, C is a code multiplex number, and ⁇ "mux N
  • IT 45 is the transfer function of the m-th propagation path in 45-3, and IT ⁇ is IT Hamiltonian m m
  • H 'H is the Hamiltonian of H'.
  • the replica signal creation unit 28 creates the replica signal s "(t), which is a replica of the transmission signal, based on the received signal !: (t). , replica signal s '(t) the delayed wave soft cancellation Love lock unit 45- 1 45- 3 to remove each zone the received signal, r (t) forces a predetermined time using a noise power estimated value sigma' 2 Propagation path 'noise power estimator 22
  • MMSE filter coefficient W (see Equation (23)) is determined based on
  • the soft canceller block 45— 1 45— 3 is
  • the signal from which the delayed wave has been removed is synthesized by the MMSE filter unit 46a, and the soft decision output unit 50 performs the soft decision on the signal synthesized by the MMSE filter unit 46a.
  • MMSE filter coefficient W used in the first demodulation is the same as in the first embodiment.
  • MMSE filter according to the sixth embodiment is also applicable to the radio receivers according to the second to fifth embodiments.
  • the amount of calculation is reduced even when demodulating a multicarrier signal having a large number of subcarriers by using FFT.
  • FFT Fast Fourier transform
  • the wireless receiver may be controlled by recording a program for recording on a computer-readable recording medium, causing the computer system to read and execute the program recorded on the recording medium.
  • the “computer system” here includes the OS and hardware such as peripheral devices.
  • Computer-readable recording medium refers to a storage device such as a flexible disk, a magneto-optical disk, a portable medium such as ROM, CD-ROM, or a hard disk incorporated in a computer system.
  • a “computer-readable recording medium” means that a program is dynamically held for a short time, like a communication line when a program is transmitted via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line. And those that hold a program for a certain period of time, such as volatile memory inside a computer system as a server or client in that case.
  • the program may be for realizing a part of the functions described above, or may be a program capable of realizing the functions described above in combination with a program already recorded in the computer system. .

Abstract

　本発明の受信機は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、前記レプリカ信号を用いて受信信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去部と、前記到来波除去部が所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成部と、前記合成部が合成した信号に対して復調処理を行う復調部とを備える。

Description

明 細 書
受信機及び受信方法
技術分野
[0001] 本発明は、受信機及び受信方法、特に、マルチキャリア方式により信号を送受信す る受信機及び受信方法に関する。
本願は、 2006年 5月 22曰に曰本に出願された特願 2006— 141505号と、 2007 年 2月 14日に日本に出願された特願 2007— 033489号とに基づき優先権を主張し 、その内容をここに援用する。
背景技術
[0002] マルチキャリア伝送にぉ 、て、ガードインターバル（GI： Guard Interval)区間を越え る遅延波が存在すると、前のシンボルが FFT (高速フーリエ変換： Fast Fourier Trans form)区間に入り込むことにより生じる、シンボル間干渉（ISI : Inter Symbol Interferen ce)や、高速フーリエ変換区間にシンボルの切れ目、つまり信号の不連続区間が入る ことによって生じるキャリア間干渉（ICI : Inter Carrier Interference)が生じる。
[0003] 図 20は、マルチパス環境を経て無線送信機から無線受信機に到達する信号を示 す図である。ここでは、横軸に時間に取っている。シンボル sl〜s4はマルチパス環境 を経て、無線送信機から無線受信機に到達する信号を示しており、 4つのマルチパス を経由して到達している。シンボルの前には、シンボルの後半部分をコピーしたガー ドインターバル GIが付加されて!、る。
上から 1番目の信号 siは直達波、 2番目の信号 s2はガードインターバル GI以内の 遅延 tlが生じた遅延波を示している。また 3番目、 4番目の遅延波である信号 s3、 s4 はガードインターバル GIを超える遅延 t2、 t3が生じた遅延波を示している。前記直 達波、および遅延波を到来波と呼ぶ。
3番目、 4番目の遅延波の信号 s3、 s4の前にある斜線部は、所望シンボルの前の シンボルが所望シンボルの FFT区間に入った部分を、区間 t4は所望シンボルの FF T区間を示しており、前記斜線部分が上記 ISI成分となる。 ISI成分は、干渉成分であ るので、復調時の特性劣化の原因となる。また、 3番目、 4番目の遅延波の信号 s3、 s 4では、区間 t4にシンボルの切れ目が入ることになり、これが上記 ICIの原因となる。
[0004] 図 21の（a)及び図 21の（b)は、マルチキャリア方式による信号の送受信において、 サブキャリア間が直交している様子と、 ICIによりサブキャリア間で干渉が生じる様子 を示す図である。図 21の（a)は ICIが生ぜずサブキャリア間で干渉が生じない様子を 示しており、図 21の（b)は ICIによりサブキャリア間で干渉が生じている様子を示して いる。
ガードインターノ レ GIを超える遅延波が存在しない場合には、図 21の（a)のように 、点線部分の周波数に注目すると、ある一つのサブキャリア成分のみが含まれ、他の サブキャリア成分が含まれない状態にある。このような状態は、サブキャリア間の直交 性が保たれて 、る状態である。通常のマルチキャリア通信ではこの状態で復調を行う これに対し、ガードインターバル GIを超える遅延波が存在する場合には、図 21の（ b)のように、点線部分の周波数に注目すると、所望のサブキャリア成分以外にも隣接 するサブキャリアの成分が含まれ、干渉していることになる。この様な状態は、サブキ ャリア間の直交性が保たれていない状態である。 ICI成分は特性劣化の原因となる。
[0005] 前記ガードインターノ レ GIを超える遅延波が存在する場合の、 ISI、 ICIによる特性 劣化を改善するための一手法が以下の特許文献 1で提案されている。この従来技術 では、一度復調動作を行った後、誤り訂正結果 (MAP復号器出力）を利用し、前記 I SI成分、および前記 ICI成分を含む所望以外のサブキャリアの複製信号 (レプリカ信 号)を作成した後、これを受信信号から除去したものに対し、再度復調動作を行うこと により、 ISI、 ICIによる特性改善を行っている。
一方、前記マルチキャリア伝送方式と、 CDM (Code Division Multiplexing)方式を 組み合わせた方式として、 MC— CDM (Multi Carrier-Code Division Multiplexing) 方式、 MC— CDMA (Multi Carrier-Code Division Multiple Access) , Spread- OF CDM (Orthogonal Frequency and Code Division Multiplexing)が提案されている。
[0006] 図 22の（a)及び図 22の（b)は、 MC— CDMA方式におけるサブキャリアと各サブ キャリアに対応する直交符号の関係を示す図である。これらの図では、横軸に周波 数を取っている。図 22の（a)は、一例として、 MC— CDM方式における 8個のサブキ ャリアを示している。また、図 22の (b)は、各サブキャリアに対応する直交符号として、 C8, 1、 C8, 2、 C8, 7の 3種類を示している。ここで、 C8, 1 = (1, 1, 1, 1, 1, 1, 1 , 1)、C8, 2= (1, 1, 1, 1, - 1, - 1, - 1, — 1)、C8, 7= (1, —1, —1, 1, 1, - 1, - 1, 1)である。データに対しこの 3種類の直交符号を掛けることにより、 3つの データ系列を同一時間、同一周波数を用いて、多重し通信を行うことができるのが M C CDM方式の特徴の一つとなっている。
なお、 C8, 1、 C8, 2、 C8, 7の 3種類の直交符号は全て周期が 8の直交符号であり 、一周期の間で加算を行うことにより直交符号間でデータの分離を行うことができる。 なお、図 22の（a)中の SFfreqは前記直交符号の周期を示している。
図 23A及び図 23Bは、 MC— CDMA方式の信号が空中を伝搬し、無線受信機に おいて受信された際の符号 C， 8, 1、 C' 8, 2、 C' 8, 7、 C" 8, 1、 C" 8, 2、 C" 8, 7の様子を示す図である。図 23Aは前記直交符号の周期中で周波数変動がない場 合を示している。このとき、 C8, 1で逆拡散（despreading)する。つまり C8, 1との内積 をとる、すなわち SFfreq内の全ての値を足した場合、 C' 8, 1は 4となり、 C，8, 2、 C， 8, 7は 0となる。この様な状況を、符号間の直交性が保たれているという。
これに対し、図 23Bのように前記直交符号の周期中で周波数変動が存在する場合 には、 C8, 1で逆拡散した場合、 C" 8, 1は 5、 C" 8, 2は 3、 C" 8, 7は 0となる。つ まり、 C' ' 8, 1と C' ' 8, 2の間で干渉成分が存在し、符号間の直交性が保たれてい ない状況となる。このように、伝搬路の周波数変動が早い (周波数方向に早く変動す る）場合には、 MC— CDMA方式においては、コード間干渉（Multi Code Interferenc e)が特性劣化の原因となる。
前記符号間の直交性の崩れによる特性劣化を改善するための一手法が、特許文 献 2及び非特許文献 1に記載されている。これらの従来技術では、下りリンク、上りリン クの違いはある力 双方とも MC— CDMA通信時のコード多重によるコード間干渉を 取り除くため、誤り訂正後、または逆拡散後のデータを用いて、所望コード以外の信 号を除去することにより、特性の改善を図っている。
特許文献 1 :特開 2004— 221702号公報
特許文献 2 :特開 2005— 198223号公報 非特言午文献 1 : "Downlink Transmission of Broadband OFCDM Systems-Part I: Hybri d Detection〃、 Zhou、 Υ·; Wang、 J.; Sawahashiゝ M.Page(s): 718— 729、 IEEE Transa ctions on Communication(Vol.53、 Issue4)
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0008] し力しながら上述した技術においては、サブキャリア数の多いマルチキャリア信号及 び MC— CDM信号を復調する際の演算量が増加するという問題があった。また、 M C CDM時のコード間干渉を取り除く際に、コード多重数分だけ演算量が増加する という問題があった。
[0009] 本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、送信機から受信し た信号を復調する際の演算量を減らすことができる受信機及び受信方法を提供する ことにある。
課題を解決するための手段
[0010] (1) 本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、本発明の一態様による 受信機は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づ 、て作成する レプリカ信号作成部と、前記レプリカ信号を用いて受信信号から所定の時間帯ごとに 到来波を除去する到来波除去部と、前記到来波除去部が所定の時間帯ごとに到来 波を除去した信号を合成する合成部と、前記合成部が合成した信号に対して復調処 理を行う復調部とを備える。
本発明の受信機では、レプリカ信号作成部が作成したレプリカ信号を用いて受信 信号から所定の時間帯ごとに到来波除去部が到来波を除去し、その所定の時間帯 ごとに到来波を除去した信号を合成部が合成し、その合成した信号に対して復調部 が復調処理を行うようにした。これにより、到来波を除去した信号に対して FFTの処 理を行うことが可能となる。また、到来波を除去することにより周波数選択性を減らし た信号に対して逆拡散の処理を行うことが可能となり、コード数に関係のない演算量 で、コード間干渉の除去を行うことができる。
[0011] (2) また、本発明の一態様による受信機の前記到来波除去部は、所定の時間帯ご との到来波のレプリカを作成する遅延波レプリカ生成部と、受信信号から前記遅延波 レプリカ生成部が作成した所定の時間帯ごとの到来波のレプリカを減算する減算部と を備える。
本発明の受信機では、所定の時間帯ごとの遅延波のレプリカを遅延波レプリカ生 成部が生成し、それらの遅延波のレプリカを受信信号力 減算し、合成部にて合成 するようにしたので、受信信号に含まれるエネルギーを無駄にすることなく有効に用 いることがでさる。
[0012] (3) また、本発明の一態様による受信機の前記遅延波レプリカ生成部は、識別され た到来波の数に基づいて前記所定の時間帯を設定する。
本発明の受信機では、受信信号の到来波の数に応じて遅延波のレプリカを作成す ることがでさる。
[0013] (4) また、本発明の一態様による受信機の前記遅延波レプリカ生成部は、識別され た到来波の時間に基づいて前記所定の時間帯を設定する。
本発明の受信機では、受信信号の到来波の時間に応じて到来波のレプリカを作成 することができる。
[0014] (5) また、本発明の一態様による受信機の前記遅延波レプリカ生成部は、識別され た到来波の受信電力に基づ!、て前記所定の時間帯を設定する。
本発明の受信機では、受信信号の到来波の受信電力に応じて到来波のレプリカを 作成することができる。
[0015] (6) また、本発明の一態様による受信機は、前記復調部が復調処理を行った結果 を基に、誤り訂正復号を行い、ビット毎の信号を判定する信号判定部を備え、前記レ プリカ信号作成部は、前記信号判定部が算出した判定値を基に、送信信号のレプリ 力であるレプリカ信号を作成する。
本発明の受信機によれば、信号判定値に基づいてレプリカ信号を作成することが できる。
[0016] (7) また、本発明の一態様による受信機の前記信号判定部は、前記復調部が復調 処理を行った結果を基に、誤り訂正復号をおこない、算出するビット毎の対数尤度比 を判定値とする。
本発明の受信機によれば、対数尤度比に基づいてレプリカ信号を作成することが できる。
[0017] (8) また、本発明の一態様による受信機は、雑音電力推定値を推定する伝搬路 '雑 音電力推定部を備え、前記合成部は、チャネルインパルス応答推定値及び前記雑 音電力推定値を基に MMSEフィルタ係数を決定する MMSEフィルタである。
本発明の受信機によれば、チャネルインパルス応答推定値及び雑音電力推定値 に基づいて合成部の MMSEフィルタ係数を決定することができる。
[0018] (9) また、本発明の一態様による受信機の前記合成部は、式 (A)又は式 (B)で表 わされる MMSEフィルタ係数 W、又は式（C)で表わされる MMSEフィルタ係数 W，
m i を用いる（ただし、 mは自然数、 H' は m番目の伝搬路の伝達関数、 Pi は H'
, m m m m のハミルトニアン、 C はコード多重数、 σ " 2は雑音電力の推定値、 iは到来波除去
mux N
部の数以下の自然数、 H" は i番目の到来波除去部における m番目の伝搬路の伝 ， m
達関数、 ITH は IT のノ、ミルト-アンである）。
m m
[数 1]
Figure imgf000008_0001
Η m Η m-- ( mux — Y)Hm Hm + ON H m H m ~ ~ O N
[数 2] H
Figure imgf000008_0002
[数 3]
A H
H i,m
i.m = c)
B 2 (
Figure imgf000008_0003
+ ON 本発明の受信機では、初回復調時である力繰り返し復調時であるかに応じて、合 成部が使用する MMSEフィルタ係数を変化させるようにしたので、より最適な MMS Eフィルタリング処理を行うことができる。
[0019] (10) また、本発明の一態様による受信機の前記伝搬路 '雑音電力推定部は、前記 レプリカ信号作成部が作成するレプリカ信号とチャネルインパルス応答推定値とに基 づ 、て受信信号のレプリカ信号を作成する受信信号レプリカ生成部と、前記受信信 号レプリカ生成部が作成するレプリカ信号と受信信号との差分を求めることにより雑 音電力の推定を行う雑音電力推定部とを備える。
本発明の受信機によれば、受信信号レプリカ生成部が作成したレプリカ信号と受信 信号との差分を求めることにより雑音電力を推定するようにしたので、雑音電力の推 定精度を上げることができる。
[0020] (11) また、本発明の一態様による受信機の送信信号のレプリカであるレプリカ信号 を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、前記レプリカ信号を用いて 受信信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去部と、雑音電力推 定値を推定する伝搬路 '雑音電力推定部と、前記レプリカ信号力 レプリカ誤差推定 値を推定するレプリカ誤差推定部と、受信信号から推定されるチャネルインパルス応 答推定値と前記雑音電力推定値と前記レプリカ誤差推定値とを基にフィルタ係数を 決定し、そのフィルタ係数を使用して前記到来波除去部が所定の時間帯ごとに到来 波を除去した信号を合成する合成部と、前記合成部が合成した信号に対して復調処 理を行う復調部とを備える。
本発明の受信機では、到来波を除去した信号に対して FFTの処理を行うことがで き、到来波を除去することにより周波数選択性を減らした信号に対して逆拡散の処理 を行うことが可能となり、コード数に関係のない演算量で、コード間干渉の除去を行う ことができる。また、レプリカ信号の誤差による成分を考慮した最小二乗誤差フィルタ リング処理を行うことができる。
[0021] (12) また、本発明の一態様による受信機の前記合成部は、前記レプリカ誤差推定 値を基に前記所定の時間帯ごとのチャネルインパルス応答推定値を推定する。
[0022] (13) また、本発明の一態様による受信機の前記合成部は、式 (D)で表わされるフ ィルタ係数 W を用いる（ただし、 mは自然数であり、 σ " 2は雑音電力推定値であり m N
、 Bは到来波除去部の数であり、 i、 i'は到来波除去部の数以下の自然数であり、 H" は i番目の到来波除去部における m番目の伝搬路の伝達関数であり、 H" Hは H"
, m m のノ、ミルト-アンであり、 H" , ，は i，番目の到来波除去部におけるレプリカ信号の m , m
不確定性による誤差を考慮した m番目の伝搬路の伝達関数であり、 H" は H" ,
, m ，
，のノヽミルト-アンである）。
[数 4]
Figure imgf000010_0001
'=1
[0023] (14) また、本発明の一態様による受信機の前記合成部は、前記 H' 'を、式 (Ε) ， m
を用いて算出する (ただし、 DFT[]は []内の信号を時間領域力 周波数領域に変換 処理することを示し、 h \ h "は i、 i'番目の到来波除去部において処理の対象とな る到来波のみを抽出した遅延プロファイルであり、 はレプリカ誤差推定値である）。
[数 5]
' hi' (E)
Figure imgf000010_0002
[0024] (15) また、本発明の一態様による受信機は、送信信号のレプリカであるレプリカ信 号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信号作成部と、前記レプリカ信号を用い て受信信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去部と、雑音電力 推定値を推定する伝搬路'雑音電力推定部と、受信信号から推定されるチャネルィ ンパルス応答推定値と前記雑音電力推定値とコード多重数に基づいて推定されるコ ード間干渉推定値とを基にフィルタ係数を決定し、そのフィルタ係数を使用して前記 到来波除去部が所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成部と、 前記合成部が合成した信号に対して復調処理を行う復調部とを備える。 本発明の受信機では、遅延波を除去した信号に対して FFTの処理を行うことがで き、遅延波を除去することにより周波数選択性を減らした信号に対して逆拡散の処理 を行うことが可能となり、コード数に関係のない演算量で、コード間干渉の除去を行う ことができる。また、 2回目以降の繰り返し復調時においても、他コードからの干渉成 分を考慮することができ、特性を改善することができる。
[0025] (16) また、本発明の一態様による受信機の前記合成部は、式 (F)で表わされるフ ィルタ係数 W を用いる（ただし、 mは自然数であり、 C はコード多重数であり、 σ " ，
2は雑音電力推定値であり、 Bは到来波除去部の数であり、 i、 i'は到来波除去部の
N
数以下の自然数であり、 H" は i番目の到来波除去部における m番目の伝搬路の ，
伝達関数であり、 H' Hは H' のノ、ミルト-アンであり、 H' は i，番目の到来波除 去部における m番目の伝搬路の伝達関数であり、 H" , Hは H" , のハミルトニアン である)。
N 2
Figure imgf000011_0001
mux / i , w
[0026] (17) また、本発明の一態様による受信機の前記合成部は最小二乗誤差フィルタを 備え、前記フィルタ係数として最小二乗誤差フィルタ係数を使用する。
[0027] (18) また、本発明の一態様による受信方法は、送信信号のレプリカであるレプリカ 信号を受信信号に基づ 、て作成するレプリカ信号作成過程と、前記レプリカ信号を 用いて受信信号から所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去過程と、前 記到来波除去過程で所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する受信信 号合成過程と、前記受信信号合成過程で合成した信号に対して復調処理を行う復 調過程とを実行する。
[0028] (19) また、本発明の一態様による受信方法は、送信信号のレプリカであるレプリカ 信号を受信信号に基づ 、て作成するレプリカ信号作成過程と、前記レプリカ信号を 用いて受信信号力 所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去過程と、雑 音電力推定値を推定する伝搬路'雑音電力推定過程と、前記レプリカ信号からレプリ 力誤差推定値を推定するレプリカ誤差推定過程と、受信信号から推定されるチヤネ ルインパルス応答推定値と前記雑音電力推定値と前記レプリカ誤差推定値とを基に フィルタ係数を決定し、そのフィルタ係数を使用して前記到来波除去過程で所定の 時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成過程と、前記合成過程で合成し た信号に対して復調処理を行う復調過程とを実行する。
[0029] (20) また、本発明の一態様による受信方法は、送信信号のレプリカであるレプリカ 信号を受信信号に基づ 、て作成するレプリカ信号作成過程と、前記レプリカ信号を 用いて受信信号力 所定の時間帯ごとに到来波を除去する到来波除去過程と、雑 音電力推定値を推定する伝搬路'雑音電力推定過程と、受信信号から推定されるチ ャネルインパルス応答推定値と前記雑音電力推定値とコード多重数に基づいて推定 されるコード間干渉推定値とを基にフィルタ係数を決定し、そのフィルタ係数を使用し て前記到来波除去過程で所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合 成過程と、前記合成過程で合成した信号に対して復調処理を行う復調過程とを実行 する。
発明の効果
[0030] 本発明では、所定の時間帯ごとに遅延波を除去した信号ごとに FFTを用いることが できる。これにより、遅延波を除去した信号に対して FFTの処理を行うことが可能とな る。また、遅延波を除去することにより周波数選択性を減らした信号に対して逆拡散 の処理を行うことが可能となり、コード数に関係のない演算量で、コード間干渉の除 去を行うことができる。
図面の簡単な説明
[0031] [図 1]本発明の第 1の実施形態による無線送信機の構成を示す概略ブロック図である
[図 2]本発明の第 1の実施形態によるフレームフォーマットの一例を示す図である。
[図 3]本発明の第 1の実施形態による無線受信機の構成を示す概略ブロック図である 圆 4]本発明の第 1の実施形態による MAP検出部 23 (図 3)の構成の一例を示す図 である。
圆 5]本発明の第 1の実施形態による無線受信機の動作の一例を示すフローチャート である。
圆 6]本発明の第 1の実施形態によるチャネルインパルス応答推定値を示す図である
[図 7]本発明の第 1の実施形態によるソフトキャンセラブロック部 45— 1におけるチヤ ネルインノ ルス応答推定値を示す図である。
[図 8]本発明の第 1の実施形態によるソフトキャンセラブロック部 45— 2におけるチヤ ネルインノ ルス応答推定値を示す図である。
[図 9]本発明の第 1の実施形態によるソフトキャンセラブロック部 45— 3におけるチヤ ネルインノ ルス応答推定値を示す図である。
[図 10]本発明の第 1の実施形態による初回処理におけるチャネルインノ ルス応答推 定値と MMSEフィルタ部を示す図である。
[図 11]本発明の第 1の実施形態による繰り返し処理におけるチャネルインノ ルス応答 推定値と MMSEフィルタ部を示す図である。
圆 12]本発明の第 1の実施形態による伝搬路 '雑音電力推定部 22 (図 3)の構成を示 す図である。
圆 13]本発明の第 2の実施形態による無線受信機の構成の一部を示す図である。 圆 14]本発明の第 3の実施形態による無線受信機の構成の一部を示す図である。 圆 15]本発明の第 3の実施形態による MAP検出部 223 (図 14)の構成の一例を示 す図である。
圆 16]本発明の第 4の実施形態による無線受信機の構成の一部を示す図である。 圆 17]本発明の第 4の実施形態による伝搬路 '雑音電力推定部 322 (図 16)の構成 の一例を示す図である。
[図 18]本発明の第 5の実施形態による MAP検出部 423の構成の一例を示す図であ る。
[図 19]本発明の第 6の実施形態による MAP検出部 23の構成の一例を示す図である [図 20]マルチパス環境を経て無線送信機カゝら無線受信機に到達する信号を示す図 である。
[図 21]マルチキャリア方式による信号の送受信において、サブキャリア間が直交して いる様子と、 ICIによりサブキャリア間で干渉が生じる様子を示す図である。
[図 22]MC— CDMA方式におけるサブキャリアと各サブキャリアに対応する直交符 号の関係を示す図である。
[図 23A]MC— CDMA方式の信号が空中を伝搬し、無線受信機にお 、て受信され た際の様子を示す図である。
[図 23B]MC— CDMA方式の信号が空中を伝搬し、無線受信機にお 、て受信され た際の様子を示す図である。
符号の説明
l'.'SZP変換部、 2— 1〜2— 4· · ·コード毎信号処理部、 3·· '誤り訂正符号ィ匕部、 4· · 'ビットインタリーバ部、 5· · '変調部、 6·· 'シンボルインタリーバ部、 7· · '周波数 —時間拡散部、 8·· 'DTCH多重部、 9· · 'PICH多重部、 10· · 'スクランプリング部、 11·· 'IFFT部、 12· · 'GI挿入部、 21·· ·シンボル同期部、 22· · '伝搬路 '雑音電力 推定部、 23···ΜΑΡ検出部、 24— 1〜24— 4···コード毎 MAP復号部、 28···レプ リカ信号作成部、 29-1-29-4· · 'コード毎シンボル生成部、 30· · 'ビットインタリ ーバ部、 31·· 'シンボル生成部、 32·· 'シンボルインタリーバ部、 33· · '周波数一時 間拡散部、 34· · 'DTCH多重部、 35· · 'PICH多重部、 36· · 'スクランプリング部、 3 7· · 'IFFT部、 38· · 'GI挿入部、 39·· 'PZS変換部、 41· · '遅延波レプリカ生成部 、 42···加算部、 43...GI除去部、 44'''FFT部、 45— 1〜45— 3· · ·ソフトキャン セラブロック部、 46、 46a- · 'MMSEフィルタ部、 47— 1〜47— 4· · 'コード毎対数尤 度比出力部、 48·· '逆拡散部、 49·· ·シンボルディンタリーバ部、 50· · '軟判定出力 部、 61· · '伝搬路推定部、 62· · ·プリアンブルレプリカ生成部、 63· · '雑音電力推定 部、 70· · 'MAC部、 71· · ·フィルタリング処理部、 72· · 'DZA変換部、 73· · '周波 数変換部、 74· · '送信アンテナ、 75· · '受信アンテナ、 76· · '周波数変換部、 77··· AZD変換部、 125·· 'ビットディンタリーバ部、 126· · · MAP復号部、 130·· 'ビット インタリーバ部、 131 · · ·シンボル生成部、 132. . .PZS変換部、 134. . . SZP変換 部、 135— 1〜135—4' . 'コード毎シンボルィンタリーノ '拡散部、 223 · · ·ΜΑΡ検 出部、 228 · · ·レプリカ信号作成部、 232· · 'シンボルインタリーバ部、 249 · · 'シンポ ルインタリーバ部、 250· · '軟判定出力部、 322· · '伝搬路 '雑音電力推定部、 362· • '受信信号レプリカ生成部、 363 · · '雑音電力推定部、 423 · · ·ΜΑΡ検出部、 446 · • -MMSEフィルタ部、 478 · · ·レプリカ誤差推定部
発明を実施するための最良の形態
[0033] (第 1の実施形態）
本実施形態では、ガードインターバルを超える遅延波に起因する ISIおよび ICIや、 伝搬路の周波数選択性に起因するコード間干渉が存在する場合においても良好な 特性を得ることのできる無線受信機について説明する。
[0034] 図 1は、本発明の第 1の実施形態による無線送信機の構成を示す概略ブロック図で ある。この無線送信機は、 SZP (Serial I Parallel:シリアル Zパラレル）変換部 1、コ ード毎信号処理部2—1〜2—4、 DTCH (Data Traffic Channel:データトラフイツクチ ャネル）多重部 8、 PICH (Pilot Channel:パイロットチャネル）多重部 9、スクランブリン グ部 10、 IFFT (Inverse Fast Fourier Transform:逆高速フーリエ変換）部 11、 GI揷 入部 12を備える。コード毎信号処理部 2— 1〜2— 4は、それぞれ誤り訂正符号化部 3、ビットインタリーバ部 4、変調部 5、シンボルインタリーバ部 6、周波数一時間拡散 部 7を備える。
[0035] SZP変換部 1には、 MAC (Media Access Control:媒体アクセス制御）部 70から出 力された情報信号が入力され、 SZP変換部 1の直列 並列変換の出力がコード毎 信号処理部 2— 1〜2— 4に入力される。なお、コード毎信号処理部 2— 2〜2— 4の 構成は、コード毎信号処理部 2—1と同じであるので、それらを代表して、以下にコー ド毎信号処理部 2— 1につ 、て説明する。
コード毎信号処理部 2— 1に入力された信号は、誤り訂正符号ィ匕部 3においてター ボ符号化、もしくは LDPC (Low Density Parity Check)符号化、畳み込み符号化など いずれかの誤り訂正符号化処理が行われ、誤り訂正符号化部 3の出力はビットインタ リーバ部 4により、周波数選択性フェージングによる受信電力の落ち込みに基づ!/、て バースト誤りが生ずるのを改善するために、ビット毎にその順番を適切な順序で入れ 替えられて出力される。
ビットインタリーバ部 4の出力は、変調部 5において、 BPSK (Binary Phase Shift Key ing: 2相位相偏移変調）、 QPSK (Quadrature Phase Shift Keying： 4相位相偏移変調 )、 16QAM (16 Quadrature Amplitude Modulation : 16値直交振幅変調）、 64QAM (64 Quadrature Amplitude Modulation : 64値直交振幅変調）などのシンボル変調処 理が行われる。変調部 5の出力はシンボルインタリーバ部 6によりバースト誤りの改善 のためにシンボル毎にその順番を適切な順序で入れ替えられる。シンボルインタリー バ部 6の出力は周波数一時間拡散部 7により所定の拡散コード (チヤネライゼーショ ンコード）で拡散されている。ここでは、拡散コードとして OVSF (Orthogonal Variable Spread Factor)符号を用いている力 他の拡散コードを用いても良い。
[0036] なお、無線送信機はコード毎信号処理部 2— 2〜2— 4を、コード多重数 C (C
mux mux は 1以上の自然数)備えている。ここでは C =4の場合を示している。異なる拡散コ
mux
ードで拡散された信号が、コード毎信号処理部 2— 1の出力として出力され、 DTCH 多重部 8にて多重 (加算処理)される。続いて、 PICH多重部 9において、伝搬路推定 などに使用する PICHが所定の位置に挿入（時間多重）される。
その後、スクランブリング部 10にお 、て基地局固有のスクランブリングコードにてス クランブルされた後、 IFFT部 11において周波数時間変換が行われる。 GI挿入部 12 において GIの挿入が行われた後、フィルタリング部 71によるフィルタリング処理、 DZ A (Digital I Analog)変換部 72によるデジタルアナログ変換処理、周波数変換部 73 による周波数変換処理などが行われた後、送信アンテナ 74から送信信号として無線 受信機に送信される。
[0037] 図 1では、コード毎信号処理部 2— 2〜2— 4にビットインタリーバ部 4及びシンボル インタリーバ部 6の双方が配置されている力 これはいずれか一方だけ配置しても良 い。
また、コード毎信号処理部 2— 2〜2— 4にビットインタリーバ部 4及びシンボルインタリ ーバ部 6の双方を配置しなくても良い。
[0038] 図 2は、本発明の第 1の実施形態によるフレームフォーマットの一例を示す図である この図は、無線送信機から無線受信機に送信されるマルチキャリア信号のフレームフ ォーマットを示している。図 2では、横軸に時間、縦軸に受信電力をとつている。図に 示すように、 PICHはフレームの前後及び真ん中に配置されている。データの伝送に 用いられる DTCHは、フレームの前半と後半に配置されており、 C 個の異なる拡
mux
散コードにて拡散された信号が、コード多重されている。ここでは、 C =4の場合を
mux
データが 4個積み重なった様子で模式的に示している。また、 PICHの受信電力と、 DTCHの 1コードあたりの受信電力の比を、 PPICHZDTCHで表して図示している
[0039] 図 3は、本発明の第 1の実施形態による無線受信機の構成を示す概略ブロック図で ある。この無線受信機は、シンボル同期部 21、伝搬路 '雑音電力推定部 22、 MAP 検出部 23、コード毎 MAP復号部 24— 1〜24— 4 (信号判定部とも称する）、レプリカ 信号作成部 28、 P/S (Parallel / Serial:パラレル Zシリアル)変換部 39を備えている レプリカ信号作成部 28は、コード毎シンボル生成部 29— 1〜29— 4、 DTCH多重 部 34、 PICH多重部 35、スクランプリング部 36、 IFFT部 37、 GI挿入部 38を備えて いる。レプリカ信号作成部 28は、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号 r (t)に基づいて作成する。より具体的には、レプリカ信号作成部 28は、 MAP復号部 2 6が算出した対数尤度比を基に、送信信号のレプリカであるレプリカ信号を作成する また、コード毎シンボル生成部29— 1〜29—4は、ビットインタリーバ部 30、シンポ ル生成部 31、シンボルインタリーバ部 32、周波数—時間拡散部 33を備えている。ま た、コード毎MAP復号部24—1〜24—4は、ビットインタリーバ 25、 MAP復号部 26 、加算部 27を備えている。
[0040] 受信アンテナ 75で受信した受信信号は、周波数変換部 76による周波数変換処理 、 A/D (Analog / Digital)変換部 77によるアナログデジタル変換処理を経た後、デ ジタル受信信号 r (t)としてシンボル同期部 21においてシンボル同期が行われる。シ ンボル同期部 21では、ガードインターバル GIと有効信号区間との相関特性などを使 用してシンボル同期が行われ、その結果に基づいて、以降の信号処理を行う。
続いて伝搬路推定'雑音電力推定部 22は、 PICHを利用し、チャネルインパルス応 答の推定や雑音電力推定値を推定する。伝搬路推定方法としては、 PICHのレプリ 力信号を作成し、その絶対値の 2乗誤差が最小になるように RLSアルゴリズムを行つ たり、受信信号と PICHのレプリカ信号との相互相関を時間軸又は周波数軸でとるこ とにより取得したり、様々な方法があるが、これに限るものではない。
また雑音電力推定方法に関しても、受信した PICHから、推定されたチャネルイン パルス応答を利用し、 PICHのレプリカを作成し、これらの差分より求める方法などが 考えられるが、これに限るものではない。
[0041] 前記伝搬路，雑音電力推定部 22より出力されたチャネルインパルス応答および雑 音電力推定値は、 MAP検出部 23 (最大事後確率検出器、最大事後確率 (MAP) 復号法を用いる（後述)）に入力され、ビット毎の対数尤度比の算出に利用される。
MAP検出部 23では、初回には、受信信号およびチャネルインパルス応答、雑音 電力推定値を用いて、ビット毎の対数尤度比を出力する。対数尤度比とは、受信され たビットが 0であるのが最もらしいか、 1であるのが最もらしいかを示す値であり、通信 路のビット誤り率に基づいて算出される。図 3では、 4つの出力が、それぞれコード毎 MAP復号 ·レプリカ作成部 24— 1〜 24— 4に出力されて 、るが、これはそれぞれ異 なる拡散コードに割り当てられたビットの対数尤度比を出力する。 C
mux個の異なる拡 散コードを用いてコード多重が行われた場合には、 c
mux個の出力が、それぞれコード 毎 MAP復号部 24— 1〜24— 4に出力される。
また、後述する繰り返し時には、受信信号と復調結果より得られるレプリカ信号、お よびチャネルインパルス応答、雑音電力推定値を用いて、ビット毎の対数尤度比を出 力する。
[0042] 続いて、コード毎 MAP復号部 24— 1〜24— 4では、入力信号に対して、ビットディ ンタリーバ部 25においてビット毎にディンタリーブ処理を行う。ディンタリーブ処理は 、インタリーブ処理と逆の処理であって、インタリーブの処理による順番の入れ替えを 元に戻す。ビットディンタリーバ部 25の出力に対し、 MAP復号部 26において MAP 復号処理を行う。具体的には、 MAP復号部 26は MAP検出部 23の軟判定出力部 5 0 (図 4、後述)が軟判定を行った結果を基に、誤り訂正復号を行い、ビット毎の対数 尤度比を算出する。なお、 MAP復号処理とは、ターボ復号、 LDPC復号、ビタビ復 号 (Viterbi decoding)など通常の誤り訂正復号時に、硬判定を行わず、情報ビットお よびパリティビットも含めて対数尤度比などの軟判定結果を出力する方法である。す なわち、硬判定は受信信号を 0、 1のみに判定するのに対して、軟判定はどの程度確 からし!/、かの情報 (軟判定情報)を元に判定する。
[0043] 続いて、 MAP復号部 26の入力と MAP復号部 26の出力との差分え 2を加算部 27 で算出し、レプリカ信号作成部 28に出力する。
レプリカ信号作成部 28への入力はビットインタリーバ部 30に入力され、ビットインタ リーバ部 30では、ビット毎に λ 2を入れ替えて出力される。ビットインタリーバ部 30の 出力は、シンボル生成部 31において、 λ 2の大きさを考慮し、無線送信機と同じ変調 方式（BPSK、 QPSK、 16QAM、 64QAMなど）でシンボル変調処理が行われる。 シンボル生成部 31の出力はシンボルインタリーバ部 32によりシンボル毎に順番を入 れ替えられ、シンボルインタリーバ部 32の出力は周波数—時間拡散部 33により所定 の拡散コード (チヤネライゼーシヨンコード)で拡散されて 、る。
[0044] なお、無線受信機は、コード毎 MAP復号部及びコード毎シンボル生成部を、コー ド多重数 C (C は 1以上の自然数)だけ備えている。ここでは、 C =4としてい
mux mux mux
る。異なる拡散コードで拡散された信号が、コード毎レプリカ生成部 29— 1〜29— 4 力も出力され、 DTCH多重部 34にて多重 (加算処理)される。続いて、 PICH多重部 35において、伝搬路推定などに使用する PICHが所定の位置に挿入（時間多重）さ れる。その後、スクランプリング部 36において基地局固有のスクランプリングコードに てスクランブルされた後、 IFFT部 37において周波数時間変換が行われ、 GI挿入部 38において GIの挿入が行われた後、 MAP検出部 23に出力され、繰り返し時の信 号処理に利用される。
なお、上記繰り返し復号動作が所定回数行われた後、 MAP復号部 26出力が、 P ZS変換部 39に入力され、パラレルシリアル変換された後、復調結果として MAC部 (図示しない）に出力される。
[0045] 図 4は、本発明の第 1の実施形態による MAP検出部 23 (図 3)の構成の一例を示 す図である。 MAP検出部 23は、ソフトキャンセラブロック部 45— 1〜45— 3 (到来波 除去部とも称する）、 MMSE (Minimum- Mean Square- Error:最小二乗誤差）フィルタ 部 46 (合成部とも称する）、コード毎対数尤度比出力部 47— 1〜47— 4 (復調部とも 称する）を備えている。
ソフトキャンセラブロック部45— 1〜45— 3は、遅延波レプリカ生成部 41、加算部 4 2 (減算部とも称する）、 GI除去部 43、 FFT部 44をそれぞれ備えている。ソフトキャン セラブロック部 45— 1〜45— 3は、レプリカ信号作成部 28が作成するレプリカ信号を 用いて受信信号 r (t)力 所定の時間帯ごとに遅延波を除去する。遅延波レプリカ生 成部 41は、受信信号 r (t)カゝら推定される伝搬路推定値であるチャネルインパルス応 答推定値とレプリカ信号作成部 28 (図 3)が生成するレプリカ信号 (t)とに基づ 、て 、所定の時間帯ごとの遅延波のレプリカを作成する。加算部 42は、受信信号!: (t)か ら遅延波レプリカ生成部 41が作成した所定の時間帯ごとの遅延波のレプリカを減算 する。
コード毎対数尤度比出力部 47— 1〜47— 4は、逆拡散部 48、シンボルディンタリ ーバ部 49、軟判定出力部 50をそれぞれ備えて 、る。
[0046] MAP検出部 23に入力された受信信号 r(t)は、前記 MAP検出部 23に入力された レプリカ信号 s" (t)とチャネルインパルス応答推定値 h〜 (t)を基に求められた遅延波 レプリカ生成部 41の出力との差分を加算部 42で算出し、これが GI除去部 43に出力 される。 GI除去部 43においてガードインターバル GIが除去され、 FFT部 44に出力さ れる。 FFT部 44では入力信号に対し時間周波数変換を行い、信号 R〜iを得る。なお 、 MAP検出部 23には、ソフトキャンセラブロック部が B (Bは 1以上の自然数）ブロック 設けられている。なお、 iは自然数であり、 l≤i≤Bとする。
続いて、 MMSEフィルタ部 46は、ソフトキャンセラブロック部 45— 1〜45— 3が所 定の時間帯ごとに遅延波を除去した信号を合成する。具体的には、ソフトキャンセラ ブロック部の出力 R〜i及び、チャネルインパルス応答推定値、雑音電力推定値を用 いて、 MMSEフィルタ部 46において、 MMSEフィルタリング処理が行われ、信号 Y， が得られる。
[0047] この信号 Y'を用いて、 C 個（ここでは、 C =4)のコード毎対数尤度比出力部 4 7— 1〜47— 4では、各コードにおいてビット毎の対数尤度比の出力を行う。
逆拡散部 48は、それぞれの拡散コードを用いて逆拡散処理を行う。シンボルディ ンタリーバ部 49は、逆拡散部 48の出力に対してシンボル毎に入れ替えを行う。軟判 定出力部 50は、 MMSEフィルタ部 46が合成した信号に対して軟判定を行う。軟判 定出力部 50は、シンボルディンタリーブ出力に対してビット毎の対数尤度比 λ 1を軟 判定結果として出力する。
軟判定出力部 50は、以下の式（1)〜式（3)を利用することにより、対数尤度比 λ 1 を算出する。つまり、シンボルディンタリーバ部 49の ηシンボル目の出力を Ζηとすると 、 QPSK変調時の軟判定結果 λ 1は、以下の式（1)及び式（2)で表すことができる。
[0048] [数 7] λ聯 ) ( 1 )
Figure imgf000021_0001
[0049] [数 8]
Figure imgf000021_0002
[0050] ここで、 R[]はカツコ内の実部を、 Im[]はカツコ内の虚部をとることを示し、 μ (η)は ηシンボルでの基準シンボル (パイロット信号の振幅）を示す。なお、変調信号は、以 下の式（3)で表すことができる。
[0051] [数 9]
Figure imgf000021_0003
なお、ここでは、 QPSK変調の例を示した力 他の変調方式においても同様にビッ ト毎の軟判定結果 (対数尤度比） λ 1を求めることができる。 [0053] 図 3及び図 4では、ビットインタリーバ部 30、ビットディンタリーバ部 25、およびシン ボルインタリーバ部 32、シンボルディンタリーバ部 49の双方が配置されている力 こ れはいずれか一方、つまりビットインタリーバ部 30及びビットディンタリーバ部 25のみ でも良 、し、シンボルインタリーバ部 32及びシンボルディンタリーバ部 49のみでも良 い。また、ビットインタリーバ部 30、ビットディンタリーバ部 25、及びシンボルインタリー バ部 32、シンボルディンタリーバ部 49の全てが配置されていなくても良い。
[0054] 図 5は、本発明の第 1の実施形態による無線受信機の動作の一例を示すフローチ ヤートである。 MAP検出部 23は初回動作力否かを判定する (ステップ Sl)。ステップ S1で初回動作であると判定した場合には、 GI除去部 43は受信信号 r (t)からガード インターバル GIを除去する（ステップ S 2)。そして、 FFT部 44は FFT処理（時間周波 数変換処理）を行う（ステップ S3)。次に、 MMSEフィルタ部 46は、通常の MMSEフ ィルタ処理を行う（ステップ S4)。
そして、逆拡散部 48は、逆拡散処理を行う（ステップ S5)。次に、シンボルディンタリ ーバ部 49は、シンボルディンタリーバ処理を行う（ステップ S6)。そして、軟判定出力 部 50は、軟判定ビット出力処理を行う（ステップ S7)。次に、ビットディンタリーバ部 25 は、ビットディンタリーバ処理を行う（ステップ S8)。そして、 MAP復号部 26は、 MAP 復号処理を行う（ステップ S9)。次に、上述したステップ S5〜S9の処理を、所定回数 繰り返した力否かについて判定する（ステップ S 10)。なお、図 3で説明したように、 C 個の並列に配置された回路において処理を行っても良い。なお、初回の MMSEフ ィルタ処理にっ 、ては後述する。
[0055] ステップ S10でステップ S5〜S9の処理を、所定回数繰り返していないと判定した場 合には、 C コード分の復調結果え 2を用いて、ビットインタリーバ部 30は、対数尤
mux
度比をビットインタリーブする (ステップ Sl l)。そして、シンボル生成部 31は、変調信 号レプリカ作成を行う（ステップ S12)。次に、シンボルインタリーバ部 32は、シンボル インタリーバ処理を行う（ステップ S13)。そして、周波数—時間拡散部 33は、所定の 拡散コードを用いて拡散処理を行う（ステップ S 14)。
上述したステップ S11〜S14の処理を C 繰り返した後、 DTCH多重部 34は、 DT
mux
CH多重を行う（ステップ S15)。そして、 PICH多重部 35は、 PICH多重を行う（ステ ップ S16)。次に、スクランプリング部 36は、スクランプリング処理を行う（ステップ S17 ) oそして、 IFFT部 37は、 IFFT処理を行う（ステップ S18)。次に、 GI揷入部 38は、 ガードインターバル GIを挿入する（ステップ S 19)。ステップ S 19で GIが挿入された信 号をレプリカ信号とし、繰り返し復調時に使用する。
[0056] ステップ S1で繰り返し時である、つまり初回動作ではないと判定した場合には、ソフ トキヤンセラブロック部 45— 1〜45— 3は、ブロック毎に所定の遅延波以外を除去す る (ステップ S20)。そして、 GI除去部 43は、 GI除去処理を行う（ステップ S21)。次に 、 FFT部 44は、 FFT処理を行う（ステップ S22)。上述したステップ S20〜S22の処 理を B (Bは自然数）ブロック分行った後、 MMSEフィルタ部 46は、 Bブロックからの 出力信号を MMSEフィルタにより、最小二乗誤差規範に従い合成する。つまり、 M MSEフィルタ処理を行う（ステップ 23)。なお、ステップ 23以降は、ステップ S5に進み 、初回処理と同様の処理を行う。
ステップ S 10で、上述した処理を所定回数繰り返したと判定するまで、ステップ S1 〜S9、 S11〜S23の処理を繰り返す。
[0057] 次に、ソフトキャンセラブロック部 45— 1〜45— 3の処理について具体的に説明す る。ここでは、 i番目のソフトキャンセラブロック部 45— iの遅延波レプリカ生成部 41及 び加算部 42の動作につ 、て説明する。
まず、ソフトキャンセラブロック部 45— iでは、遅延波レプリカ生成部 41において hを 生成し、これとレプリカ信号 s" (t)との畳み込み演算を行ったものを、受信信号!: (t)か ら減算する。これが、加算部 42の出力となる（但し、 iは i≤Bの自然数)。
[0058] 図 6は、本発明の第 1の実施形態によるチャネルインノ ルス応答推定値を示す図で ある。ここでは、伝搬路*雑音電力推定部 22から得られたチャネルインパルス応答推 定値が得られた場合について説明する。また、 6パスのチャネルインパルス応答推定 値 pl〜p6が得られた場合について説明する。なお、図 6では横軸に時間、縦軸に受 信電力をとつている。ソフトキャンセラブロック部 45— 1〜45— 3において、 6パスの遅 延波を、 2パスずつの 3つの遅延波に分解する。
[0059] 図 7は、本発明の第 1の実施形態によるソフトキャンセラブロック部 45— 1における チャネルインパルス応答推定値を示す図である。図 7に示すように、まずソフトキャン セラブロック部 45— 1においては、点線で囲まれた第 3パス (p3)、第 4パス (p4)、第 5パス (p5)、第 6パス (p6)を h (t)と定義し、前記遅延波レプリカ生成部 41で作成す る。前記遅延波レプリカ生成部 41の出力は、前記 h (t)と s" (t)との畳み込み演算し たものであり、加算部 42の出力は受信信号 r (t)から、前記 h (t)と s" (t)との畳み込 み演算したものを減算したものとなる。つまり、レプリカが正しく生成された場合には、 加算部 42の出力は、 (h (t) -h (t) )で表される伝搬路を経て受信された信号である と考えることができる。これにより、図 7の実線で示された伝搬路を経て受信された信 号 pl、 p2が、前記加算部 42の出力となる。
[0060] 図 8は、本発明の第 1の実施形態によるソフトキャンセラブロック部 45— 2における チャネルインパルス応答推定値を示す図である。図 8に示すように、まずソフトキャン セラブロック部 45— 2においては、点線で囲まれた第 1パス (pi)、第 2パス (p2)、第 5パス (p5)、第 6パス (p6)を h (t)と定義し、前記遅延波レプリカ生成部 41で作成す
2
る。前記遅延波レプリカ生成部 41の出力は、前記 h (t)と s" (t)との畳み込み演算し
2
たものであり、加算部 42の出力は受信信号 r (t)から、前記 h (t)と s" (t)との畳み込
2
み演算したものを減算したものとなる。つまり、レプリカが正しく生成された場合には、 加算部 42の出力は、 (h (t) -h (t) )で表される伝搬路を経て受信された信号である
2
と考えることができる。これにより、図 8の実線で示された伝搬路を経て受信された信 号 p3、 p4が、前記加算部 42の出力となる。
[0061] 図 9は、本発明の第 1の実施形態によるソフトキャンセラブロック部 45— 3における チャネルインパルス応答推定値を示す図である。図 9に示すように、まずソフトキャン セラブロック部 45— 3においては、点線で囲まれた第 1パス (pi)、第 2パス (p2)、第 3パス (p3)、第 4パス (p4)を h (t)と定義し、前記遅延波レプリカ生成部 41で作成す
3
る。前記遅延波レプリカ生成部 41の出力は、前記 h (t)と s" (t)との畳み込み演算し
3
たものであり、加算部 42の出力は受信信号 r (t)から、前記 h (t)と s" (t)との畳み込
3
み演算したものを減算したものとなる。つまり、レプリカが正しく生成された場合には、 加算部 42の出力は、 (h (t) -h (t) )で表される伝搬路を経て受信された信号である
3
と考えることができる。これにより、図 9の実線で示された伝搬路を経て受信された信 号 p5、 p6が、前記加算部 42の出力となる。 [0062] 図 7〜図 9の説明では、ソフトキャンセラブロック部 45— 1〜45— 3が、識別された 遅延波の数に基づいて、所定の時間帯を設定する場合について説明した。つまり、 チャネルインパルス応答推定値を基に、識別された遅延波の数に基づいて、ソフトキ ヤンセラブロック部 45— 1〜45— 3毎に作成および減算を行うレプリカ信号を変える 場合について説明した。この方法の他に、以下のような方法を使用することができる。 例えば、ソフトキャンセラブロック部 45— 1〜45— 3が、識別された遅延波の時間に 基づいて所定の時間帯を設定する。つまり、遅延波の到達時間を B個に分割し、どの 時間帯に到達した遅延波であるかによってどのソフトキャンセラブロック部で処理する かを決定する、つまり識別された遅延波の時間に基づいて、ソフトキャンセラブロック 部毎に作成および減算を行うレプリカ信号を変えるようにしてもよい。
また、ソフトキャンセラブロック部 45— 1〜45— 3が、識別された遅延波の受信電力 に基づいて所定の時間帯を設定するようにしてもよい。つまり、全受信信号を到達時 間の順に遅延波に含まれる受信信号がほぼ一定になるよう B個に分割し、これに基 づいてどのソフトキャンセラブロック部で処理するかを決定する、つまり識別された遅 延波の受信電力に基づいて、ソフトキャンセラブロック部毎に作成および減算を行う レプリカ信号を変えるようにしてもょ 、。
[0063] 図 10の（a)〜（c)は、本発明の第 1の実施形態による初回処理におけるチャネルィ ンパルス応答推定値と MMSEフィルタ部を示す図である。ここでは、図 4で示した M MSEフィルタ部 46と、図 5で示したステップ S4及びステップ S23の動作につ!、て説 明する。
まず、初回の MMSEフィルタ部 46の動作について示す。受信信号を周波数領域 で表現すると、受信信号 Rは、以下の式 (4)のように表すことができる。
[0064] [数 10]
R = HS^ N ( 4 )
[0065] ここで、 ΗΊま推定された伝搬路の伝達関数を示しており、ガードインターバル GI内 の遅延波のみが存在すると仮定すると、 Nc * Ncの対角行列で表すことができる。な お、 Ncは spread— OFCDMのサブキャリア数を示している。 ΗΊま、以下の式（5)の ように表すことができる。
[0066] [数 11]
Figure imgf000026_0001
[0067] Sは送信シンボルを表しており、以下の式（6)〖こ示すように、 Nc * 1のベクトルで表 すことができる。
[0068] [数 12]
Figure imgf000026_0002
，… ） … ( 6 )
[0069] 同様に、受信信号 R、雑音成分 Nは、以下の式（7)、式 (8)に示すように、 Nc * 1の ベクトルで表すことができる。
[0070] [数 13]
Figure imgf000026_0003
[0071] [数 14]
Ντ
Figure imgf000026_0004
( 8 )
[0072] なお、式（6)〜式（8)において、添え字に用いた Tは転置行列であることを表してい る。
このような受信信号を受信したとき、 MMSEフィルタ部 46の出力 Yは、以下の式（9 )に示すように、 Nc* 1のベクトルで表すことができる
[0073] [数 15]
Y = WR (9)
[0074] MMSEフィルタ部 46は、チャネルインパルス応答推定値及び雑音電力推定値を 基に MMSEフィルタ係数 Wを決定する。ここで、 MMSEフィルタ係数 Wは、以下の 式（10)に示すように、 Nc*Ncの対角行列で表すことができる。
[0075] [数 16]
Figure imgf000027_0001
[0076] さらに、上記 MMSEフィルタ係数 Wの各要素は、周波数方向拡散時は以下の式 (
11)で表すことができる。
[0077] [数 17]
H H
Figure imgf000027_0002
H m Hw + —l)H Hm- OM C m Hm+Cfj
[0078] なお、
[0079] [数 18]
H
Figure imgf000027_0003
一 Urn
[0080] はコード多重時の他コードからの干渉成分であり、
[0081] [数 19] ひ N
[0082] は雑音電力の推定値を示して 、る。また、添え字の Hはハミルトニアン (共役転置）を 示している。
また、上記の MMSEフィルタ係数 Wの各要素は、時間方向拡散時はコード間の 直交性が保たれて 、ると仮定して以下の式（ 12)で表すことができる。
[0083] [数 20]
, 2 · · · "
[0084] なお、図 10の（a)〜（c)は、初回処理において図 6に示した伝搬路を通った信号が 、前記係数に基づいた MMSEフィルタ部 46に入力される様子を示している。
なお、図 10の（a)は、図 6に示したチャネルインパルス応答 pl〜p6を示している。 図 10の (b)は、前記チャネルインパルス応答 pl〜p6を周波数軸で表現した、伝達 関数を示している。なお、図 10の（b)において、横軸は周波数を、縦軸は電力を示し ており、初回処理では、周波数選択性が高い (周波数軸方向の電力の変動が激しい )ことが分かる。このような状態は、先程述べたとおり、 MC— CDMAにおいてはコー ド間において、直交性が崩れ、コード間干渉が生じていることを意味している。
[0085] 次に、繰り返し時の MMSEフィルタ部の動作について説明する。まず繰り返し復調 時に、 i番目のソフトキャンセラブロック部 45— iにおいて使用されるレプリカ信号 を 以下の式（13)のように表すことができる。
[0086] [数 21]
Figure imgf000028_0001
[0087] ここで、 h"は、 i番目のソフトキャンセラブロック部 45— iにおいて処理を行う遅延波 のみを抽出した遅延プロファイルである。 s" (t)は、前回の MAP復号によって得られ た対数尤度比 λ 2を基に算出されたレプリカ信号である。
[0088] [数 22]
®
[0089] は畳み込み演算を示している。従って、ソフトキャンセラブロック部 45— iの出力、つま り、図 4の i番目のソフトキャンセラブロック部 45の出力 R〜iは、以下の式（14)のように 表すことができる。
[0090] [数 23]
R R— H - -HB S S S 十厶 ( 1 4 )
Figure imgf000029_0001
[0091] ここで Δは、レプリカの不確定性による誤差信号と熱雑音成分を含むものとする。
のとき、 MMSEフィルタ部 46の出力 Υ，は、以下の式（15)で表すことができる。
[0092] [数 24]
Figure imgf000029_0002
[0093] ここで、レプリカ信号は精度よく生成されており、前記 Δにはレプリカの誤差による 成分は含まれず、熱雑音成分のみが含まれると仮定すると、 MMSEフィルタ係数の 部分行列は、以下の式（16)のように対角行列で表すことができる。
[0094] [数 25]
Figure imgf000029_0003
[0095] さらに、 MMSEフィルタ部 46への入力信号は、後述するように周波数選択性が少 なくなっており、フラットフェージングに近い状態になっていること力もコード多重時の コード間干渉もないと仮定すると、各要素は以下の式（17)で表すことができる。
[0096] [数 26] · · · ( 1 7 )
Figure imgf000030_0001
[0097] なお、 Η' は i'番目のソフトキャンセラブロック部における m番目の伝搬路の伝達
1， m
関数であり、 H" Hは H' のノヽミルト-アンである。
1 , m 1 , m
[0098] 図 11の（a)〜(g)は、本発明の第 1の実施形態による繰り返し処理におけるチヤネ ルインパルス応答推定値と MMSEフィルタ部を示す図である。図 11では、繰り返し 処理にお 、て図 7〜図 9に示した伝搬路を通った信号が、前記 MMSEフィルタ係数 に基づいた MMSEフィルタ部 46に入力される様子を示している。なお、ここではソフ トキヤンセラブロック部の数 Bを 3として!/、る。
MMSEフィルタ部 46は、初回復調時には式（11)又は式（12)で表わされる MMS Eフィルタ係数 Wを用い、繰り返し復調時には式（17)で表わされる MMSEフィルタ 係数 w， を用いる。
1， m
[0099] なお、図 10の（a)と同様に図 11の（a)、図 11の（c)、図 11の（e)は、図 7〜図 9に示 したチャネルインパルス応答 pi〜ρ6を示している。図 11の（b)、図 11の（d)、図 11 の（f)は、前記チャネルインパルス応答 pl〜p6を周波数軸で表現した、伝達関数を 示している。なお、横軸は周波数を、縦軸は電力を示しており、繰り返し処理時では、 周波数選択性が低い (周波数軸方向の電力の変動が小さい)ことが分かる。このよう な状態は、先程述べたとおり、 MC— CDMAにおいてはコード間において、直交性 が保たれ、コード間干渉が生じにくいことを意味して 、る。
このように、繰り返し処理を行うことにより、ガードインターバル GIを超える遅延波を 取り除くのと同時に、コード間干渉の影響も取り除くという効果を奏することができる。
[0100] 図 12は、本発明の第 1の実施形態による伝搬路*雑音電力推定部 22 (図 3)の構成 を示す図である。伝搬路，雑音電力推定部 22は、伝搬路推定部 61、プリアンプルレ プリカ生成部 62、雑音電力推定部 63を備えている。
伝搬路推定部 61は、受信信号に含まれる PICHを用いてチャネルインパルス応答 の推定を行う。プリアンブルレプリカ生成部 62は、前記伝搬路推定部 61によって求 められたチャネルインパルス応答推定値と、既知情報である PICHの信号波形とを用 いて PICHのレプリカ信号を作成する。雑音電力推定部 63は、受信信号に含まれる PICH部分と、前記プリアンブルレプリカ生成部 62より出力される PICHのレプリカ信 号との差分をとることにより雑音電力の推定を行う。
なお、伝搬路推定部 61における伝搬路推定方法としては、 RLSアルゴリズムなどを 用いて、最小二乗誤差規範に基づき導出を行う方法や、周波数相関を用いる方法な ど様々な方法を使用することができる。
[0101] 本発明の第 1の実施形態による無線受信機によれば、レプリカ信号作成部 28が作 成したレプリカ信号を用いて受信信号 r (t)力も所定の時間帯ごとに遅延波レプリカ生 成部 41が遅延波を除去し、その所定の時間帯ごとに遅延波を除去した信号を MMS Eフィルタ部 46が合成し、その合成した信号に対して軟判定出力部 50が軟判定を行 うようにしたので、遅延波を除去した信号に対して FFTの処理を行うことが可能となる 。また、遅延波を除去することにより周波数選択性を減らした信号に対して逆拡散の 処理を行うことが可能となり、コード数に関係のない演算量で、コード間干渉の除去を 行うことができる。
[0102] (第 2の実施形態）
本実施形態では、誤り訂正符号が各コードに亘つてなされている場合について説 明する。
[0103] 図 13は、本発明の第 2の実施形態による無線受信機の構成の一部を示す図である 。無線受信機の構成は、第 1の実施形態による無線受信機の構成（図 3)とほぼ同じ であるが、図 3におけるコード毎 MAP復号部 24— 1〜24— 4に対応する部分が異な る。
図 13においては、 MAP検出部 23から出力されたビット毎の対数尤度比力 P/S 変換部 132に入力され、ノ ラレルシリアル変換された後、ビットディンタリーバ部 125 においてビット毎にディンタリーブ処理を行う。ビットディンタリーバ部 125の出力に 対し、 MAP復号部 126において MAP復号処理を行う。なお、前述の通り MAP復号 処理とは、ターボ復号、 LDPC復号、ビタビ復号など通常の誤り訂正復号時に、硬判 定を行わず、情報ビットおよびパリティビットも含めて対数尤度比を出力する方法であ る。 [0104] 続いて、 MAP復号部 126の入力と出力との差分え 2を加算部 127で算出し、レプリ 力信号作成部 128に出力する。レプリカ信号作成部 128は、ビットインタリーバ部 130 、シンボル生成部 131、 SZP変換部 134、コード毎シンボルインタリーバ'拡散部 13 5— 1〜135— 4、 DTCH多重部 34、 PICH多重部 35、スクランプリング部 36、 IFFT 部 37、 GI挿入部 38を備えている。また、コード毎シンボルインタリーノ^拡散部 135 — 1〜135— 4は、シンボルインターリーバ部 132、周波数—時間拡散部 133を備え ている。
[0105] レプリカ信号作成部 128への入力はビットインタリーバ部 130に入力され、ビットイン タリーバ部 130では、ビット毎に λ 2を入れ替え出力される。ビットインタリーバ部 130 の出力は、シンボル生成部 131において、 ぇ2の大きさに応じて BPSK、 QPSK, 16 QAM、 64QAMなどのシンボル変調処理が行われ、シンボル生成部 131の出力は SZP変換部 134においてシリアルパラレル変換され、 C 個のコード毎シンボルィ
mux
ンタリーバ.拡散部 135— 1〜135— 4に出力される。
[0106] コード毎シンボルインタリーノ '拡散部 135— 1〜135— 4に入力された信号は、シ ンボルインタリーバ部 132に入力され、シンボル毎に順番を入れ替えられた後、周波 数一時間拡散部 133に入力される。周波数一時間拡散部 133では所定の拡散コー ド (チヤネライゼーシヨンコード)で拡散された後、 DTCH多重部 34に出力される。以 降は、第 1の実施形態と同様の動作を行うため詳細な説明を省略する。
[0107] 本発明の第 2の実施形態による無線受信機によれば、図 13に示す無線受信機の 構成を用いて、繰り返し復号を行うことにより、ガードインターバル GIを超える遅延波 を取り除くのと同時に、コード間干渉の影響も取り除くことができる。
[0108] なお、図 4及び図 13では、ビットインタリーバ部 130、ビットディンタリーバ部 125、 及びシンボルインタリーバ部 132、シンボルディンタリーバ部 49の双方が配置されて いるが、これはいずれか一方、つまりビットインタリーバ部 130及びビットディンタリー バ部 125のみでも良!、し、シンボルインタリーバ部 132及びシンボルディンタリーバ 部 49のみでも良い。また、ビットインタリーバ部 130、ビットディンタリーバ部 125及び シンボルインタリーノ部 132、シンボルディンタリーバ部 49の全てが配置されていな くても良い。この点に関しては、第 1の実施形態と同様である。 [0109] (第 3の実施形態）
本実施形態では、拡散処理のされて！/ヽな ヽマルチキャリア信号を受信する場合に ついて説明する。
[0110] 図 14は、本発明の第 3の実施形態による無線受信機の構成の一部を示す図である 。無線受信機の構成は、第 2の実施形態の無線受信機の構成（図 13)とほぼ同じで あるが、図 13における MAP検出部 23、レプリカ信号作成部 128、前記レプリカ信号 作成部 128に含まれるコード毎シンボルインタリーバ ·拡散部 135— 1〜 135— 4、シ ンボルインタリーバ部 132、周波数—時間拡散部 133、 DTCH多重部 34が異なる。 図 14においては、 MAP検出部 223から出力されたビット毎の対数尤度比力 ビット ディンタリーバ部 125においてビット毎にディンタリーブ処理を行い、ビットディンタリ ーバ部 125の出力に対し、 MAP復号部 126において MAP復号処理を行う。なお、 MAP復号処理とは、前述したようにターボ復号、 LDPC復号、ビタビ復号など通常 の誤り訂正復号時に、硬判定を行わず、情報ビットおよびパリティビットも含めて対数 尤度比を出力する方法である。
[0111] 続いて、 MAP復号部 126の入力と出力との差分え 2を加算部 127で算出し、レプリ 力信号作成部 228に出力する。レプリカ信号作成部 228への入力は、ビットインタリ ーバ部 130に出力され、ビットインタリーバ部 130では、ビット毎に λ 2を入れ替え出 力される。ビットインタリーバ部 130の出力は、シンボル生成部 131において、ぇ2の 大きさに応じて BPSK、 QPSK、 16QAM、 64QAMなどのシンボル変調処理が行 われ、シンボル生成部 131の出力はシンボルインタリーバ部 232に出力され、シンポ ル毎に順番を入れ替えた後、 PICH多重部 35に出力される。以降は、第 1の実施形 態による無線受信機（図 3)と同様の動作を行うため、詳細な説明は省略する。
[0112] 本発明の第 3の実施形態による無線受信機によれば、マルチキャリア信号を受信 する場合には、図 14に示す無線受信機の構成を用いて、繰り返し復号を行うこと〖こ より、ガードインターバル GIを超える遅延波を取り除くことができる。
[0113] なお、図 15は、本発明の第 3の実施形態による MAP検出部 223 (図 14)の構成の 一例を示す図である。 MAP検出部 223の構成は、第 1の実施形態による MAP検出 部 223 (図 4)とほぼ同じであるが、図 4におけるコード毎対数尤度比出力部 47— 1〜 47-4,逆拡散部 48、シンボルディンタリーバ部 49、軟判定出力部 50が異なる。 MAP検出部 223は、 B個のソフトキャンセラブロック部 45— 1〜45— B (ここでは、
B = 3)と、ソフトキャンセラブロック部 45の出力を MMSE規範に従い合成する MMS
Eフィルタ部 46と、 MMSEフィルタ部 46の出力に対してシンボル毎に入れ替えを行 うシンボルディンタリーバ部 249と、シンボルディンタリーブ出力に対してビット毎の対 数尤度比を出力する軟判定出力部 250を備えている。
なお、ソフトキャンセラブロック部と、 MMSEフィルタ部 46は、第 1の実施形態（図 4
)と同一の機能を持つものであるため詳細な説明は省略する。
[0114] (第 4の実施形態）
本実施形態の無線受信機は、第 1の実施形態に比べ、異なる雑音電力推定方法 を使用する。
[0115] 図 16は、本発明の第 4の実施形態による無線受信機の構成の一部を示す図である 。無線受信機の構成は、第 1の実施形態による無線受信機（図 3)とほぼ同じであるが 、図 3における伝搬路，雑音電力推定部 22が異なる。入力信号に関してみると、図 3 に記載の伝搬路*雑音電力推定部 22では受信信号 r (t)のみが入力されているのに 対し、図 16の伝搬路 '雑音電力推定部 322では受信信号!: (t)と、レプリカ信号作成 部 28の出力であるレプリカ信号 s" (t)が入力されている。
[0116] 図 17は、本発明の第 4の実施形態による伝搬路*雑音電力推定部 322 (図 16)の 構成の一例を示す図である。伝搬路 '雑音電力推定部 322は、伝搬路推定部 61、 受信信号レプリカ生成部 362、雑音電力推定部 363を有する。
伝搬路推定部 61は、受信信号に含まれる PICHを用いてチャネルインパルス応答 の推定を行う。
受信信号レプリカ生成部 362は、レプリカ信号作成部 28が作成するレプリカ信号と チャネルインパルス応答推定値とに基づいて受信信号 r(t)のレプリカを作成する。具 体的には、受信信号レプリカ生成部 362は、伝搬路推定部 61によって求められたチ ャネルインパルス応答推定値 h' (t)と、既知情報である PICH信号波形及び MAP復 号部 26の出力力も得られたビット毎の対数尤度比 λ 2から求められたレプリカ信号 s' (t)とを用いて PICHのレプリカ信号および DTCHのレプリカ信号を作成する。 雑音電力推定部 363は、受信信号レプリカ生成部 362が作成するレプリカ信号 [0117] [数 27]
Λ
h(t)®s(t)
[0118] と受信信号 r(t)との差分を求めることにより雑音電力の推定を行う。これにより、雑音 電力推定部 363の計算する雑音電力推定値に、 MAP復号結果の誤差およびガウ ス雑音成分の双方を含むことが可能となり、 MMSEフィルタ部 46における MMSEフ ィルタ係数がより適切に求められる。
なお、本実施形態による無線受信機の構成は、第 2又は第 3の実施形態による無 線受信機にも適用可能である。
[0119] (第 5の実施形態）
第 5の実施形態の無線受信機は、第 1の実施形態に比べて、無線受信機の構成（ 図 3)において、 MAP検出部の構成が異なる。
第 1の実施形態における MMSEフィルタ部 46 (図 4)で用 、る MMSEフィルタ係数 では、レプリカ信号が高精度で生成されると仮定し、式（14)において熱雑音成分の みを使用している。第 5の実施形態では、レプリカ信号の不確定性による誤差を考慮 して MMSEフィルタリング処理を行う場合について説明する。
[0120] 図 18は、本発明の第 5の実施形態による MAP検出部 423の構成の一例を示す図 である。この MAP検出部 423の構成は、第 1の実施形態における MAP検出部 23 ( 図 4)とほぼ同じであるが、 MAP検出部 423に入力されたレプリカ信号力 レプリカ誤 差推定値を推定するレプリカ誤差推定部 478を備え、そのレプリカ誤差推定値は、第 1の実施形態の場合と同様にソフトキャンセラブロック部 45— 1〜45— 3の出力と、チ ャネルインパルス応答推定値及び雑音電力推定値と共に、 MMSEフィルタ部 446に 入力される。 MMSEフィルタ部 446では、入力されたチャネルインパルス応答推定 値とレプリカ誤差推定値を基に前記ソフトキャンセラブロック部 45— 1〜45— 3ごとの インパルス応答推定値が推定され、ソフトキャンセラブロック部 45— 1〜45— 3ごとの インパルス応答推定値及び雑音電力推定値を基に、 MMSEフィルタ係数が決定さ れ、 MMSEフィルタリング処理により、ソフトキャンセラブロック部 45— 1〜45— 3の 出力が合成される。
以 P下に、第 5の実施形態におけるレプリカ誤差推定部 478と MMSEフィルタ部 446 の動作について説明する。
まず、レプ Eリカ誤差推定部 478では、入力されたレプリカ信号 s" (t)に基づいて、レ プリカ誤差推定値 2 Pが、以下の式（18)により算出される。
[0121] [数 28]
<
2
( 1 8 )
[0122] ここで E[]はアンサンブル平均を表す。このとき、送信信号 sの平均電力は 1である とすると、レプリカ誤差推定値 pは以下の式（19)で表される。
[0123] [数 29] p = El l - i2 ■ · · · ( 1 9 )
[0124] 次に、推定されたレプリカ誤差推定値 Pは、ソフトキャンセラブロック部 45— 1〜45
3の出力と、チャネルインパルス応答推定値及び雑音電力推定値と共に、 MMSE フィルタ部 446に入力される。
MMSEフィルタ部 446では、推定されたレプリカ誤差推定値 pに基づいて、ソフト キャンセラブロック部 45— 1〜45— 3ごとのチャネルインパルス応答推定値 PT ，が
i, m
、以下の式（20)により算出される。
[0125] [数 30]
H!,m = DFT + ( 2 0 )
Figure imgf000036_0001
[0126] ただし、 DFT[]は []内の信号を時間領域力 周波数領域に変換処理することを示 す。また、 h，は i番目のソフトキャンセラブロック部 45— iにおいて処理の対象となる遅 延波のみを抽出した遅延プロファイルを示しており、以下の式（21)で表される。
[0127] [数 31] 二 h - hi · · · ( 2 1 )
[0128] ただし、 hは MAP検出部 423に入力されたチャネルインパルス応答推定値を表し、 は第 1の実施形態の場合と同様に、 i番目のソフトキャンセラブロック部 45— iにおい て処理を行う遅延波のみを抽出した遅延プロファイルである。
次に、このチャネルインパルス応答推定値 PT ，を基に、 MMSEフィルタ係数 W
m i, が以下の式（22)により決定される。
[0129] [数 32]
Figure imgf000037_0001
W. W = β 9 · · · ( 2 2 ) '
2^H' ,m n i',m + 0 N
[0130] なお、上記の式（22)において、 mは自然数であり、 σ " 2は雑音電力推定値であり
Ν
、 Βはソフトキャンセラブロック部 45— 1〜45— 3の数（図 18ではその一例として Β= 3 とする。）であり、 i、 i，はソフトキャンセラブロック部 45— 1〜45— 3の数以下の自然数 であり、 H" は i番目のソフトキャンセラブロック部 45— 1〜45— 3における m番目の ，
伝搬路の伝達関数であり、 ίΤ Ηは IT のハミルトニアンであり、 IT は i'番目の ソフトキャンセラブロック部 45— 1〜45— 3における m番目の伝搬路の伝達関数であ り、 IT Hは PT , のノヽミルト-アンである。
[0131] 本発明の第 5の実施形態の無線受信機では、送信信号のレプリカであるレプリカ信 号 s" (t)を受信信号!: (t)に基づいてレプリカ信号作成部 28が作成し、そのレプリカ信 号 s" (t)を用いて受信信号 r(t)力 所定の時間帯ごとに遅延波をソフトキャンセラブ ロック部 45— 1〜45— 3が除去し、雑音電力推定値 σ ' 2を伝搬路'雑音電力推定
Ν
部 22が推定し、レプリカ信号 s" (t)カゝらレプリカ誤差推定値 をレプリカ誤差推定部 が推定し、受信信号 r (t)カゝら推定されるチャネルインパルス応答推定値 H' 'と雑 ， 音電力推定値 σ ' 2とレプリカ誤差推定値 ρとを基に MMSEフィルタ係数 (フィルタ
N
係数とも称する） W (式（22)参照）を MMSEフィルタ部 446が決定し、その MMS ，
Eフィルタ係数 W を使用してソフトキャンセラブロック部 45— 1〜45— 3が所定の時 間帯ごとに遅延波を除去した信号を MMSEフィルタ部 446が合成し、 MMSEフィル タ部 446が合成した信号に対して軟判定出力部 50が軟判定を行うようにした。
これにより、レプリカ信号の誤差による成分を考慮した MMSEフィルタリング処理を 行うことができる。
[0132] なお、式（22)で示された MMSEフィルタ係数 W は繰り返し復調時に用いられ、
1， m
初回復調時で用いる MMSEフィルタ係数は第 1の実施形態の式（ 11 )又は式（ 12) と同様である。
また、第 5の実施形態による MMSEフィルタリング処理は、第 2〜第 4の実施形態に よる無線受信機にも適用可能である。
[0133] (第 6の実施形態）
第 6の実施形態の無線受信機は、第 1の実施形態からさらに MMSEフィルタ部 46 にお 、て、分割ブロック内のコード間干渉を考慮した MMSEフィルタ係数を用いる場 合について説明する。
[0134] 図 19は、本発明の第 6の実施形態による MAP検出部 23の構成の一例を示す図 である。本実施形態による無線受信機は、第 1の実施形態による無線受信機（図 4参 照）の MMSEフィルタ部 46の代わりに、 MMSEフィルタ部 46aを有する点において 相違する。なお、第 6の実施形態による無線受信機（図 19)が、第 1の実施形態によ る無線受信機（図 4)と同様の構成をとる部分については、同一の符号を付してそれ らの説明を省略する。
[0135] 第 1の実施形態では、到来する信号をブロック分割し、各ブロックにおける周波数 選択性をフラットに近づけることにより、周波数方向拡散を用 V、た MC— CDMでは、 コード間の直交性を保つことができ、コード間干渉を抑えることが可能となる。
ところが、ブロック分割数に比べて到来する信号の数が多くなる場合、各ブロックに おける周波数選択性は低くなるが、依然として周波数軸方向の電力は変動する。そ のため、各ブロックにおいて、周波数選択性に起因するコード間干渉が発生すること になる。
本実施形態では、 MMSEフィルタ部 46aにおいて、 2回目以降の繰り返し復調時 には、以下の式（23)で表される MMSEフィルタ係数 W を用いる。
i, m [0136] [数 33]
Figure imgf000039_0001
[0137] ここで、式（23)における
[0138] [数 34]
(し mux i m n i m + °
[0139] は、コード多重時の他コードからの干渉成分 (コード間干渉推定値とも称する）を表し
Λ 2
ている。また、式（23)において、 mは自然数であり、 C はコード多重数であり、 σ " mux N
2は雑音電力推定値であり、 Bはソフトキャンセラブロック部 45— 1 45— 3の数（図 1 9ではその一例として B= 3とする。）であり、 i i'はソフトキャンセラブロック部 45— 1 45— 3の数以下の自然数であり、 H" は i番目のソフトキャンセラブロック部 45— m
1 45— 3における m番目の伝搬路の伝達関数であり、 IT Ηは IT のハミルトニ m m
アンであり、 H" は i，番目のソフトキャンセラブロック部 45— 1 45— 3における m m
番目の伝搬路の伝達関数であり、 H' Hは H' のハミルトニアンである。
, m , m
[0140] 本発明の第 6の実施形態の無線受信機では、送信信号のレプリカであるレプリカ信 号 s" (t)を受信信号!: (t)に基づいてレプリカ信号作成部 28が作成し、レプリカ信号 s ' (t)を用いて受信信号 r (t)力 所定の時間帯ごとに遅延波をソフトキャンセラブロッ ク部 45— 1 45— 3が除去し、雑音電力推定値 σ ' 2を伝搬路'雑音電力推定部 22
Ν
が推定し、受信信号 r (t)カゝら推定されるチャネルインパルス応答推定値 H' 'と雑 m 音電力推定値 σ ' 2とコード多重数 C に基づいて推定されるコード間干渉推定値
N mux
とを基に MMSEフィルタ係数 W (式（23)参照）を決定し、その MMSEフィルタ係 m
数 W を使用してソフトキャンセラブロック部 45— 1 45— 3が所定の時間帯ごとに m
遅延波を除去した信号を MMSEフィルタ部 46aが合成し、 MMSEフィルタ部 46aが 合成した信号に対して軟判定出力部 50が軟判定を行うようにした。
これにより、 2回目以降の繰り返し復調時においても、他コードからの干渉成分を考 慮することができ、特性を改善することができる。
なお、初回復調時で用いる MMSEフィルタ係数 Wは、第 1の実施形態と同様であ る。
なお、第 6の実施形態による MMSEフィルタは、第 2〜第 5の実施形態による無線受 信機にも適用可能である。
なお、上記コード多重数 C は制御チャネル等を用いて受信側への通知や受信
mux
信号に基づいて推定により求めることが可能である。
[0141] 上述した本発明の第 1〜第 6の実施形態による無線受信機によれば、 FFTを使用 することによりサブキャリア数の多いマルチキャリア信号を復調する際にも演算量を低 減し、また MC— CDM時のコード間干渉を取り除く場合にもコード多重数に依存しな い演算量を実現しつつ、ガードインターバル GIを超える遅延波およびコード間干渉 に耐性を持たせることができる。
[0142] なお、以上説明した実施形態において、図 3、図 13、図 14、図 16のシンボル同期 部 21、伝搬路，雑音電力推定部 22、 MAP検出部 23、コード毎 MAP復号部 24— 1 〜24— 4、レプリカ信号作成部 28、コード毎シンボル生成部29— 1〜29—4、ビット インターリーバ部 30、シンボル生成部 31、シンボルインターリーバ部 32、周波数 時間拡散部 33、 DTCH多重部 34、 PICH多重部 35、スクランプリング部 36、 IFFT 部 37、 GI挿入部 38、 PZS変換部 39、ビットディンタリーバ部 125、 MAP復号部 12 6、ビットインタリーバ部 130、シンボル生成部 131、 PZS変換部 132、 SZP変換部 134、コード毎シンボルインタリーノ '拡散部 135— 1〜135— 4、レプリカ信号作成 部 228、シンボルインタリーバ部 232、伝搬路 '雑音電力推定部 322、図 4、図 15、図 19の遅延波レプリカ生成部 41、加算部 42、 GI除去部 43、 FFT部 44、ソフトキャン セラブロック部45— 1〜45— 3、 MMSEフィルタ部 46、 46a、コード毎対数尤度比出 力部 47— 1〜47— 4、逆拡散部 48、シンボルディンタリーバ部 49、軟判定出力部 5 0、 MAP検出部 223、シンボルインタリーノ 部 249、軟判定出力部 250、図 12、図 1 7の伝搬路推定部 61、プリアンブルレプリカ生成部 62、雑音電力推定部 63、受信信 号レプリカ生成部 362、雑音電力推定部 363、図 18の MAP検出部 423、 MMSEフ ィルタ部 446、レプリカ誤差推定部 478の機能又はこれらの機能の一部を実現するた めのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に 記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより無線 受信機の制御を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、 OSや周 辺機器等のハードウェアを含むものとする。
[0143] また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気 ディスク、 ROM, CD— ROM等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハー ドディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」 とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを 送信する場合の通信線のように、短時刻の間、動的にプログラムを保持するもの、そ の場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように 、一定時刻プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、 前述した機能の一部を実現するためのものであっても良ぐさらに前述した機能をコ ンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できる ものであっても良い。
[0144] 以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきた力 具体的な構 成はこの実施形態に限られるものではなぐこの発明の要旨を逸脱しない範囲の設 計等も請求の範囲に含まれる。

Claims

請求の範囲
[1] 送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信 号作成部と、
前記レプリカ信号を用いて受信信号力 所定の時間帯ごとに到来波を除去する到 来波除去部と、
前記到来波除去部が所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成 部と、
前記合成部が合成した信号に対して復調処理を行う復調部と、
を備えることを特徴とする受信機。
[2] 前記到来波除去部は、
所定の時間帯ごとの到来波のレプリカを作成する遅延波レプリカ生成部と、 受信信号力 前記遅延波レプリカ生成部が作成した所定の時間帯ごとの到来波の レプリカを減算する減算部と、
を備えることを特徴とする請求項 1記載の受信機。
[3] 前記遅延波レプリカ生成部は、
識別された到来波の数に基づいて前記所定の時間帯を設定することを特徴とする 請求項 2記載の受信機。
[4] 前記遅延波レプリカ生成部は、
識別された到来波の時間に基づいて前記所定の時間帯を設定することを特徴とす る請求項 2記載の受信機。
[5] 前記遅延波レプリカ生成部は、
識別された到来波の受信電力に基づ!、て前記所定の時間帯を設定することを特 徴とする請求項 2記載の受信機。
[6] 前記復調部が復調処理を行った結果を基に、誤り訂正復号を行!、、ビット毎の信号 を判定する信号判定部を備え、
前記レプリカ信号作成部は、前記信号判定部が算出した判定値を基に、送信信号 のレプリカであるレプリカ信号を作成することを特徴とする請求項 1から 5までのいず れかの項に記載の受信機。 [7] 前記信号判定部は、前記復調部が復調処理を行った結果を基に、誤り訂正復号を おこない、算出するビット毎の対数尤度比を判定値とすることを特徴とする請求項 6に 記載の受信機。
[8] 雑音電力推定値を推定する伝搬路'雑音電力推定部を備え、
前記合成部は、チャネルインパルス応答推定値及び前記雑音電力推定値を基に MMSEフィルタ係数を決定する MMSEフィルタであることを特徴とする請求項 1から 7記載の受信機。
[9] 前記合成部は、式 (A)又は式 (B)で表わされる MMSEフィルタ係数 W、又は式（ C)で表わされる MMSEフィルタ係数 W， を用いることを特徴とする請求項 8記載の ， m
受信機 (ただし、 mは自然数、 H' は m番目の伝搬路の伝達関数、 Pi は H' のハ m m m ミルト-アン、 C はコード多重数、 σ " 2は雑音電力の推定値、 iは到来波除去部の mux N
数以下の自然数、 H" は i番目の到来波除去部における m番目の伝搬路の伝達関 ， m
数、 ITH は IT のノヽミルト-アンである）。
m m
[数 1]
H
Figure imgf000043_0001
Hm Hm + (Cmux - 1) Hm Ηη,+ θΝ C Hm Hm + ON
[数 2]
Figure imgf000043_0002
[数 3]
Figure imgf000043_0003
[10] 前記伝搬路'雑音電力推定部は、
前記レプリカ信号作成部が作成するレプリカ信号とチャネルインパルス応答推定値 とに基づいて受信信号のレプリカ信号を作成する受信信号レプリカ生成部と、 前記受信信号レプリカ生成部が作成するレプリカ信号と受信信号との差分を求める ことにより雑音電力の推定を行う雑音電力推定部と、
を備えることを特徴とする請求項 8又は 9記載の受信機。
[11] 送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信 号作成部と、
前記レプリカ信号を用いて受信信号力 所定の時間帯ごとに到来波を除去する到 来波除去部と、
雑音電力推定値を推定する伝搬路'雑音電力推定部と、
前記レプリカ信号力 レプリカ誤差推定値を推定するレプリカ誤差推定部と、 受信信号力 推定されるチャネルインパルス応答推定値と前記雑音電力推定値と 前記レプリカ誤差推定値とを基にフィルタ係数を決定し、そのフィルタ係数を使用し て前記到来波除去部が所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合成 部と、
前記合成部が合成した信号に対して復調処理を行う復調部と、
を備えることを特徴とする受信機。
[12] 前記合成部は、前記レプリカ誤差推定値を基に前記所定の時間帯ごとのチャネル インパルス応答推定値を推定することを特徴とする請求項 11に記載の受信機。
[13] 前記合成部は、式 (D)で表わされるフィルタ係数 W を用いることを特徴とする請
m
求項 11又は 12に記載の受信機 (ただし、 mは自然数であり、 σ " 2は雑音電力推定
Ν
値であり、 Βは到来波除去部の数であり、 i、 i'は到来波除去部の数以下の自然数で あり、 H" は i番目の到来波除去部における m番目の伝搬路の伝達関数であり、 H"
， m
Hは IT のノ、ミルト-アンであり、 IT ，は i，番目の到来波除去部におけるレプリ 力信号の不確定性による誤差を考慮した m番目の伝搬路の伝達関数であり、 H" ,
， m
H，は IT ，のノヽミルト-アンである）。
i， m
[数 4]
Figure imgf000045_0001
前記合成部は、 《記 H" , 'を、式 (E)を用いて算出することを特徴とする請求項 1
1， m
1から 13までのいずれかの項に記載の受信機 (ただし、 DFT[]は []内の信号を時間 領域から周波数領域に変換処理することを示し、 h \ h /は i、 i'番目の到来波除去 部において処理の対象となる到来波のみを抽出した遅延プロファイルであり、 はレ プリカ誤差推定値である)。
[数 5]
Figure imgf000045_0002
[15] 送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信 号作成部と、
前記レプリカ信号を用いて受信信号力 所定の時間帯ごとに到来波を除去する到 来波除去部と、
雑音電力推定値を推定する伝搬路'雑音電力推定部と、
受信信号力 推定されるチャネルインパルス応答推定値と前記雑音電力推定値と コード多重数に基づいて推定されるコード間干渉推定値とを基にフィルタ係数を決 定し、そのフィルタ係数を使用して前記到来波除去部が所定の時間帯ごとに到来波 を除去した信号を合成する合成部と、
前記合成部が合成した信号に対して復調処理を行う復調部と、
を備えることを特徴とする受信機。
[16] 前記合成部は、式 (F)で表わされるフィルタ係数 W を用いることを特徴とする請
1， m
求項 15に記載の受信機 (ただし、 mは自然数であり、 C はコード多重数であり、 σ
- 2
は雑音電力推定値であり、 Βは到来波除去部の数であり、 i、 i'は到来波除去部の 数以下の自然数であり、 H" は i番目の到来波除去部における m番目の伝搬路の 伝達関数であり、 ίΤ Ηは IT のノ、ミルト-アンであり、 H" , は i，番目の到来波除
1, m 1, m l , m
去部における m番目の伝搬路の伝達関数であり、 H" , Hは H" , のハミルトニアン
1 , m 1 , m
である)。
[数 6]
W,m = j-^ · · (F)
mux . Hi',mn +ひ w
[17] 前記合成部は最小二乗誤差フィルタを備え、前記フィルタ係数として最小二乗誤 差フィルタ係数を使用することを特徴とする請求項 11から 16までのいずれかの項に 記載の受信機。
[18] 送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信 号作成過程と、
前記レプリカ信号を用いて受信信号力 所定の時間帯ごとに到来波を除去する到 来波除去過程と、
前記到来波除去過程で所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する受 信信号合成過程と、
前記受信信号合成過程で合成した信号に対して復調処理を行う復調過程と、 を実行することを特徴とする受信方法。
[19] 送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信 号作成過程と、
前記レプリカ信号を用いて受信信号力 所定の時間帯ごとに到来波を除去する到 来波除去過程と、
雑音電力推定値を推定する伝搬路'雑音電力推定過程と、
前記レプリカ信号カゝらレプリカ誤差推定値を推定するレプリカ誤差推定過程と、 受信信号力 推定されるチャネルインパルス応答推定値と前記雑音電力推定値と 前記レプリカ誤差推定値とを基にフィルタ係数を決定し、そのフィルタ係数を使用し て前記到来波除去過程で所定の時間帯ごとに到来波を除去した信号を合成する合 成過程と、
前記合成過程で合成した信号に対して復調処理を行う復調過程と、
を実行することを特徴とする受信方法。
送信信号のレプリカであるレプリカ信号を受信信号に基づいて作成するレプリカ信 号作成過程と、
前記レプリカ信号を用いて受信信号力 所定の時間帯ごとに到来波を除去する到 来波除去過程と、
雑音電力推定値を推定する伝搬路'雑音電力推定過程と、
受信信号力 推定されるチャネルインパルス応答推定値と前記雑音電力推定値と コード多重数に基づいて推定されるコード間干渉推定値とを基にフィルタ係数を決 定し、そのフィルタ係数を使用して前記到来波除去過程で所定の時間帯ごとに到来 波を除去した信号を合成する合成過程と、
前記合成過程で合成した信号に対して復調処理を行う復調過程と、
を実行することを特徴とする受信方法。
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